JPH06282284A - 車両用振動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】周期振動となる第１振動を低減するための第２
振動を１周期毎に最適化するもので、周期が変更される
過渡時における振動低減を十分に行なえるようにする。 【構成】エンジン８が発生する周期的な第１振動が、車
室内に設置したスピ−カ１１より出力される第２振動の
干渉作用により低減される。第１振動の１周期単位で第
２振動が設定されて、この第２振動が、車室内の振動を
検出するマイクからの信号およびマイクとスピ−カとの
間の伝達特性に基づいて補正つまり最適化される。加減
速時のような周期変動が生じる過渡時には、前回の振動
波形を補間計算によりあるいはアナログ処理することに
よって、要求される今回の振動波形の長さとなるように
全体的に伸縮される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、車両の振動つまり騒音
を、低減用振動を利用した干渉作用によって低減するよ
うにした車両用振動制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】車両、特にエンジンによる騒音振動つま
り第１振動が問題になる自動車等においては、スピ−カ
等から低減用振動つまり第２振動を発生させて、この第
１振動と第２振動との干渉により第１振動を低減するこ
とが提案されている。この種の振動低減装置にあって
は、特表平１−５０１３４４号公報に示すように、振動
源からの振動つまり第１振動に相当する信号をリファレ
ンス信号として取り出すリファレンス信号発生器と、第
１振動による騒音が問題となる所定空間での振動をピッ
クアップするマイクと、所定空間に向けて第２振動を発
生させるスピ−カと、スピ−カから出力させる第２振動
を生成するための適応型デジタルフィルタと、上記フィ
ルタのフィルタ係数を逐次的に最適化するためのアルゴ
リズム演算装置と、を有する。すなわち、リファレンス
信号に応じて適応型デジタルフィルタがリファレンス信
号のゲインや位相等を調整して第２振動を生成する一
方、マイクで検出される振動が小さくなるように、適応
型デジタルフィルタのフィルタ係数がアルゴリズム演算
装置によって逐次的に最適化される。そして、最適化の
ためのアルゴリズムとしては、一般には最少２乗法が用
いられている。

【０００３】上述した振動低減装置にあっては、種々の
振動に対応して幅広く振動低減が行なえるという利点を
有する反面、計算量が極めて多くなるため、十分な応答
性を確保しようとすれば、高級な演算装置が必要にな
る。特に、スピ−カやマイクの数が多くなると、計算量
が級数倍的に多くなってしまう。

【０００４】上述のような観点から、本出願人は、車両
においてはエンジン振動等、打消すべき第１振動が周期
的なものが一般的である点を勘案して、低減用振動生成
のための計算量を極めて少なくすることができ、しかも
高級な演算装置を必要としなくてもすむ車両用振動低減
装置を開発した。

【０００５】すなわち、エンジン等の第１振動源によっ
て発生される第１振動の周期を検出する周期検出手段
と、第１振動の振動エネルギを低減させる第２振動を出
力させる第２振動源例えばスピ−カと、車室等の振動低
減すべき箇所の振動を検出する振動検出手段例えばマイ
クと、第２振動源から出力させる第２振動の振動エネル
ギを前記周期検出手段で検出される１周期毎に設定する
設定手段と、前記設定手段の出力を前記振動検出手段お
よび振動検出手段と第２振動源との間の伝達特性に基づ
いて補正する補正手段と、を備えた構成としてある。

【０００６】このような構成とすることにより、単発的
あるいは突発的な振動には対応できないものの、周期検
出手段で検出された周期に基づいて、第２振動の波形生
成処理やマイクでピックアップする振動処理について１
周期分まとめて行なうことができて、この第２振動の振
動波形の最適化のための計算が極めて簡単になり、この
結果、高級な演算装置を用いなくとも十分に周期性振動
を低減できることになる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た周期性振動の低減装置にあっては、第１振動の周期が
一定のとき、つまり定常運転されているときは良好に振
動低減がなされるものの、加速時や減速時のように、第
１振動の周期が変動したときに振動低減を十分に行なえ
ないという問題が生じることがわかった。

【０００８】この点を詳述すると、低減用振動としての
第２振動は、１次的にはデジタル制御によって設定され
るため、第１振動の１周期分に応じた数のデ−タ値が所
定のサンプリング周期毎に存在した形式として、つまり
ベクトル的に生成されて、各サンプリング周期毎に設定
されるデ−タ値が第２振動の各位相での振幅つまり振動
エネルギとして生成される。そして、デ−タ数が多くな
るということは、１周期分の波形が長くなって、デ−タ
長が長くなることを意味する。このような第２振動を最
適化するために、前回出力された第２振動のデ−タを利
用して今回出力すべき第２振動のデ−タの最適化がなさ
れるが、周期が変更されると、今回デ−タと前回デ−タ
とでは、デ−タ数つまり１周期分に相当する第２振動の
デ−タ長が異なってしまうことになり、このデ−タ長の
相違分だけ最適化がなされなくなって、振動低減が十分
に行なわれないものとなる。より具体的には、前回のデ
−タ長が短く例えばデ−タ数が１０個で、今回のデ−タ
長が長い例えばデ−タ数が１２個というように変化した
場合、今回生成すべきデ−タ長を形成するのにデ−タ数
が２個不足してしまうことになる。逆にデ−タ長が長い
状態から短い状態へと変化したときは、デ−タ数があま
ってしまうことになる。

