JP3281103B2 - 車両用振動制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、車両の振動つまり騒音
を、低減用振動を利用した干渉作用によって低減するよ
うにした車両用振動制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】車両、特にエンジンによる騒音振動つま
り第１振動が問題になる自動車等においては、スピ−カ
等から低減用振動つまり第２振動を発生させて、この第
１振動と第２振動との干渉により第１振動を低減するこ
とが提案されている。この種の振動低減装置にあって
は、特表平１−５０１３４４号公報に示すように、振動
源からの振動つまり第１振動に相当する信号をリファレ
ンス信号として取り出すリファレンス信号発生器と、第
１振動による騒音が問題となる所定空間での振動をピッ
クアップするマイクと、所定空間に向けて第２振動を発
生させるスピ−カと、スピ−カから出力させる第２振動
を生成するための適応型デジタルフィルタと、上記フィ
ルタのフィルタ係数を逐次的に最適化するためのアルゴ
リズム演算装置と、を有する。すなわち、リファレンス
信号に応じて適応型デジタルフィルタがリファレンス信
号のゲインや位相等を調整して第２振動を生成する一
方、マイクで検出される振動が小さくなるように、適応
型デジタルフィルタのフィルタ係数がアルゴリズム演算
装置によって逐次的に最適化される。そして、最適化の
ためのアルゴリズムとしては、一般には最少２乗法が用
いられている。

【０００３】上述した振動低減装置にあっては、種々の
振動に対応して幅広く振動低減が行なえるという利点を
有する反面、計算量が極めて多くなるため、十分な応答
性を確保しようとすれば、高級な演算装置が必要にな
る。特に、スピ−カやマイクの数が多くなると、計算量
が級数倍的に多くなってしまう。

【０００４】上述のような観点から、本出願人は、車両
においてはエンジン振動等、打消すべき第１振動が周期
的なものが一般的である点を勘案して、低減用振動生成
のための計算量を極めて少なくすることができ、しかも
高級な演算装置を必要としなくてもすむ車両用振動低減
装置を開発した。

【０００５】すなわち、エンジン等の第１振動源によっ
て発生される第１振動の周期を検出する周期検出手段
と、第１振動の振動エネルギを低減させる第２振動を出
力させる第２振動源例えばスピ−カと、車室等の振動低
減すべき箇所の振動を検出する振動検出手段例えばマイ
クと、第２振動源から出力させる第２振動の振動エネル
ギを前記周期検出手段で検出される１周期毎に設定する
設定手段と、前記設定手段の出力を前記振動検出手段お
よび振動検出手段と第２振動源との間の伝達特性に基づ
いて補正する補正手段と、を備えた構成としてある。

【０００６】このような構成とすることにより、単発的
あるいは突発的な振動には対応できないものの、周期検
出手段で検出された周期に基づいて、第２振動の波形生
成処理やマイクでピックアップする振動処理について１
周期分まとめて行なうことができて、この第２振動の振
動波形の最適化のための計算が極めて簡単になり、この
結果、高級な演算装置を用いなくとも十分に周期性振動
を低減できることになる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た周期性振動の低減装置にあっては、第１振動の周期が
一定のとき、つまり定常運転されているときは良好に振
動低減がなされるものの、加速時や減速時のように、第
１振動の周期が変動したときに振動低減を十分に行なえ
ないという問題が生じることがわかった。

【０００８】この点を詳述すると、低減用振動としての
第２振動は、１次的にはデジタル制御によって設定され
るため、第１振動の１周期分に応じた数のデ−タ値が所
定のサンプリング周期毎に存在した形式として、つまり
ベクトル的に生成されて、各サンプリング周期毎に設定
されるデ−タ値が第２振動の各位相での振幅つまり振動
エネルギとして生成される。そして、デ−タ数が多くな
るということは、１周期分の波形が長くなって、デ−タ
長が長くなることを意味する。このような第２振動を最
適化するために、前回出力された第２振動のデ−タを利
用して今回出力すべき第２振動のデ−タの最適化がなさ
れるが、周期が変更されると、今回デ−タと前回デ−タ
とでは、デ−タ数つまり１周期分に相当する第２振動の
デ−タ長が異なってしまうことになり、このデ−タ長の
相違分だけ最適化がなされなくなって、振動低減が十分
に行なわれないものとなる。より具体的には、前回のデ
−タ長が短く例えばデ−タ数が１０個で、今回のデ−タ
長が長い例えばデ−タ数が１２個というように変化した
場合、今回生成すべきデ−タ長を形成するのにデ−タ数
が２個不足してしまうことになる。逆にデ−タ長が長い
状態から短い状態へと変化したときは、デ−タ数があま
ってしまうことになる。

【０００９】なお、今回出力する第２振動として、前回
出力された第２振動のデ−タ長のまま出力させることに
よりかなりの振動低減にはなり、また加速、減速が終了
して再び定常運転に戻れば、最適化がすすんでやがて十
分に振動低減されるものの、この間の第２振動は十分に
最適化されたものとはならないので、振動低減が十分に
行なわれないままとなってしまう。

