JP3250577B2

JP3250577B2 - 適応信号処理装置

Info

Publication number: JP3250577B2
Application number: JP35431592A
Authority: JP
Inventors: 崇行水内; 徹佐々木; 仁大久保; 薫行徳
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-12-15
Filing date: 1992-12-15
Publication date: 2002-01-28
Anticipated expiration: 2017-01-28
Also published as: JPH06188682A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、主要入力信号中から
低減対象信号のみを適応的に低減するようにする適応信
号処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から雑音等の低減対象信号のみを適
応的に低減する適応信号処理装置として、図４に示すよ
うな適応型雑音低減装置が知られている。図４におい
て、１は主要入力端子、２は参照入力端子であって、主
要入力端子１を通じて入力された信号は遅延回路３を介
して合成回路４に供給される。また、参照入力端子２を
通じて入力された信号は、適応フィルタ回路５を介して
合成回路４に供給され、遅延回路３からの信号から減算
される。この合成回路４の出力は、適応フィルタ回路５
にフィードバックされると共に、出力端子６に導出され
る。

【０００３】この雑音低減装置においては、主要入力端
子１には、希望信号ｓと、これと無相関の雑音信号（低
減対象信号）ｎ0 との混合信号が入力される。一方、参
照入力端子２には、希望信号とは無相関であるが、低減
対象の雑音信号ｎ0 とは相関がある雑音信号ｎ1 が入力
される。

【０００４】適応フィルタ回路５は、参照入力雑音信号
ｎ1 をフィルタリングして、雑音信号ｎ0 に近似する信
号ｙを出力する。この適応フィルタ回路５の出力信号ｙ
として、雑音信号ｎ0 と逆相、等振幅の信号を得るよう
にすることもできる。遅延回路３は、適応フィルタ回路
５での処理時間を考慮して、減算処理する信号の時間合
わせをするためのものである。

【０００５】適応フィルタ回路５における適応のアルゴ
リズムは、合成回路４の出力である減算出力（残差出
力）ｅを最小にするように働く。すなわち、今、ｓ，ｎ
0 ，ｎ1 ，ｙが統計的に定常であり、平均値が０である
と仮定すると残差出力ｅは、ｅ＝ｓ＋ｎ0 −ｙとなる。これを二乗したものの期待値は、ｓがｎ0 と、
また、ｙと無相関であるから、Ｅ［ｅ²］＝Ｅ［ｓ²］＋Ｅ［（ｎ0 −ｙ）²］＋２Ｅ［ｓ（ｎ0 −ｙ）］＝Ｅ［ｓ²］＋Ｅ［（ｎ0 −ｙ）²］となる。適応フィルタ回路５が収束するものとすれば、
適応フィルタ回路５は、Ｅ［ｅ²］が最小になるように
調整されるものである。このとき、Ｅ［ｓ²］は影響を
受けないので、Ｅmin ［ｅ²］＝Ｅ［ｓ²］＋Ｅmin ［（ｎ0 −ｙ）²］となる。つまり、Ｅ［ｅ²］が最小化されることによっ
てＥ［（ｎ0 −ｙ）²］が最小化され、適応フィルタ回
路５の出力ｙは、雑音信号ｎ0 の推定量になる。そし
て、合成回路４からの出力の期待値は、希望信号ｓのみ
となる。すなわち、適応フィルタ回路５を調整して全出
力パワーを最小化することは、減算出力ｅが、希望音声
信号ｓの最小二乗推定値になることに等しい。

【０００６】なお、適応フィルタ回路５はアナログ信号
処理回路で実現する場合とデジタル信号処理回路で実現
する場合の、いずれでも可能である。適応フィルタ回路
５を、デジタルフィルタを用いて実現した場合の例を図
５に示す。この例は、適応のアルゴリズムとして、いわ
ゆるＬＭＳ（最小平均自乗）法を使用する。

【０００７】図５に示すように、この例では、ＦＩＲフ
ィルタ型の適応線形結合器３００を使用する。これは、
それぞれ単位サンプリング時間の遅延時間Ｚ^-1を有する
複数個の遅延回路ＤＬ１，ＤＬ２，……ＤＬｍ（ｍは正
の整数）と、入力雑音ｎ1 及び各遅延回路ＤＬ１，ＤＬ
２，……ＤＬｍの出力信号と加重係数との掛け算を行う
加重回路ＭＸ０，ＭＸ１，ＭＸ２，……ＭＸｍと、加重
回路ＭＸ０〜ＭＸｍの出力を加算する加算回路３１０を
備える。加算回路３１０の出力はｙである。