【０００９】なお、今回出力する第２振動として、前回
出力された第２振動のデ−タ長のまま出力させることに
よりかなりの振動低減にはなり、また加速、減速が終了
して再び定常運転に戻れば、最適化がすすんでやがて十
分に振動低減されるものの、この間の第２振動は十分に
最適化されたものとはならないので、振動低減が十分に
行なわれないままとなってしまう。

【００１０】本発明は以上のような事情を勘案してなさ
れたもので、低減すべき周期性振動の１周期分毎に低減
用振動を補正つまり最適化するものにおいて、低減すべ
き振動の周期が変更された過渡期においても、振動をよ
り十分に低減できるようにした車両用振動制御装置を提
供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明にあっては次のような構成としてある。すな
わち、第１振動源によって発生される周期的な振動を車
両の所定空間において低減させる車両用振動制御装置で
あって、前記第１振動の周期を検出する周期検出手段
と、前記第１振動の振動エネルギを低減させる第２振動
を出力するための第２振動源と、前記所定空間の振動を
検出する振動検出手段と、前記第２振動源から出力させ
る第２振動の振動エネルギを、前記周期検出手段で検出
される１周期毎に設定する設定手段と、前記設定手段の
出力を、前記振動検出手段の出力および該振動検出手段
と第２振動源との間の伝達特性に基づいて補正する補正
手段と、前記第２振動のうち今回の周期に対応して設定
すべき今回デ−タ長と前回の周期に対応して設定された
前回デ−タ長とが相違するとき、前記出力された第２振
動の振動波形を全体的に、今回デ−タ長に応じた長さに
伸縮させる波形伸縮手段と、を備えた構成としてある。

【００１２】前記波形伸縮手段は、例えば、前回出力さ
れた第２振動の各デ−タ値をそれぞれ補間して、今回出
力すべき第２振動のデ−タ値を得るものとして構成する
ことができる。この場合、前記補間の計算を、１つのデ
−タ値を出力する毎に行なうことができる。

【００１３】前記波形伸縮手段は、例えば、前記出力さ
れた第２振動をアナログ処理することによって、今回の
第２振動を得るものとして構成することができる。この
場合、前記第２振動に相当するデジタル信号が、Ｄ／Ａ
変換器を経て前記第２振動源から出力されるように設定
されて、前記波形伸縮手段による前記アナログ処理を、
前記第２振動源用となる前記Ｄ／Ａ変換器を利用して行
なうことができる。

【００１４】前記補間によりあるいはアナログ処理によ
り波形伸縮を行なう場合、次のようにすることができ
る。すなわち、前記第１振動源が、点火プラグにより点
火が行なわれる火花点火式のエンジンとされ、前記周期
検出手段が、エンジンの点火パルスに基づいてエンジン
の回転周期を検出するものとされて、前記波形伸縮手段
が、点火パルスの入力時点に相当する位相成分を起点と
して波形伸縮を開始するものとして構成することができ
る。

【００１５】また、前記補間によりあるいはアナログ処
理により波形伸縮を行なう場合、前記波形伸縮手段によ
る波形伸縮のためのサンプリング周期を、連続的に徐々
に変化させることができる。

【００１６】

【発明の効果】本発明によれば、前回の第２振動の振動
波形を、今回要求されるデ−タ長の長さ応じて見込み制
御的に全体的に伸縮して、振動波形の各位相でのデ−タ
値をそれぞれほぼ最適なものに維持しつつ今回要求され
るデ−タ長に対応した振動波形を得て、過渡時における
振動低減をより十分に行なうことができる。

【００１７】請求項２に記載されたような構成とするこ
とにより、補間計算という簡単な手法で、波形伸縮を行
なうことができる。この場合、請求項３に記載されたよ
うな構成とすることにより、補間計算を一挙にまとめて
行なう必要がないので、制御系の負担が軽減される。

【００１８】請求項４に記載されたような構成とするこ
とにより、アナログ処理という簡単な手法により波形の
伸縮を行なうことができる。この場合、請求項５に記載
されたような構成とすることにより、第２振動源用のＤ
／Ａ変換器を利用したアナログ処理を行なうことによっ
て、コストを低減することができる。

【００１９】請求項６または請求項７に記載されたよう
な構成とすることにより、出力デ−タが不連続になって
しまうこと、つまり前回出力された振動波形と今回出力
される振動波形との境界において、デ−タ値つまり振幅
が大きく相違してしまうような事態を防止する上で好ま
しいものとなる。

【００２０】

【実施例】以下本発明の実施例を添付した図面に基づい
て説明する。全体の概要 図１において、自動車１は、車室２内に運転席３と助手
席４と左右の後席５、６とを有する４人乗りの乗用車と
されている。車体前部に構成されたエンジンル−ム７に
は、直列４気筒のガソリンエンジン８が塔載され、その
イグニッションコイルが符号９で示される。

【００２１】エンジン８が、エンジン回転数に応じた周
期的な振動を発生する騒音発生源つまり第１振動源とさ
れている。そして、車室２が、エンジン８の振動を低減
すべき所定空間とされている。このため、所定空間とし
ての車室２には、５個のスピ−カ１１と、８個のマイク
１２とが設置されている。スピ−カ１１が、車室へエン
ジン騒音を低減するための第２振動を発生する第２振動
源とされる。そして、マイク１２が、車室の実際の振動
を検出する振動検出手段とされる。