【００１０】本発明は以上のような事情を勘案してなさ
れたもので、低減すべき周期性振動の１周期分毎に低減
用振動を補正つまり最適化するものにおいて、低減すべ
き振動の周期が変更された過渡期においても、振動をよ
り十分に低減できるようにした車両用振動制御装置を提
供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明はその第１の構成として次のようにしてあ
る。すなわち、特許請求の範囲における請求項１に記載
のように、第1振動源によって発生される周期的な振動
を車両の所定空間において低減させる車両用振動制御装
置であって、前記第1振動の周期を検出する周期検出手
段と、前記第１振動の振動エネルギを低減させる第２振
動を出力するための第２振動源と、前記所定空間の振動
を検出する振動検出手段と、前記第２振動１周期分の波
形信号に対応する情報、すなわちｎ個の波形振幅値を構
成要素として有するｎ次元ベクトルであるところの出力
データについて、該ｎを後述する時系列変換時のサンプ
リング周期との乗算値が前記周期検出手段で検出される
第１振動の周期と同じになるように設定する設定手段
と、前回の制御周期において前記設定手段で設定された
前記出力データを、前記振動検出手段の出力および該振
動検出手段と前記第２振動源との間の伝達特性に基いて
前記１周期毎に補正する補正手段と、前記補正手段で補
正された前記出力データの前記構成要素をサンプリング
周期毎に配列することにより第２振動の波形信号に時系
列変換し、当該変換によって得られた波形信号を前記第
２振動源から出力させる出力手段と、前回の制御周期に
おいて前記設定手段で設定された前記出力データにおけ
る波形振幅値の数ｎと前記時系列変換時のサンプリング
周期との乗算値が前記周期検出手段で検出された第１振
動の周期と相違するとき、該乗算値を該第１振動の周期
に一致させるべく、前記補正手段による補正にさきだ
ち、前記設定手段で設定された前記出力データに対して
その構成要素の各波形振幅値の全てについて補間を行っ
て各波形振幅値を変更しつつ波形振幅値の総数の変更を
行うデータ長補正手段と、を備えた構成としてある。

【００１２】前記補間の計算を、１つのデ−タ値を出力
する毎に行なうことができる。

【００１３】上記目的を達成するため、本発明はその第
２の構成として次のようにしてある。すなわち、特許請
求の範囲における請求項３に記載のように、第1振動源
によって発生される周期的な振動を車両の所定空間にお
いて低減させる車両用振動制御装置であって、前記第1
振動の周期を検出する周期検出手段と、前記第1振動の
振動エネルギを低減させる第2振動を出力するための第2
振動源と、前記所定空間の振動を検出する振動検出手段
と、前記第２振動１周期分の波形信号に対応する情報、
すなわちｎ個の波形振幅値を構成要素として有するｎ次
元ベクトルであるところの出力データについて、該ｎを
後述する時系列変換時のサンプリング周期との乗算値が
前記周期検出手段で検出される第１振動の周期と同じに
なるように設定する設定手段と、前回の制御周期におい
て前記設定手段で設定された前記出力データを、前記振
動検出手段の出力および該振動検出手段と前記第２振動
源との間の伝達特性に基いて前記１周期毎に補正する補
正手段と、前記補正手段で補正された前記出力データの
前記構成要素をサンプリング周期毎に配列することによ
り第２振動の波形信号に時系列変換し、当該変換によっ
て得られた波形信号を前記第２振動源から出力させる出
力手段と、前回の制御周期において前記設定手段で設定
された前記出力データにおける波形振幅値の数ｎと前記
時系列変換時のサンプリング周期との乗算値が前記周期
検出手段で検出された第１振動の周期と相違するとき、
該乗算値を該第１振動の周期に一致させるべく、前記補
正手段による補正にさきだち、前記第２振動の１周期分
の波形信号が入力されると共にその入出力において異な
るサンプリング周波数を用いて該第２振動の１周期分の
波形信号について波形伸縮処理を行う波形伸縮手段と、
を備えた構成としてある。

【００１４】前記第２振動に相当するデジタル信号が、
Ｄ／Ａ変換器を経て前記第２振動源から出力されると同
時に、そのＤ／Ａ変換器から出力されたアナログ信号が
Ａ／Ｄ変換器を経て前記デジタル信号を前記Ｄ／Ａ変換
器へ出力する制御部に入力されるように設定され、前記
波形伸縮手段が前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周期を
調整する、ように構成することができる。

【００１５】前記補間またはサンプリング周波数変更に
より波形伸縮する場合、次のようにすることができる。
すなわち、前記第１振動源が、点火プラグにより点火が
行なわれる火花点火式のエンジンとされ、前記周期検出
手段が、エンジンの点火パルスに基づいてエンジンの回
転周期を検出するものとされて、前記波形伸縮手段が、
点火パルスの入力時点に相当する位相成分を起点として
波形伸縮を開始するものとして構成することができる。

【００１６】また、前記補間によりあるいはサンプリン
グ周波数変更により波形伸縮を行なう場合、前記波形伸
縮手段による波形伸縮のためのサンプリング周期を、連
続的に徐々に変化させることができる。なお、以下の説
明で、波形振幅値をデータ値と称し、またｎ個の波形振
幅値を有するｎ次元ベクトルであるところの第２振動の
出力データをデータ長と称する場合もあり（ｎが大ほど
データ長が大あるいは長い）、さらに前回の制御周期に
おけるデータ長を単に前回データ長と称し、今回の制御
周期におけるデータ長を単に今回データ長と称すること
もある。

【００１７】

【発明の効果】請求項１に記載された発明によれば、前
回の第２振動の振動波形を、今回要求されるデ−タ長の
長さ応じて見込み制御的に全体的に伸縮して、振動波形
の各位相でのデ−タ値をそれぞれほぼ最適なものに維持
しつつ今回要求されるデ−タ長に対応した振動波形を得
て、過渡時における振動低減をより十分に行なうことが
できる。とりわけ、前回の制御周期における出力データ
の各波形振幅値のそれぞれについて補間を行うので、一
部の波形振幅値のみについて補間を行う場合に比して、
得られる今回の第２振動の出力データが全体としてより
最適なものとなる。請求項２に記載されたような構成と
することにより、補間計算を一挙にまとめて行なう必要
がないので、制御系の負担が軽減される。

【００１８】請求項３に記載されたような構成とするこ
とにより、サンプリング周波数変更を利用して、全体的
な波形伸縮を行うことができる。請求項４に記載された
発明によれば、第２振動源用のＤ／Ａ変換器を利用した
波形伸縮を行なうことによって、コストを低減すること
ができる。

【００１９】請求項４または請求項５に記載されたよう
な構成とすることにより、出力デ−タが不連続になって
しまうこと、つまり前回出力された振動波形と今回出力
される振動波形との境界において、デ−タ値つまり振幅
が大きく相違してしまうような事態を防止する上で好ま
しいものとなる。