【０００８】加重回路ＭＸ０〜ＭＸｍに供給する加重係
数は、例えばマイクロコンピュータからなるＬＭＳ演算
回路３２０で、合成回路４からの残差信号ｅに基づいて
形成される。このＬＭＳ演算回路３２０で実行されるア
ルゴリズムは、次のようになる。

【０００９】今、時刻k における入力ベクトルＸ_kを、
図５にも示すように、Ｘ_k＝［ｘ_0k ｘ_1k ｘ_2k ・・・ｘ_mk］^T とし、出力をｙ_k、加重係数をｗ_jk（j=0,1,2,…m ）と
すると、入出力の関係は、次の数１に示すように、

【００１０】

【数１】となる。

【００１１】そして、時刻k における加重ベクトルＷ_k
を、Ｗ_k＝［ｗ_0k ｗ_1k ｗ_2k ・・・ｗ_mk］^T と定義すれば、入出力関係は、ｙ_k＝Ｘ_k ^T・Ｗ_k で与えられる。ここで、希望の応答をｄ_kとすれば、残
差ｅ_kは次のように表される。ｅ_k＝ｄ_k−ｙ_k ＝ｄ_k−Ｘ_k ^T・Ｗ_k ＬＭＳ法では、加重ベクトルの更新を、Ｗ_k+1＝Ｗ_k＋２μ・ｅ_k・Ｘ_k … （ａ）なる式（ａ）により順次行っていく。ここで、μは適応
の速度と安定性を決める利得因子（ステップゲイン）で
ある。

【００１２】合成回路４が音響合成手段となる場合もあ
る。すなわち、適応フィルタ回路５で、雑音と逆相、等
振幅の雑音打ち消し音声信号−ｙを形成し、これをスピ
ーカなどに供給して、主要音声に音響的に加算して雑音
低減する構成とする。この場合の残差ｅは、残差検出用
マイクロホンで収音することになる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、この種の適
応アルゴリズムを使用した適応型雑音低減装置は、低減
対象信号として、白色雑音のように、定常的な信号であ
って、周波数によってレベルが異なるような周波数特性
を持たない信号を取り扱う場合には、比較的、その低減
効果は大きい。

【００１４】しかしながら、対象信号が、人の声などの
非定常で、レベル的に周波数特性を有する信号の場合に
は、図４のシステム構成では、白色雑音の場合のような
良好な低減効果は得にくい。発明者等は、この種の適応
アルゴリズムを使用した適応型雑音低減装置において、
雑音信号に含まれる複数の周波数成分のスペクトラムレ
ベルに差があると、各周波数成分毎に雑音低減量が異な
り、スペクトラムレベルの低い周波数成分ほど低減効果
が低い現象を確認した。

【００１５】すなわち、発明者等は、雑音信号として例
えば１３０Ｈｚ、１４０Ｈｚの等レベルの正弦波に、僅
かなレベルの例えば２７０Ｈｚの正弦波を加えたものを
使用し、これを主要入力と参照入力に加えて適応雑音低
減の実験を行ったところ、前２音は十分に低減された
が、２７０Ｈｚの正弦波はほとんど残ってしまう結果を
得た。

【００１６】この現象の原因は、適応雑音低減装置にお
いては、残差出力パワーが最小になるように適応アルゴ
リズムが働くもので、一般的に、参照入力信号の主要な
スペクトルを主体に雑音低減する性質があることによる
と考えられる。

【００１７】すなわち、例えばＬＭＳ適応アルゴリズム
は、前述した式（ａ）にしたがってＦＩＲデジタルフィ
ルタの係数ベクトルＷ_kを更新している。ある時点での
係数ベクトルＷ_kを修正するベクトルが、式（ａ）の右
辺の第２項であるが、ステップゲインμと瞬時誤差ｅ_k
とはスカラー値で、ともに修正値を直接左右する。同じ
く参照入力ベクトルＸ_kも積の形で働くので、これも修
正値を左右する。平均的な収束の時定数τa は、 τa ＝（ｍ＋１）／４μ・trＥ〔Ｘ_iＸ_j ^T〕で表される。ここで、ｍはベクトルの次数（ＦＩＲフィ
ルタのタップ数でその次数が規定される参照入力ベクト
ルの次数）、trＥ〔Ｘ_iＸ_j ^T〕は参照入力の平均パワ
ーである。つまり、ＦＩＲフィルタのタップ数が大きい
ほど収束速度は遅くなり、ステップゲインμや参照入力
の平均パワーが大きいほど収束速度が速くなる。