【００２２】自動車１には、マイクロコンピュ−タを利
用して構成された制御ユニットＵが塔載されている。制
御ユニットＵに対する入出力関係を図２に示してあり、
制御ユニットＵは、ＣＰＵからなる制御部２０を有す
る。制御部２０には、イグニッションコイル９の一次コ
イルからの信号つまりエンジン回転数に応じた点火パル
ス信号が、波形整形回路２１、周期計算回路２２を経て
入力されると共に、各マイク１２からの信号が、アンプ
２３、ロ−パスフィルタ２４、Ａ／Ｄ変換器２５を介し
て入力される。また、制御部２０からの出力信号は、Ｄ
／Ａ変換器２６、ロ−パスフィルタ２７、アンプ２８を
介してスピ−カ１１へ出力される。

【００２３】制御部２０は、マイク１２で検出される振
動が低減されるように、スピ−カ１１から出力すべき第
２振動を最適化する。以下、制御部２０による第２振動
の生成について説明するが、先ず、基本的な第２振動の
生成、つまりＩＧパルスに応じて得られる周期が一定の
ときを前提とした第２振動の生成の点について説明し、
次に周期が変更される過渡時における第２振動生成（振
動波形の伸縮）の点について説明する。

【００２４】第２振動の生成（基本） 図３は、制御部２０をブロック図的に示すものであり、
説明の簡単化のためにスピ−カ１１およびマイク１２を
それぞれ１個とした場合を示している。

【００２５】制御部２０は、周期計測回路２２から入力
された結果によってスピ−カ１１に出力するスピ−カ入
力信号ｙのベクトルｙの周期を調整する（ステップ１、
以下ステップをＳと略す）と共に、内蔵しているプロセ
ッサで、マイク１２・スピ−カ２間の伝達特性であるイ
ンパルス応答ｈの行列ｈを、時系列ｈ変換する（Ｓ
２）。

【００２６】次に、制御部２０はプロセッサで、インパ
ルス応答ｈの時系列ｈとマイク１２から入力されるマイ
ク出力信号ｅとでベクトルｙを逐次的に最適化し（Ｓ
３）、その後、このベクトルｙを時系列ｙに変換してス
ピ−カ入力信号ｙとし（Ｓ４）、スピ−カ１１に出力す
る。

【００２７】スピ−カ１１は、このスピ−カ入力信号ｙ
をアンチ騒音Ｚとして再生する。一方、マイク１２は、
騒音ｄとアンチ騒音Ｚが打ち消し合って振動エネルギが
低減した騒音を検出して、この結果をディジタルのマイ
ク出力信号ｅとして制御部２０に内蔵されたプロセッサ
に出力する。以下、再びプロセッサは、上記ステップ３
およびステップ４を繰り返し行い、スピ−カ入力信号ｙ
のベクトルｙを逐次的に最適化して、最終的にマイク出
力信号ｅの値が０となるようにスピ−カ入力信号ｙのベ
クトルｙを設定する。

【００２８】次に、制御部２０で行われる上記ステップ
のアルゴリズムの演算について、以下に説明する。

【００２９】先ず、制御部２０によるマイク１２のマイ
ク出力信号ｅのサンプリング周期を△ｔとする。マイク
１２・スピ−カ１１間の伝達特性であるインパルス応答
ｈが有限時間Ｊ△ｔ以内で０に収束すると仮定し、イン
パルス入力が与えられてからｊ△ｔ時間経過後のインパ
ルス応答ｈの値をｈ_j とすると、エンジン８から発生し
た第１振動である騒音ｄ、スピ−カ入力信号ｙが与えら
れたときのスピ−カ１１から発生する第２振動であるア
ンチ騒音Ｚおよびそのときの時刻ｋにおけるマイク出力
信号ｅの第ｋサンプル値ｅ（k)の関係は、次式（１）で
表わすことができる。

【００３０】 ｅ(k) ＝ｄ（k)＋Ｚ(k) ＝ｄ（k)＋行列ｈ^T ・行列ｙ（k) ・・・・（１） 但し、 行列ｈ＝［ｈ₀ ｈ₁ ｈ₂ ・・・・・ｈ_J-1 ］^T 行列ｙ（k)＝［ｙ（k) ｙ（k-1) ｙ（k-2)・・・・ｙ（k-J+1)］^T ｄ(k):ｅ（k)に含まれている騒音ｄの成分 Ｚ(k):ｅ（k)に含まれているアンチ騒音Ｚの成分 ｙ(k):スピ−カ入力信号ｙの第ｋサンプル値 従って、式（１）中のＺ（k)は、次の式（２）で示され
る。

【００３１】

【数１】

【００３２】ところで、騒音ｄは、ある周期Ｎ△ｔを持
っている周期性騒音であるので、この騒音ｄの振動エネ
ルギを低減させるアンチ騒音Ｚおよびスピ−カ入力信号
ｙ、騒音ｄと同じ周期Ｎ△ｔを持っている周期性振動お
よび周期性信号でなければならない。

【００３３】従って、スピ−カ入力信号ｙに関して次式
（３）が成立する。 ｙ(k) ＝ｙ(K-qN)＝ｙ(k) ｙ (k-1)＝ｙ(k-qN-1)＝ｙ(k+N-1) ｙ(k-2) ＝ｙ(k-qN-2)＝ｙ(k+N-2) ・・・・（３） ・・・ ・・・ ・・・ ｙ(k-N+1) ＝ｙ(k-(q+1)N+1)＝ｙ(k+1) 但し、 ｑ＝０，１，２，・・・・ ゆえに、式（１）は、 ｅ(k) ＝ｄ(k)+ベクトルｈ^T ・時系列ｙ(k) ・・・・（４） 但し、 時系列ｙ(k) ＝［ｙ (K) ｙ(K+N-1) ｙ(K+N-2) ・・・・ｙ(K+1)]^T