【００２０】

【実施例】以下本発明の実施例を添付した図面に基づい
て説明する。全体の概要 図１において、自動車１は、車室２内に運転席３と助手
席４と左右の後席５、６とを有する４人乗りの乗用車と
されている。車体前部に構成されたエンジンル−ム７に
は、直列４気筒のガソリンエンジン８が塔載され、その
イグニッションコイルが符号９で示される。

【００２１】エンジン８が、エンジン回転数に応じた周
期的な振動を発生する騒音発生源つまり第１振動源とさ
れている。そして、車室２が、エンジン８の振動を低減
すべき所定空間とされている。このため、所定空間とし
ての車室２には、５個のスピ−カ１１と、８個のマイク
１２とが設置されている。スピ−カ１１が、車室へエン
ジン騒音を低減するための第２振動を発生する第２振動
源とされる。そして、マイク１２が、車室の実際の振動
を検出する振動検出手段とされる。

【００２２】自動車１には、マイクロコンピュ−タを利
用して構成された制御ユニットＵが塔載されている。制
御ユニットＵに対する入出力関係を図２に示してあり、
制御ユニットＵは、ＣＰＵからなる制御部２０を有す
る。制御部２０には、イグニッションコイル９の一次コ
イルからの信号つまりエンジン回転数に応じた点火パル
ス信号が、波形整形回路２１、周期計算回路２２を経て
入力されると共に、各マイク１２からの信号が、アンプ
２３、ロ−パスフィルタ２４、Ａ／Ｄ変換器２５を介し
て入力される。また、制御部２０からの出力信号は、Ｄ
／Ａ変換器２６、ロ−パスフィルタ２７、アンプ２８を
介してスピ−カ１１へ出力される。

【００２３】制御部２０は、マイク１２で検出される振
動が低減されるように、スピ−カ１１から出力すべき第
２振動を最適化する。以下、制御部２０による第２振動
の生成について説明するが、先ず、基本的な第２振動の
生成、つまりＩＧパルスに応じて得られる周期が一定の
ときを前提とした第２振動の生成の点について説明し、
次に周期が変更される過渡時における第２振動生成（振
動波形の伸縮）の点について説明する。

【００２４】第２振動の生成（基本） 図３は、制御部２０をブロック図的に示すものであり、
説明の簡単化のためにスピ−カ１１およびマイク１２を
それぞれ１個とした場合を示している。

【００２５】制御部２０は、周期計測回路２２から入力
された結果によってスピ−カ１１に出力するスピ−カ入
力信号ｙのベクトルｙの周期を調整する（ステップ１、
以下ステップをＳと略す）と共に、内蔵しているプロセ
ッサで、マイク１２・スピ−カ２間の伝達特性であるイ
ンパルス応答ｈの行列ｈを、時系列ｈ変換する（Ｓ
２）。

【００２６】次に、制御部２０はプロセッサで、インパ
ルス応答ｈの時系列ｈとマイク１２から入力されるマイ
ク出力信号ｅとでベクトルｙを逐次的に最適化し（Ｓ
３）、その後、このベクトルｙを時系列ｙに変換してス
ピ−カ入力信号ｙとし（Ｓ４）、スピ−カ１１に出力す
る。

【００２７】スピ−カ１１は、このスピ−カ入力信号ｙ
をアンチ騒音Ｚとして再生する。一方、マイク１２は、
騒音ｄとアンチ騒音Ｚが打ち消し合って振動エネルギが
低減した騒音を検出して、この結果をディジタルのマイ
ク出力信号ｅとして制御部２０に内蔵されたプロセッサ
に出力する。以下、再びプロセッサは、上記ステップ３
およびステップ４を繰り返し行い、スピ−カ入力信号ｙ
のベクトルｙを逐次的に最適化して、最終的にマイク出
力信号ｅの値が０となるようにスピ−カ入力信号ｙのベ
クトルｙを設定する。

【００２８】次に、制御部２０で行われる上記ステップ
のアルゴリズムの演算について、以下に説明する。

【００２９】先ず、制御部２０によるマイク１２のマイ
ク出力信号ｅのサンプリング周期を△ｔとする。マイク
１２・スピ−カ１１間の伝達特性であるインパルス応答
ｈが有限時間Ｊ△ｔ以内で０に収束すると仮定し、イン
パルス入力が与えられてからｊ△ｔ時間経過後のインパ
ルス応答ｈの値をｈ_j とすると、エンジン８から発生し
た第１振動である騒音ｄ、スピ−カ入力信号ｙが与えら
れたときのスピ−カ１１から発生する第２振動であるア
ンチ騒音Ｚおよびそのときの時刻ｋにおけるマイク出力
信号ｅの第ｋサンプル値ｅ（k)の関係は、次式（１）で
表わすことができる。

【００３０】 ｅ(k) ＝ｄ（k)＋Ｚ(k) ＝ｄ（k)＋行列ｈ^T ・行列ｙ（k) ・・・・（１） 但し、 行列ｈ＝［ｈ₀ ｈ₁ ｈ₂ ・・・・・ｈ_J-1 ］^T 行列ｙ（k)＝［ｙ（k) ｙ（k-1) ｙ（k-2)・・・・ｙ（k-J+1)］^T ｄ(k):ｅ（k)に含まれている騒音ｄの成分 Ｚ(k):ｅ（k)に含まれているアンチ騒音Ｚの成分 ｙ(k):スピ−カ入力信号ｙの第ｋサンプル値 従って、式（１）中のＺ（k)は、次の式（２）で示され
る。

【００３１】

【数１】

【００３２】ところで、騒音ｄは、ある周期Ｎ△ｔを持
っている周期性騒音であるので、この騒音ｄの振動エネ
ルギを低減させるアンチ騒音Ｚおよびスピ−カ入力信号
ｙ、騒音ｄと同じ周期Ｎ△ｔを持っている周期性振動お
よび周期性信号でなければならない。