【００３４】

【数２】

【００３５】尚、Ｑは、Ｊ≦(q+1)Nを満たす整数ｑの最
小値である。

【００３６】次に、時刻ｋからさらにｉだけ時間が経過
した時刻k+i のマイク出力信号ｅの第K+i サンプル値ｅ
（K+i)（但し、ｉ＝１，２，・・・・）は、次式（５）
で表わすことができる。

【００３７】 ｅ（k+i)＝ｄ(k+i) ＋ベクトルｈ^T ・時系列ｙ(k+i) ＝ｄ(k+i) ＋時系列ｈ(i)^T・時系列ｙ(k) ・・・・・（５） 但し、 時系列ｙ(k+i) ＝［ｙ(k+i)^'ｙ(k+i^'-1 ） ｙ(k+N-1) ｙ(k+N-2) ・・・・・ｙ(k+i^'+1)]^T 時系列ｈ(i) ＝［バ−ｈ_i ^'バ−ｈ_i+1 ^'・・・・・バ−ｈ_N+1 バ−ｈ₀ バ−ｈ₁ ・・・・バ−ｈ_i ^' _-1］^T 尚、ｉ’は、ｉをＮで割ったときの整数剰余である。

【００３８】ところで、式（５）において、ｋはマイク
入力信号ｅの任意の初期時点を表わしているに過ぎな
い。よって、ｋ＝０と置き、ｉを改めてｋに置き直す
と、次式（６）が得られる。

【００３９】 ｅ(k) ＝ｄ(k) ＋時系列ｈ(k)^T・時系列ｙ(0) ＝ｄ(k) ＋時系列ｈ(k)^T・ベクトルｙ 但し、 ベクトルｙ＝［ｙ(0) ｙ(N-1) ｙ(N-2) ・・・ｙ(1) ］^T ＝［ｙ₀ ｙ_N-1 ｙ_N-2 ・・・・ｙ₁ ］^T ここで、次の評価関数を導入する。 Ｆ＝Ｅ［ｅ(k)²］ ＝Ｅ［ｄ(k) ＋時系列ｈ(k)^T・ベクトルｙ］ ＝Ｅ［ｄ(k)²］＋２ベクトルｙ^T ・Ｅ［ｄ(k) ・時系列ｈ(k) ］ ＋ベクトルｙ^T ・Ｅ［時系列ｈ(k) ・時系列ｈ(k)^T］ベクトルｙ ・・・・・・（７） 但し、Ｅ［ ］は、期待値を表わすものとする（Ｅは期
待演算子）。式（７）より、この評価関数のベクトルｙ
に関する勾配は、次式（８）で与えられる。 ∂Ｆ／∂ベクトルｙ＝２Ｅ［ｄ(k) ・時系列ｈ(k)] ＋２Ｅ［時系列ｈ(k) ・時系列ｈ(k)^T］ベクトルｙ ＝２Ｅ［時系列ｈ(k){d(k)＋時系列ｈ(k)^Tベクトルｙ｝］ ＝２Ｅ［時系列ｈ(k) ・ｅ(k) ］ ・・・・・（８） ここで、Ｅ［時系列ｈ(k) ・ｅ(K)]の瞬時推定値とし
て、時系列ｈ(k)・e (K)を用いることにすれば、Ｆの最
小値を与える周期Ｎ△ｔ（すなわち要素数Ｎ）を持つス
ピ−カ出力信号ベクトルであるベクトルｙの値は、最急
降下法に基づく次の漸化式（９）を反復計算することに
にょり最適化することができる。

【００４０】 ベクトルｙ(K+1) ＝ベクトルｙ(k) −μ・ｅ(k) ・時系列ｈ(k) ・・・（９） 但し、μ／２は収束係数である。

【００４１】このようにして求めた漸化式（９）は、制
御部２０に内蔵されたデ−タ処理装置であるプロセッサ
が騒音の振動エネルギを低減させるアンチ騒音の振動エ
ネルギの設定を補正する際には、以下に示すような、よ
り簡単なアルゴリズムに置き換えられる。

【００４２】先ず、一対のスピ−カ１１およびマイク１
２を用いる場合には、漸化式（９）は次式（１０）に置
き換えられる。 ｙ_(k-j+QN) ^'(k+1)＝ｙ_(k-j+QN) ^' ・(k) −μ・ｅ(k) ・ｈ_j ・・・（１０） このときプロセッサは、時刻ｋにおいては、例えば以下
に示す４つの動作手順を行っている。

【００４３】動作１：スピ−カ入力信号ｙ_k ^' (k)をスピ
−カ１１に対して出力する 動作２：マイク出力信号ｅ(K) をマイク１２から入力す
る 動作３：周期計測回路２２から入力されたエンジン２２
の回転周期にＯrd／△ｔまたは１／（Ｏrd・△ｔ）を乗
じた値に最も近い整数値をＮとする 動作４：ｊ＝０，１，２，・・・・，Ｊ−１について漸
化式（１０）の計算を行う 但し、ｋ’，（ｋ−ｊ＋ＱＮ）’は、それぞれｋ（ｋ−
ｊ＋ＱＮ）をＮで，割ったときの整数剰余であり、ま
た、Ｏrdは、低減させようとしている騒音のエンジン回
転数に対する最低次数を設定するための任意の一定の整
数である。