【００３３】従って、スピ−カ入力信号ｙに関して次式
（３）が成立する。 ｙ(k) ＝ｙ(K-qN)＝ｙ(k) ｙ (k-1)＝ｙ(k-qN-1)＝ｙ(k+N-1) ｙ(k-2) ＝ｙ(k-qN-2)＝ｙ(k+N-2) ・・・・（３） ・・・ ・・・ ・・・ ｙ(k-N+1) ＝ｙ(k-(q+1)N+1)＝ｙ(k+1) 但し、 ｑ＝０，１，２，・・・・ ゆえに、式（１）は、 ｅ(k) ＝ｄ(k)+ベクトルｈ^T ・時系列ｙ(k) ・・・・（４） 但し、 時系列ｙ(k) ＝［ｙ (K) ｙ(K+N-1) ｙ(K+N-2) ・・・・ｙ(K+1)]^T

【００３４】

【数２】

【００３５】尚、Ｑは、Ｊ≦(q+1)Nを満たす整数ｑの最
小値である。

【００３６】次に、時刻ｋからさらにｉだけ時間が経過
した時刻k+i のマイク出力信号ｅの第K+i サンプル値ｅ
（K+i)（但し、ｉ＝１，２，・・・・）は、次式（５）
で表わすことができる。

【００３７】 ｅ（k+i)＝ｄ(k+i) ＋ベクトルｈ^T ・時系列ｙ(k+i) ＝ｄ(k+i) ＋時系列ｈ(i)^T・時系列ｙ(k) ・・・・・（５） 但し、 時系列ｙ(k+i) ＝［ｙ(k+i)^'ｙ(k+i^'-1 ） ｙ(k+N-1) ｙ(k+N-2) ・・・・・ｙ(k+i^'+1)]^T 時系列ｈ(i) ＝［バ−ｈ_i ^'バ−ｈ_i+1 ^'・・・・・バ−ｈ_N+1 バ−ｈ₀ バ−ｈ₁ ・・・・バ−ｈ_i ^' _-1］^T 尚、ｉ’は、ｉをＮで割ったときの整数剰余である。

【００３８】ところで、式（５）において、ｋはマイク
入力信号ｅの任意の初期時点を表わしているに過ぎな
い。よって、ｋ＝０と置き、ｉを改めてｋに置き直す
と、次式（６）が得られる。

【００３９】 ｅ(k) ＝ｄ(k) ＋時系列ｈ(k)^T・時系列ｙ(0) ＝ｄ(k) ＋時系列ｈ(k)^T・ベクトルｙ 但し、 ベクトルｙ＝［ｙ(0) ｙ(N-1) ｙ(N-2) ・・・ｙ(1) ］^T ＝［ｙ₀ ｙ_N-1 ｙ_N-2 ・・・・ｙ₁ ］^T ここで、次の評価関数を導入する。 Ｆ＝Ｅ［ｅ(k)²］ ＝Ｅ［ｄ(k) ＋時系列ｈ(k)^T・ベクトルｙ］ ＝Ｅ［ｄ(k)²］＋２ベクトルｙ^T ・Ｅ［ｄ(k) ・時系列ｈ(k) ］ ＋ベクトルｙ^T ・Ｅ［時系列ｈ(k) ・時系列ｈ(k)^T］ベクトルｙ ・・・・・・（７） 但し、Ｅ［ ］は、期待値を表わすものとする（Ｅは期
待演算子）。式（７）より、この評価関数のベクトルｙ
に関する勾配は、次式（８）で与えられる。 ∂Ｆ／∂ベクトルｙ＝２Ｅ［ｄ(k) ・時系列ｈ(k)] ＋２Ｅ［時系列ｈ(k) ・時系列ｈ(k)^T］ベクトルｙ ＝２Ｅ［時系列ｈ(k){d(k)＋時系列ｈ(k)^Tベクトルｙ｝］ ＝２Ｅ［時系列ｈ(k) ・ｅ(k) ］ ・・・・・（８） ここで、Ｅ［時系列ｈ(k) ・ｅ(K)]の瞬時推定値とし
て、時系列ｈ(k)・e (K)を用いることにすれば、Ｆの最
小値を与える周期Ｎ△ｔ（すなわち要素数Ｎ）を持つス
ピ−カ出力信号ベクトルであるベクトルｙの値は、最急
降下法に基づく次の漸化式（９）を反復計算することに
にょり最適化することができる。

【００４０】 ベクトルｙ(K+1) ＝ベクトルｙ(k) −μ・ｅ(k) ・時系列ｈ(k) ・・・（９） 但し、μ／２は収束係数である。

【００４１】このようにして求めた漸化式（９）は、制
御部２０に内蔵されたデ−タ処理装置であるプロセッサ
が騒音の振動エネルギを低減させるアンチ騒音の振動エ
ネルギの設定を補正する際には、以下に示すような、よ
り簡単なアルゴリズムに置き換えられる。

【００４２】先ず、一対のスピ−カ１１およびマイク１
２を用いる場合には、漸化式（９）は次式（１０）に置
き換えられる。 ｙ_(k-j+QN) ^'(k+1)＝ｙ_(k-j+QN) ^' ・(k) −μ・ｅ(k) ・ｈ_j ・・・（１０） このときプロセッサは、時刻ｋにおいては、例えば以下
に示す４つの動作手順を行っている。

【００４３】動作１：スピ−カ入力信号ｙ_k ^' (k)をスピ
−カ１１に対して出力する 動作２：マイク出力信号ｅ(K) をマイク１２から入力す
る 動作３：周期計測回路２２から入力されたエンジン２２
の回転周期にＯrd／△ｔまたは１／（Ｏrd・△ｔ）を乗
じた値に最も近い整数値をＮとする 動作４：ｊ＝０，１，２，・・・・，Ｊ−１について漸
化式（１０）の計算を行う 但し、ｋ’，（ｋ−ｊ＋ＱＮ）’は、それぞれｋ（ｋ−
ｊ＋ＱＮ）をＮで，割ったときの整数剰余であり、ま
た、Ｏrdは、低減させようとしている騒音のエンジン回
転数に対する最低次数を設定するための任意の一定の整
数である。