【００４４】次に、複数のスピ−カ１１・・・とマイク
１２・・・とを用いる場合には、例えば、最急降下法に
基づき、

【００４５】

【数３】

【００４６】の瞬時推定値として、

【００４７】

【数４】

【００４８】を用いると、評価関数

【００４９】

【数５】

【００５０】を最小化する第１スピ−カ出力信号ベクト
ルであるベクトルｙ₁ の最適値は、次の漸化式（１１）
を反復計算することにより求められる。

【００５１】

【数６】

【００５２】但し、 ｙ_lk ^' ：時刻ｋにおける第１スピ−カ入力信号 ｅ _m ：第ｍマイク出力信号 ｈ_lmj ：第１スピ−カ・第ｍマイク間のインパルス応答
のｊ△ｔ時間後の値 Ｌ：スピ−カの個数 Ｍ：マイクの個数 Ｊ：全てのスピ−カ・マイク間のインパルス応答が有限
時間△ｔ以内で０に収束することを示す整数値 また、 ベクトルｙ_l ＝［ｙ_{l 0} ｙ_{l N-1} ｙ_{l N-2} ・・・ｙ_{l 1} ］^T 時系列ｈ_lm(k) ＝［バ−ｈ_{lm k'} バ−ｈ_{lm k'+1} ・・・バ−ｈ_{lm N+1} バ−ｈ_{lm 0} バ−ｈ_{lm 1}・・・バ−ｈ_{lm k'-1} ］^T さらに、 バ−ｈ_{lm 0}＝ｈ_{lm 0} ＋ｈ_{lm N} ＋・・・・ｈ_{lm QN} バ−ｈ_{lm 1}＝ｈ_{lm 1} ＋ｈ_{lm N+1}＋・・・ｈ_{lm QN+1} ・・・・ ・・・ ・・・・ ・・・・ バ−ｈ_{lm j-QN-1} ＝ｈ_{lm j-QN-1} ＋ｈ_{lm j-(Q-1)N-1} ＋・・・＋ｈ_{lm j-1} バ−ｈ_{lm j-QN} ＝ｈ_{lm j-QN} ＋ｈ_{lm j-(Q-1)N} ＋・・・＋０ ・・・・ ・・・・ ・・・・・ ・・・・・ バ−ｈ_{lm N-1} ＝ｈ_{lm N-1} ＋ｈ_{lm 2N-1} ＋・・・＋０ ｌ＝１，２，・・・・，Ｌ ｍ＝１，２，・・・・，Ｍ 従って、漸化式（９）は次式（１２）に置き換えられ
る。

【００５３】

【数７】

【００５４】このときプロセッサは、時刻ｋにおいて
は、例えば以下に示す４つの動作手順を行っている。

【００５５】動作１１：スピ−カ入力信号ｙ_1k ^' （k)，
ｙ_2k ^' （k)，・・・・，ｙ_lk ^'(k ）をそれぞれ第１スピ
−カ、第２スピ−カ、・・・、第Ｌスピ−カに対して出
力する 動作１２：マイク出力信号ｅ₁(k), ｅ₂(k),・・・, ｅ_M(k)
をそれぞれ第１マイク、第２マイク、・・・・、第Ｍマ
イクから入力する 動作１３：周期計測回路２２から入力されたエンジン２
２の回転周期にＯrd／△ｔまたは１／（Ｏrd・ △ｔ）を
乗じた値に最も近い整数値をＮとする。 動作１４：１＝１、２、・・・・・Ｌおよびｊ＝０，
１，２，・・・・Ｊ−１について漸化式（１２）の計算
を行う また、上記の複数のスピ−カ１１・・・とマイク１２・
・・とを用いる場合について、

【００５６】

【数８】

【００５７】の瞬時推定値として、α・時系列ｈ_1k ^'(k)
・ｅ_k ^' (k)を用いると、最急降下法に基づいて評価関数

【００５８】

【数９】

【００５９】を最小化する第１スピ−カ出力信号ベクト
ルであるベクトルｙ₁ の最適値は、次の漸化式（１３）
を反復計算することにより求められる。 ベクトルｙ₁ (k+ 1)＝ベクトルｙ₁ (k) −μ・α・時系列ｈ_1k ^"(k)・ｅ_k ^"(k) ・・・・（１３） 但し、ｋ”は、ｋをＭで割ったときの整数剰余に１を加
えた値であり、また、αは任意の定数である。この漸化
式（１３）は、漸化式（１１）よりも短時間で演算でき
る。

【００６０】従って、漸化式（９）は次式（１４）に置
き換えられる。 ｙ_1(k-J+QN) ^'(k+1) ＝ｙ_1(K-j+QN) ^'（k)−μ・α・ｅ_k(k)・ ｈ_1k ^" _j ・・・・・（１４） このときプロセッサは、時刻においては、例えば以下に
示す４つの動作手順を行っている。