【００４４】次に、複数のスピ−カ１１・・・とマイク
１２・・・とを用いる場合には、例えば、最急降下法に
基づき、

【００４５】

【数３】

【００４６】の瞬時推定値として、

【００４７】

【数４】

【００４８】を用いると、評価関数

【００４９】

【数５】

【００５０】を最小化する第１スピ−カ出力信号ベクト
ルであるベクトルｙ₁ の最適値は、次の漸化式（１１）
を反復計算することにより求められる。

【００５１】

【数６】

【００５２】但し、 ｙ_lk ^' ：時刻ｋにおける第１スピ−カ入力信号 ｅ _m ：第ｍマイク出力信号 ｈ_lmj ：第１スピ−カ・第ｍマイク間のインパルス応答
のｊ△ｔ時間後の値 Ｌ：スピ−カの個数 Ｍ：マイクの個数 Ｊ：全てのスピ−カ・マイク間のインパルス応答が有限
時間△ｔ以内で０に収束することを示す整数値 また、 ベクトルｙ_l ＝［ｙ_{l 0} ｙ_{l N-1} ｙ_{l N-2} ・・・ｙ_{l 1} ］^T 時系列ｈ_lm(k) ＝［バ−ｈ_{lm k'} バ−ｈ_{lm k'+1} ・・・バ−ｈ_{lm N+1} バ−ｈ_{lm 0} バ−ｈ_{lm 1}・・・バ−ｈ_{lm k'-1} ］^T さらに、 バ−ｈ_{lm 0}＝ｈ_{lm 0} ＋ｈ_{lm N} ＋・・・・ｈ_{lm QN} バ−ｈ_{lm 1}＝ｈ_{lm 1} ＋ｈ_{lm N+1}＋・・・ｈ_{lm QN+1} ・・・・ ・・・ ・・・・ ・・・・ バ−ｈ_{lm j-QN-1} ＝ｈ_{lm j-QN-1} ＋ｈ_{lm j-(Q-1)N-1} ＋・・・＋ｈ_{lm j-1} バ−ｈ_{lm j-QN} ＝ｈ_{lm j-QN} ＋ｈ_{lm j-(Q-1)N} ＋・・・＋０ ・・・・ ・・・・ ・・・・・ ・・・・・ バ−ｈ_{lm N-1} ＝ｈ_{lm N-1} ＋ｈ_{lm 2N-1} ＋・・・＋０ ｌ＝１，２，・・・・，Ｌ ｍ＝１，２，・・・・，Ｍ 従って、漸化式（９）は次式（１２）に置き換えられ
る。

【００５３】

【数７】

【００５４】このときプロセッサは、時刻ｋにおいて
は、例えば以下に示す４つの動作手順を行っている。

【００５５】動作１１：スピ−カ入力信号ｙ_1k ^' （k)，
ｙ_2k ^' （k)，・・・・，ｙ_lk ^'(k ）をそれぞれ第１スピ
−カ、第２スピ−カ、・・・、第Ｌスピ−カに対して出
力する 動作１２：マイク出力信号ｅ₁(k), ｅ₂(k),・・・, ｅ_M(k)
をそれぞれ第１マイク、第２マイク、・・・・、第Ｍマ
イクから入力する 動作１３：周期計測回路２２から入力されたエンジン２
２の回転周期にＯrd／△ｔまたは１／（Ｏrd・ △ｔ）を
乗じた値に最も近い整数値をＮとする。 動作１４：１＝１、２、・・・・・Ｌおよびｊ＝０，
１，２，・・・・Ｊ−１について漸化式（１２）の計算
を行う また、上記の複数のスピ−カ１１・・・とマイク１２・
・・とを用いる場合について、

【００５６】

【数８】

【００５７】の瞬時推定値として、α・時系列ｈ_1k ^'(k)
・ｅ_k ^' (k)を用いると、最急降下法に基づいて評価関数

【００５８】

【数９】

【００５９】を最小化する第１スピ−カ出力信号ベクト
ルであるベクトルｙ₁ の最適値は、次の漸化式（１３）
を反復計算することにより求められる。 ベクトルｙ₁ (k+ 1)＝ベクトルｙ₁ (k) −μ・α・時系列ｈ_1k ^"(k)・ｅ_k ^"(k) ・・・・（１３） 但し、ｋ”は、ｋをＭで割ったときの整数剰余に１を加
えた値であり、また、αは任意の定数である。この漸化
式（１３）は、漸化式（１１）よりも短時間で演算でき
る。

【００６０】従って、漸化式（９）は次式（１４）に置
き換えられる。 ｙ_1(k-J+QN) ^'(k+1) ＝ｙ_1(K-j+QN) ^'（k)−μ・α・ｅ_k(k)・ ｈ_1k ^" _j ・・・・・（１４） このときプロセッサは、時刻においては、例えば以下に
示す４つの動作手順を行っている。

【００６１】動作２１：スピ−カ入力信号ｙ_1k ^'(k), ｙ
_2k ^'(k), ・・・・、ｙ_Lk ^'(k ）をそれぞれ第１スピ−
カ、第２スピ−カ、・・・・・、第Ｌスピ−カに対して
出力する。 動作２２：マイク出力信号ｅ_k ^"(k) を第ｋ”マイクから
入力する 動作２３：周期計測回路２２から入力されたエンジン２
２の回転周期にＯrd／△ｔまたは１／（Ｏrd・△ｔ）を
乗じた値に最も近い整数値をＮとする。 動作２４：１＝１、２、・・・・、Ｌおよびｊ＝０、
１、２・・・・、Ｊ−１について漸化式（１４）の計算
を行う。従って、上記アルゴリズムの演算は、漸化式
（９）、（１１）および（１３）、あるいはこれら漸化
式を単純化した漸化式（１０）、（１２）および（１
４）を反復計算するだけで良いので、スピ−カ入力制御
の計算時間を短縮することが可能となる。

【００６２】過渡時の波形伸縮（図４〜図８） 次に、図４以下を参照しつつ、加減速等によってエンジ
ン８の回転周期が変更される場合の過渡時における第２
振動の全体的な波形伸縮について説明するが、この波形
伸縮の処理は、図３に示すベクトルｙの最適化（Ｓ３）
の処理の前に行なわれる。