【００６１】動作２１：スピ−カ入力信号ｙ_1k ^'(k), ｙ
_2k ^'(k), ・・・・、ｙ_Lk ^'(k ）をそれぞれ第１スピ−
カ、第２スピ−カ、・・・・・、第Ｌスピ−カに対して
出力する。 動作２２：マイク出力信号ｅ_k ^"(k) を第ｋ”マイクから
入力する 動作２３：周期計測回路２２から入力されたエンジン２
２の回転周期にＯrd／△ｔまたは１／（Ｏrd・△ｔ）を
乗じた値に最も近い整数値をＮとする。 動作２４：１＝１、２、・・・・、Ｌおよびｊ＝０、
１、２・・・・、Ｊ−１について漸化式（１４）の計算
を行う。従って、上記アルゴリズムの演算は、漸化式
（９）、（１１）および（１３）、あるいはこれら漸化
式を単純化した漸化式（１０）、（１２）および（１
４）を反復計算するだけで良いので、スピ−カ入力制御
の計算時間を短縮することが可能となる。

【００６２】過渡時の波形伸縮（図４〜図８） 次に、図４以下を参照しつつ、加減速等によってエンジ
ン８の回転周期が変更される場合の過渡時における第２
振動の全体的な波形伸縮について説明するが、この波形
伸縮の処理は、図３に示すベクトルｙの最適化（Ｓ３）
の処理の前に行なわれる。

【００６３】図４〜図８では、補間によって全体的な波
形伸縮を行なう場合を示し、この補間の手法を図式的に
図４に示してある。すなわち、図４（1)に前回の振動波
形を示してあり、そのデ−タ値の数は６個である。図４
（3)に波形伸縮して得るべき今回の振動波形を示してお
り、そのデ−タ値が８個の場合を示している。この図４
において、先ず、図４（2)に示すように、仮の振動波形
を形成する。この仮の振動波形は、前回の振動波形のデ
−タ長と同じ長さのデ−タ長となるように設定されて、
この仮のデ−タ長上において、新デ−タ値数である８個
のデ−タ値に応じたサンプリング周期が設定される。実
施例の場合は、仮のデ−タ長（仮の振動波形）における
仮のサンプリング周期は、基本つまり前回のデ−タ長に
おけるサンプリング周期の６／８となる。

【００６４】そして、仮のデ−タ長上において、仮のサ
ンプリングタイミング毎に、前回の振動波形におけるデ
−タ値をプロットする。このようにして得られた仮の振
動波形を、元の基本のサンプリング周期に戻す（仮の振
動波形を、基本のサンプリング周期毎に出力する）こと
により、図４（3)に示すような波形伸長された振動波形
が得られる。なお、波形縮長のときも同様にして行なわ
れるが、この場合は、仮のサンプリング周期が基本サン
プリング周期よりも大きいものとなる。

【００６５】図５〜図８は、図４に示すような補間を行
なうためのフロ−チャ−トを示すが、以下の説明でＱは
ステップを示す。先ず、メインフロ−チャ−トとなる図
５において、あらたに測定されたＩＧパルス周期（秒）
ｒが読込まれる。次いで、Ｑ２に示す式にしたがって、
今回設定すべき今回デ−タのデ−タ数ｎ1 が算出され
る。なお、Ｑ２に示す式中、ｓｆはサンプリング周波数
（Ｈｚ）であり、ｍは任意の整数である。

【００６６】Ｑ３においては、今回デ−タのデ−タ数ｎ
₁ が前回デ−タのデ−タ数ｎ₀ と同じであるか否かが判
別される。このＱ３の判別でＮＯのときは、Ｑ４におい
て、図４で説明したような補間が行なわれた後、今回デ
−タ数ｎ₁ が前回デ−タ数ｎ０として更新される。ま
た、Ｑ３の判別でＹＥＳのときのときは、振動波形の伸
縮補間は不要なので、そのままリタ−ンされる（図３に
示す前述した最適化の処理実行）。

【００６７】図５のＱ４の内容が、図６に示される。先
ず、Ｑ１１において、ｉが１にセットされた後、Ｑ１２
において、ｊがここに示す式にしたがって設定される。
次いで、Ｑ１３において、ｋがここに示す式にしたがっ
て決定されるが、式中「ｉｎｔ」の示す意味は、四捨五
入された整数とすべきことを意味する。例えば、図４に
示すように、ｎ₀ が６、ｎ₁ が８、であるとすると、
「ｉｎｔ」でくくられたカッコ内の値は当初は０．７５
であるので、ｋは８とされる。

【００６８】Ｑ１３の後、Ｑ１４において、ｊ＝ｋであ
るか否かが判別される。このＱ１４の判別でＹＥＳのと
きは、Ｑ１５において、ｙ（ｊ）がｙ’（ｉ）として設
定Ｓれた後、Ｑ１８に移行する。また、Ｑ１４の判別で
ＮＯのときのときは、ｊ−ｋがｊとして設定された後、
Ｑ１７において、後述するｙ’（ｉ）の計算がされた
後、Ｑ１８に移行する。Ｑ１５の処理は、ｊの位相位置
において丁度前回デ−タ値が存在する場合であり、Ｑ１
６の処理はこのｊの位相位置において前回デ−タ値が存
在しない場合である。

【００６９】Ｑ１８では、ｉをｉ＋１とした後、Ｑ１９
において、ｉが今回デ−タ数に相当するｎ₁ と等しいか
否かが判別される。当初はＱ１９の判別でＮＯとなるの
で、Ｑ１２へ戻って、前述した処理が繰返されて、補間
が続行される。