【００６３】図４〜図８では、補間によって全体的な波
形伸縮を行なう場合を示し、この補間の手法を図式的に
図４に示してある。すなわち、図４（1)に前回の振動波
形を示してあり、そのデ−タ値の数は６個である。図４
（3)に波形伸縮して得るべき今回の振動波形を示してお
り、そのデ−タ値が８個の場合を示している。この図４
において、先ず、図４（2)に示すように、仮の振動波形
を形成する。この仮の振動波形は、前回の振動波形のデ
−タ長と同じ長さのデ−タ長となるように設定されて、
この仮のデ−タ長上において、新デ−タ値数である８個
のデ−タ値に応じたサンプリング周期が設定される。実
施例の場合は、仮のデ−タ長（仮の振動波形）における
仮のサンプリング周期は、基本つまり前回のデ−タ長に
おけるサンプリング周期の６／８となる。

【００６４】そして、仮のデ−タ長上において、仮のサ
ンプリングタイミング毎に、前回の振動波形におけるデ
−タ値をプロットする。このようにして得られた仮の振
動波形を、元の基本のサンプリング周期に戻す（仮の振
動波形を、基本のサンプリング周期毎に出力する）こと
により、図４（3)に示すような波形伸長された振動波形
が得られる。なお、波形縮長のときも同様にして行なわ
れるが、この場合は、仮のサンプリング周期が基本サン
プリング周期よりも大きいものとなる。

【００６５】図５〜図８は、図４に示すような補間を行
なうためのフロ−チャ−トを示すが、以下の説明でＱは
ステップを示す。先ず、メインフロ−チャ−トとなる図
５において、あらたに測定されたＩＧパルス周期（秒）
ｒが読込まれる。次いで、Ｑ２に示す式にしたがって、
今回設定すべき今回デ−タのデ−タ数ｎ1 が算出され
る。なお、Ｑ２に示す式中、ｓｆはサンプリング周波数
（Ｈｚ）であり、ｍは任意の整数である。

【００６６】Ｑ３においては、今回デ−タのデ−タ数ｎ
₁ が前回デ−タのデ−タ数ｎ₀ と同じであるか否かが判
別される。このＱ３の判別でＮＯのときは、Ｑ４におい
て、図４で説明したような補間が行なわれた後、今回デ
−タ数ｎ₁ が前回デ−タ数ｎ０として更新される。ま
た、Ｑ３の判別でＹＥＳのときのときは、振動波形の伸
縮補間は不要なので、そのままリタ−ンされる（図３に
示す前述した最適化の処理実行）。

【００６７】図５のＱ４の内容が、図６に示される。先
ず、Ｑ１１において、ｉが１にセットされた後、Ｑ１２
において、ｊがここに示す式にしたがって設定される。
次いで、Ｑ１３において、ｋがここに示す式にしたがっ
て決定されるが、式中「ｉｎｔ」の示す意味は、四捨五
入された整数とすべきことを意味する。例えば、図４に
示すように、ｎ₀ が６、ｎ₁ が８、であるとすると、
「ｉｎｔ」でくくられたカッコ内の値は当初は０．７５
であるので、ｋは８とされる。

【００６８】Ｑ１３の後、Ｑ１４において、ｊ＝ｋであ
るか否かが判別される。このＱ１４の判別でＹＥＳのと
きは、Ｑ１５において、ｙ（ｊ）がｙ’（ｉ）として設
定Ｓれた後、Ｑ１８に移行する。また、Ｑ１４の判別で
ＮＯのときのときは、ｊ−ｋがｊとして設定された後、
Ｑ１７において、後述するｙ’（ｉ）の計算がされた
後、Ｑ１８に移行する。Ｑ１５の処理は、ｊの位相位置
において丁度前回デ−タ値が存在する場合であり、Ｑ１
６の処理はこのｊの位相位置において前回デ−タ値が存
在しない場合である。

【００６９】Ｑ１８では、ｉをｉ＋１とした後、Ｑ１９
において、ｉが今回デ−タ数に相当するｎ₁ と等しいか
否かが判別される。当初はＱ１９の判別でＮＯとなるの
で、Ｑ１２へ戻って、前述した処理が繰返されて、補間
が続行される。

【００７０】Ｑ１９の判別でＹＥＳのときのときは、Ｑ
２０において、ｉを０設定した後、Ｑ２１において、
ｙ’（ｉ）をｙ（ｉ）とした後、Ｑ２２においてｉ＋１
がｉとして設定される、そして、Ｑ２３において、ｉが
ｎ₁ より大きいか否かが判別され、当初はこの判別でＮ
ＯとされてＱ２１以降の処理が繰返される。そして、Ｑ
２３の判別でＹＥＳのときとなった時点で補間終了とい
うことで、リタ−ンされる。

【００７１】前述したＱ１２〜Ｑ１９の処理は、図４
（2)に示す仮デ−タを作成する処理であり、Ｑ２０以降
の処理が、この仮デ−タを図４（3)に示す新デ−タに変
更する処理となる。

【００７２】前記Ｑ１７の内容が、図７に示される。す
なわち、図７のＱ２５において、ｋ＋１がｎ₀ よりも大
きいか否かが判別されて、このＱ２５の判別でＮＯとき
は、Ｑ２６において、１次補間を行なうため、ｉの位相
位置を挟んだ前後の値の相加平均値がｙ’（ｉ）として
設定される。また、Ｑ２５の判別でＹＥＳのときのとき
は、ｋの位相位置が最後のものとなって、その後の位相
位置が存在しないこととなるが、その後の位相位置は最
初の位相位置のものと等しいので、直前の位相位置の値
と最初の位相位置の値との相加平均値がｙ’（ｉ）とし
て設定される。Ｑ２６あるいはＱ２７で示す相加平均の
意味、つまり１次補間の内容を、図８に図式的に示して
ある。

【００７３】変形例１（図９〜図１１） 前述した補間計算は、１周期分をまとめて行なう場合で
あり、この場合は、１度に計算する量が多くなる。１回
あたりの計算量を低減させて制御系の負担を低減するた
め、デ−タ値の１回の出力タイミング毎に、１つのデ−
タ値を得るための補間計算を行なうのが好ましい。すな
わち、図１１において、上側に示すのが前回デ−タの出
力タイミング（サンプリング周期は基本△ｔ）であり、
下側に新デ−タの補間計算タイミングを示してある。つ
まり、サンプリング周期△ｔ毎にデ−タ値の出力が行な
われるが、この前回デ−タ値の出力が終了した直後に補
間の計算を実行し、前回デ−タ値の全てが出力し終えた
時点で補間計算が完了されるようにすればよい。これに
より、あるデ−タ値の出力から次のデ−タ値の出力まで
のあいた時間を有効に利用して、補間計算を行なうこと
ができる。

【００７４】上述した制御は、具体的には図９、図１０
に示すようにして行なわれる、図９は、前回のデ−タ値
を全て出力し終えた時点の処理であり、図４（2)の仮デ
−タを図４（3)に示す最終的な新デ−タに変更するため
の処理である。また、図１０は、前回デ−タ値の１つを
出力し終えた直後に行なわれる補間計算を示している。
この図１０での制御内容は、１つの補間計算値を得ると
いう点で図５、図６の場合と異なるのみである。

【００７５】変形例２（図１２） 図１２は、アナログ処理によって、振動波形の全体的な
伸縮を行なう場合を示している。つまり、前回デ−タ
が、スピ−カ１１用のＤ／Ａ変換器２６とロ−パスフィ
ルタ２７を通過する点を考慮して、このロ−パスフィル
タ２７を通過した後の信号を、Ａ／Ｄ変換器４１を経て
再び制御部２０へ戻すように設定する。そして、Ａ／Ｄ
変換器４１のサンプリング周期を、分周回路４２によっ
て設定する一方、分周回路４２のサンプリング周期を、
制御部２０からの指令信号を受けるサンプリング調整器
４２によって、前回デ−タ数と今回デ−タ数との比に応
じた値となるように設定する。

【００７６】本実施例の場合は、Ｄ／Ａ変換およびＡ／
Ｄ変換という極めて一般的な手法によって振動波形の全
体的な伸縮が行なうことができ、しかもＤ／Ａ変換器と
してスピ−カ１１用を利用することによって、振動波形
伸縮用のＤ／Ａ変換器を別途専用に設ける場合に比し
て、構造が簡単となってコスト上も有利となる。

【００７７】変形例３（図１３、図１４） 図１３、図１４は、前述した補間あるいはアナログ処理
の開始時期の好ましい設定例を示すものである。すなわ
ち、補間あるいはアナログ処理により振動波形の全体的
な伸縮を行なった場合、図１３に示すように、前回の振
動波形の終値と今回の振動波形の初期期とのずれが大き
くなってしまう可能性がある。つまり、周期変更判定の
基準となるＩＧパルス入力時点においてデ−タ値が必ず
零になれば上述したようなずれの問題は生じないが、実
際はＩＧパルス入力時点においてデ−タ値が零になると
は限らない。

【００７８】上記ずれを防止するため、図１４に示すよ
うに、ＩＧパルス入力時点における位相から補間あるい
はアナログ処理を開始することにより、上記ずれを防止
あるいは低減することが可能となる。図１４において
は、ハッチングを施した部分はほど相似形となって、Ｉ
Ｇパルス入力時点における位相成分つまりデ−タ値α、
βがほぼ等しくされる。

【００７９】変形例４（図１５） 図１５は、前述の変形例３と同様の観点から、ずれの防
止あるいは低減のために、補間あるいはアナログ処理の
開始時期をより適切に設定しようとするものである。す
なわち、補間あるいはアナログ処理のためのサンプリン
グ周期を、振動波形を伸長させる場合は連続的に徐々に
小さくなるように、また縮長させる場合は連続的に徐々
に大きくなるようにして、上記ずれを極力小さくするも
のである（前回の振動波形の再現性をどの位相部分につ
いて重視するかの重み付け変更）。図１５においては、
補間あるいはアナログ処理のためのサンプリング周期
が、等差数列的にτ分づつ小さくされていく場合を示し
ている。なお、等差数列に限らず、等比数列的に変化さ
せるようにすることもできる。

【００８０】以上実施例について説明したが、本発明は
これに限らず例えば次のような場合をも含むものであ
る。 （1)第２振動源としては、スピ−カに限らず、例えばエ
ンジンと車体との間に介装されるアクチュエ−タ（エン
ジン取付部材に内蔵）等、従来提案されている適宜のア
クチュエ−タとすることができる。 （2)第１振動源としては、エンジンに限らず、周期的な
振動を発生する車両塔載の適宜の機器とすることができ
る。 （3)エンジンを第１振動源とした場合は、低減すべき周
期的な第１振動は、２次振動、４次振動、６次振動等適
宜のものを選択し得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が適用された車両を上方から見た図。

【図２】本発明の制御系統の一例を全体的に示す図。

【図３】第２振動を最適化するための制御系統を示す
図。

【図４】補間により振動波形を全体的に伸長させる例を
図式的に示す図。

【図５】図４に示す補間を行なうためのフロ−チャ−
ト。

【図６】図４に示す補間を行なうためのフロ−チャ−
ト。

【図７】図４に示す補間を行なうためのフロ−チャ−
ト。

【図８】図７に示す補間を行なうためのフロ−チャ−ト
の内容を図式的に示す図。

【図９】デ−タ値の１回の出力毎に補間計算を行なうた
めのフロ−チャ−ト。

【図１０】デ−タ値の１回の出力毎に補間計算を行なう
ためのフロ−チャ−ト。

【図１１】デ−タ値の１回の出力毎に補間計算を行なう
タイミングを図式的に示す図。

【図１２】振動波形の全体的な伸縮をアナログ処理によ
り行なう場合の回路例を示す図。

【図１３】前回の振動波形と今回の振動波形とのつなぎ
部分でのずれを示す図。

【図１４】図１３に示すずれを防止あるいは低減するた
めの補間あるいはアナログ処理の好ましい開始時期を示
す図。

【図１５】図１３に示すずれを防止あるいは低減するた
めの補間あるいはアナログ処理の好ましいサンプリング
周期の設定例を示す図。

【符号の説明】

１：自動車 ２：車室（所定空間） ８：エンジン（第１振動源） ９：イグニッションコイル（周期検出用） １１：スピ−カ（第２振動源） １２：マイク（振動検出手段） ２０：制御部 ２２：周期計測回路 ２６：Ｄ／Ａ変換器 ２９：サンプリングクロック ４１：Ａ／Ｄ変換器 ４２：分周回路 ４２：調整回路（サンプリング周期変更用） Ｕ：制御ユニット