【００７０】Ｑ１９の判別でＹＥＳのときのときは、Ｑ
２０において、ｉを０設定した後、Ｑ２１において、
ｙ’（ｉ）をｙ（ｉ）とした後、Ｑ２２においてｉ＋１
がｉとして設定される、そして、Ｑ２３において、ｉが
ｎ₁ より大きいか否かが判別され、当初はこの判別でＮ
ＯとされてＱ２１以降の処理が繰返される。そして、Ｑ
２３の判別でＹＥＳのときとなった時点で補間終了とい
うことで、リタ−ンされる。

【００７１】前述したＱ１２〜Ｑ１９の処理は、図４
（2)に示す仮デ−タを作成する処理であり、Ｑ２０以降
の処理が、この仮デ−タを図４（3)に示す新デ−タに変
更する処理となる。

【００７２】前記Ｑ１７の内容が、図７に示される。す
なわち、図７のＱ２５において、ｋ＋１がｎ₀ よりも大
きいか否かが判別されて、このＱ２５の判別でＮＯとき
は、Ｑ２６において、１次補間を行なうため、ｉの位相
位置を挟んだ前後の値の相加平均値がｙ’（ｉ）として
設定される。また、Ｑ２５の判別でＹＥＳのときのとき
は、ｋの位相位置が最後のものとなって、その後の位相
位置が存在しないこととなるが、その後の位相位置は最
初の位相位置のものと等しいので、直前の位相位置の値
と最初の位相位置の値との相加平均値がｙ’（ｉ）とし
て設定される。Ｑ２６あるいはＱ２７で示す相加平均の
意味、つまり１次補間の内容を、図８に図式的に示して
ある。

【００７３】変形例１（図９〜図１１） 前述した補間計算は、１周期分をまとめて行なう場合で
あり、この場合は、１度に計算する量が多くなる。１回
あたりの計算量を低減させて制御系の負担を低減するた
め、デ−タ値の１回の出力タイミング毎に、１つのデ−
タ値を得るための補間計算を行なうのが好ましい。すな
わち、図１１において、上側に示すのが前回デ−タの出
力タイミング（サンプリング周期は基本△ｔ）であり、
下側に新デ−タの補間計算タイミングを示してある。つ
まり、サンプリング周期△ｔ毎にデ−タ値の出力が行な
われるが、この前回デ−タ値の出力が終了した直後に補
間の計算を実行し、前回デ−タ値の全てが出力し終えた
時点で補間計算が完了されるようにすればよい。これに
より、あるデ−タ値の出力から次のデ−タ値の出力まで
のあいた時間を有効に利用して、補間計算を行なうこと
ができる。

【００７４】上述した制御は、具体的には図９、図１０
に示すようにして行なわれる、図９は、前回のデ−タ値
を全て出力し終えた時点の処理であり、図４（2)の仮デ
−タを図４（3)に示す最終的な新デ−タに変更するため
の処理である。また、図１０は、前回デ−タ値の１つを
出力し終えた直後に行なわれる補間計算を示している。
この図１０での制御内容は、１つの補間計算値を得ると
いう点で図５、図６の場合と異なるのみである。

【００７５】変形例２（図１２） 図１２は、アナログ処理によって、振動波形の全体的な
伸縮を行なう場合を示している。つまり、前回デ−タ
が、スピ−カ１１用のＤ／Ａ変換器２６とロ−パスフィ
ルタ２７を通過する点を考慮して、このロ−パスフィル
タ２７を通過した後の信号を、Ａ／Ｄ変換器４１を経て
再び制御部２０へ戻すように設定する。そして、Ａ／Ｄ
変換器４１のサンプリング周期を、分周回路４２によっ
て設定する一方、分周回路４２のサンプリング周期を、
制御部２０からの指令信号を受けるサンプリング調整器
４２によって、前回デ−タ数と今回デ−タ数との比に応
じた値となるように設定する。

【００７６】本実施例の場合は、Ｄ／Ａ変換およびＡ／
Ｄ変換という極めて一般的な手法によって振動波形の全
体的な伸縮が行なうことができ、しかもＤ／Ａ変換器と
してスピ−カ１１用を利用することによって、振動波形
伸縮用のＤ／Ａ変換器を別途専用に設ける場合に比し
て、構造が簡単となってコスト上も有利となる。

【００７７】変形例３（図１３、図１４） 図１３、図１４は、前述した補間あるいはアナログ処理
の開始時期の好ましい設定例を示すものである。すなわ
ち、補間あるいはアナログ処理により振動波形の全体的
な伸縮を行なった場合、図１３に示すように、前回の振
動波形の終値と今回の振動波形の初期期とのずれが大き
くなってしまう可能性がある。つまり、周期変更判定の
基準となるＩＧパルス入力時点においてデ−タ値が必ず
零になれば上述したようなずれの問題は生じないが、実
際はＩＧパルス入力時点においてデ−タ値が零になると
は限らない。

【００７８】上記ずれを防止するため、図１４に示すよ
うに、ＩＧパルス入力時点における位相から補間あるい
はアナログ処理を開始することにより、上記ずれを防止
あるいは低減することが可能となる。図１４において
は、ハッチングを施した部分はほど相似形となって、Ｉ
Ｇパルス入力時点における位相成分つまりデ−タ値α、
βがほぼ等しくされる。

【００７９】変形例４（図１５） 図１５は、前述の変形例３と同様の観点から、ずれの防
止あるいは低減のために、補間あるいはアナログ処理の
開始時期をより適切に設定しようとするものである。す
なわち、補間あるいはアナログ処理のためのサンプリン
グ周期を、振動波形を伸長させる場合は連続的に徐々に
小さくなるように、また縮長させる場合は連続的に徐々
に大きくなるようにして、上記ずれを極力小さくするも
のである（前回の振動波形の再現性をどの位相部分につ
いて重視するかの重み付け変更）。図１５においては、
補間あるいはアナログ処理のためのサンプリング周期
が、等差数列的にτ分づつ小さくされていく場合を示し
ている。なお、等差数列に限らず、等比数列的に変化さ
せるようにすることもできる。

【００８０】以上実施例について説明したが、本発明は
これに限らず例えば次のような場合をも含むものであ
る。 （1)第２振動源としては、スピ−カに限らず、例えばエ
ンジンと車体との間に介装されるアクチュエ−タ（エン
ジン取付部材に内蔵）等、従来提案されている適宜のア
クチュエ−タとすることができる。 （2)第１振動源としては、エンジンに限らず、周期的な
振動を発生する車両塔載の適宜の機器とすることができ
る。 （3)エンジンを第１振動源とした場合は、低減すべき周
期的な第１振動は、２次振動、４次振動、６次振動等適
宜のものを選択し得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が適用された車両を上方から見た図。

【図２】本発明の制御系統の一例を全体的に示す図。

【図３】第２振動を最適化するための制御系統を示す
図。

【図４】補間により振動波形を全体的に伸長させる例を
図式的に示す図。

【図５】図４に示す補間を行なうためのフロ−チャ−
ト。

【図６】図４に示す補間を行なうためのフロ−チャ−
ト。

【図７】図４に示す補間を行なうためのフロ−チャ−
ト。

【図８】図７に示す補間を行なうためのフロ−チャ−ト
の内容を図式的に示す図。

【図９】デ−タ値の１回の出力毎に補間計算を行なうた
めのフロ−チャ−ト。

【図１０】デ−タ値の１回の出力毎に補間計算を行なう
ためのフロ−チャ−ト。

【図１１】デ−タ値の１回の出力毎に補間計算を行なう
タイミングを図式的に示す図。

【図１２】振動波形の全体的な伸縮をアナログ処理によ
り行なう場合の回路例を示す図。

【図１３】前回の振動波形と今回の振動波形とのつなぎ
部分でのずれを示す図。

【図１４】図１３に示すずれを防止あるいは低減するた
めの補間あるいはアナログ処理の好ましい開始時期を示
す図。

【図１５】図１３に示すずれを防止あるいは低減するた
めの補間あるいはアナログ処理の好ましいサンプリング
周期の設定例を示す図。

【符号の説明】

１：自動車 ２：車室（所定空間） ８：エンジン（第１振動源） ９：イグニッションコイル（周期検出用） １１：スピ−カ（第２振動源） １２：マイク（振動検出手段） ２０：制御部 ２２：周期計測回路 ２６：Ｄ／Ａ変換器 ２９：サンプリングクロック ４１：Ａ／Ｄ変換器 ４２：分周回路 ４２：調整回路（サンプリング周期変更用） Ｕ：制御ユニット

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１振動源によって発生される周期的な振
   動を車両の所定空間において低減させる車両用振動制御
   装置であって、 前記第１振動の周期を検出する周期検出手段と、 前記第１振動の振動エネルギを低減させる第２振動を出
   力するための第２振動源と、 前記所定空間の振動を検出する振動検出手段と、 前記第２振動源から出力させる第２振動の振動エネルギ
   を、前記周期検出手段で検出される１周期毎に設定する
   設定手段と、 前記設定手段の出力を、前記振動検出手段の出力および
   該振動検出手段と第２振動源との間の伝達特性に基づい
   て補正する補正手段と、 前記第２振動のうち今回の周期に対応して設定すべき今
   回デ−タ長と前回の周期に対応して設定された前回デ−
   タ長とが相違するとき、前記出力された第２振動の振動
   波形を全体的に、今回デ−タ長に応じた長さに伸縮させ
   る波形伸縮手段と、を備えていることを特徴とする車両
   用振動制御装置。
2. 【請求項２】請求項１において、 前記波形伸縮手段が、前回出力された第２振動の各デ−
   タ値をそれぞれ補間して、今回出力すべき第２振動のデ
   −タ値を得るもの。
3. 【請求項３】請求項２において、 前記補間が、１つのデ−タ値を出力する毎に行なわれる
   もの。
4. 【請求項４】請求項１において、 前記波形伸縮手段が、前記出力された第２振動をアナロ
   グ処理することによって、今回の第２振動を得るもの。
5. 【請求項５】請求項４において、 前記第２振動に相当するデジタル信号が、Ｄ／Ａ変換器
   を経て前記第２振動源から出力されるように設定され、 前記波形伸縮手段による前記アナログ処理が、前記第２
   振動源用となる前記Ｄ／Ａ変換器を利用して行なわれる
   もの。
6. 【請求項６】請求項２または請求項４において、 前記第１振動源が、点火プラグにより点火が行なわれる
   火花点火式のエンジンとされ、 前記周期検出手段が、エンジンの点火パルスに基づいて
   エンジンの回転周期を検出するものとされ、 前記波形伸縮手段が、点火パルスの入力時点に相当する
   位相成分を起点として波形伸縮を開始するもの。
7. 【請求項７】請求項２または請求項４において、 前記波形伸縮手段による波形伸縮のためのサンプリング
   周期が、連続的に徐々に変化されるもの。