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−274184（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−337683（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−337686（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−266376（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−352197（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−109124（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−347559（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−39710（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−80777（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−203406（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−287733（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−191198（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−257798（ＪＰ，Ａ) 特表 平４−505221（ＪＰ，Ａ) 特表 平５−503622（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 B60R 11/02 F02B 77/13 F16F 15/02 G10K 11/16 F01N 1/00 F01N 1/06

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第1振動源によって発生される周期的な振
   動を車両の所定空間において低減させる車両用振動制御
   装置であって、 前記第1振動の周期を検出する周期検出手段と、 前記第１振動の振動エネルギを低減させる第２振動を出
   力するための第２振動源と、 前記所定空間の振動を検出する振動検出手段と、 前記第２振動１周期分の波形信号に対応する情報、すな
   わちｎ個の波形振幅値を構成要素として有するｎ次元ベ
   クトルであるところの出力データについて、該ｎを後述
   する時系列変換時のサンプリング周期との乗算値が前記
   周期検出手段で検出される第１振動の周期と同じになる
   ように設定する設定手段と、前回の制御周期において前記設定手段で設定された前記
   出力データ を、前記振動検出手段の出力および該振動検
   出手段と前記第２振動源との間の伝達特性に基いて前記
   １周期毎に補正する補正手段と、前記補正手段で補正された前記出力データの前記構成要
   素をサンプリング周期毎に配列することにより第２振動
   の波形信号に時系列変換し、当該変換によって得られた
   波形信号を前記第２振動源から出力させる出力手段と、 前回の制御周期において前記設定手段で設定された前記
   出力データにおける波形振幅値の数ｎと前記時系列変換
   時のサンプリング周期との乗算値が前記周期検出手段で
   検出された第１振動の周期と 相違するとき、該乗算値を
   該第１振動の周期に一致させるべく、前記補正手段によ
   る補正にさきだち、前記設定手段で設定された前記出力
   データに対してその構成要素の各波形振幅値の全てにつ
   いて補間を行って各波形振幅値を変更しつつ波形振幅値
   の総数の変更を行う波形伸縮手段と、 を備えている事を特徴とする車両用振動制御装置。
2. 【請求項２】請求項１において、 前記波形伸縮手段による波形伸縮が、前回の制御周期に
   おける前記出力データを構成する各波形振幅値を出力す
   る毎に行われる、ことを特徴とする車両用振動 制御装
   置。
3. 【請求項３】第１振動源によって発生される周期的な振
   動を車両の所定空間において低減させる車両用振動制御
   装置であって、 前記第1振動の周期を検出する周期検出手段と、 前記第１振動の振動エネルギを低減させる第２振動を出
   力するための第２振動源と、 前記所定空間の振動を検出する振動検出手段と、 前記第２振動１周期分の波形信号に対応する情報、すな
   わちｎ個の波形振幅値を構成要素として有するｎ次元ベ
   クトルであるところの出力データについて、該ｎを後述
   する時系列変換時のサンプリング周期との乗算値が前記
   周期検出手段で検出される第１振動の周期と同じになる
   ように設定する設定手段と、 前回の制御周期において前記設定手段で設定された前記
   出力データを、前記振動検出手段の出力および該振動検
   出手段と前記第２振動源との間の伝達特性に基いて前記
   １周期毎に補正する補正手段と、 前記補正手段で補正された前記出力データの前記構成要
   素をサンプリング周期毎に配列することにより第２振動
   の波形信号に時系列変換し、当該変換によって得られた
   波形信号を前記第２振動源から出力させる出力手段と、 前回の制御周期において前記設定手段で設定された前記
   出力データにおける波形振幅値の数ｎと前記時系列変換
   時のサンプリング周期との乗算値が前記周期検出手段で
   検出された第１振動の周期と相違するとき、該乗算値を
   該第１振動の周期に一致させるべく、前記補正手段によ
   る補正にさきだち、前記第２振動の１周期分の波形信号
   が入力されると共にその入出力において異なるサンプリ
   ング周波数を用いて該第２振動の１周期分の波形信号に
   ついて波形伸縮処理を行う波形伸縮手段と、 を備えていることを特徴とする車両用振動制御装置 。
4. 【請求項４】請求項３において、前記第２振動に相当するデジタル信号が、Ｄ／Ａ変換器
   を経て前記第２振動源から出力されると同時に、そのＤ
   ／Ａ変換器から出力されたアナログ信号がＡ／ Ｄ変換器
   を経て前記デジタル信号を前記Ｄ／Ａ変換器へ出力する
   制御部に入力されるように設定され、 前記波形伸縮手段が前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周
   期を調整する、 ことを特徴とする車両用振動制御装置 。
5. 【請求項５】請求項１または請求項３において、 第１振動源が、点火プラグにより点火が行われる火花点
   火式のエンジンとされ、 前記周期検出手段が、前記エンジンの点火パルスに基づ
   いて前記エンジンの回転周期を検出するものとされ、 前記波形伸縮手段が、前記点火パルスの入力時点に相当
   する位相成分を起点として波形伸縮を開始する、ことを特徴とする車両用振動制御装置 。
6. 【請求項６】請求項１または請求項３において、 前記波形伸縮手段による波形伸縮のためのサンプリング
   周期が、連続的に徐々に変化される、ことを特徴とする
   車両用振動制御装置。