【００１８】以上のことから、雑音信号があるスペクト
ル分布をしている場合、つまり、白色雑音のように一様
な分布をしていない場合、その平均パワーが大きい周波
数成分ほど収束速度が速く、結果的にキャンセル量が大
きくなると考えられる。

【００１９】定常的な信号の場合、収束速度が速いと最
終的な残留雑音レベルが大きく、逆に収束が緩慢である
と最終的な雑音レベルが小さくなる。しかし、対象とす
る信号が音声のように変動する場合には、収束しきる前
にその性質が変化してしまうため、ある程度収束速度が
速い方がキャンセル量が大きくなる。

【００２０】このように、低減対象信号に含まれる各周
波数成分のスペクトラムレベルに差があると、スペクト
ラムレベルが大きいものから順に低減され、音声などの
非定常の信号の場合には、スペクトラムレベルの小さい
ものは、収束しきる前に信号の変化があるため、残留し
てしまうと考えられ、これが低減量の低下となる。

【００２１】この発明は、以上のような欠点を改善する
ことができる適応信号処理装置を提供することを目的と
する。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、この出願の請求項１の発明による適応信号処理装置
においては、後述の実施例の参照符号を対応させると、
主要入力信号をオーバサンプリング方式によりデジタル
信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバータ２０Ｍと、主要
入力信号中の低減対象信号と相関が強い参照入力信号を
オーバサンプリング方式によりデジタル信号に変換する
第２のＡ／Ｄコンバータ２０Ｒと、前記第２のＡ／Ｄコ
ンバータ２０Ｒの出力デジタル信号が供給され、前記主
要入力信号中の低減対象信号に近似する信号を得る適応
フィルタ回路４０と、前記第１のＡ／Ｄコンバータ２０
Ｍの出力デジタル信号から、前記適応フィルタ回路４０
の出力信号を減算する合成回路３０とを備え、前記合成
回路３０の減算出力信号が前記適応フィルタ回路４０に
フィードバックされて、前記合成回路の出力信号のパワ
ーが最小になるように前記適応フィルタ回路４０で適応
処理が行われるようにする。

【００２３】また、この出願の請求項２の発明による適
応信号処理装置においては、後述の実施例の参照符号を
対応させると、主要入力信号を複数の周波数帯域に帯域
分割する第１の帯域分割手段１０Ｍ１〜１０Ｍｎと、参
照入力信号を、前記主要入力信号の複数の周波数帯域と
等しく、複数の周波数帯域に帯域分割する第２の帯域分
割手段１０Ｒ１〜１０Ｒｎと、前記第１の帯域分割手段
の各周波数帯域の信号をオーバサンプリング方式により
デジタル信号に変換する複数個の第１のＡ／Ｄコンバー
タ２０Ｍ１〜２０Ｍｎと、前記第２の帯域分割手段の各
周波数帯域の信号をオーバサンプリング方式によりデジ
タル信号に変換する複数個の第２のＡ／Ｄコンバータ２
０Ｒ１〜２０Ｒｎと、前記第２のＡ／Ｄコンバータの出
力デジタル信号から、前記第１のＡ／Ｄコンバータから
得られる同じ周波数帯域の前記主要入力信号の各周波数
帯域の信号中に含まれる低域対象信号に近似する信号を
得る各周波数帯域用の複数の適応フィルタ回路４１〜４
ｎと、前記第１のＡ／Ｄコンバータからの各周波数帯域
の信号から、対応する周波数帯域用の適応フィルタ回路
の出力信号を減算する各周波数帯域用の複数の合成回路
３１〜３ｎと、前記複数の合成回路の出力信号を加算す
る加算回路６０とを備え、前記各周波数帯域用の合成回
路３１〜３ｎの減算出力信号が、対応する各周波数帯域
用の前記適応フィルタ回路４１〜４ｎにフィードバック
されて、前記各周波数帯域用の合成回路３１〜３ｎの出
力信号のパワーが最小になるように前記各周波数帯域用
の適応フィルタ回路４１〜４ｎで適応処理が行われるよ
うにしたことを特徴とする。

【００２４】

【作用】上記の構成の請求項１の発明においては、主要
入力信号及び参照入力信号は、共にオーバサンプリング
方式のＡ／Ｄコンバータでデジタル信号に変換される。
したがって、デジタル信号の単位時間当たりのサンプル
数は多く、適応フィルタ回路では、そのデジタルフィル
タのタップ数が少ないものであれば、ほぼ定常的な信号
として取り扱うことが可能である。

【００２５】前述したように、低減対象信号が定常信号
として扱うことができれば、白色雑音と同様に扱うこと
が可能で、十分な低減量を得ることができる。

【００２６】また、上記の構成の請求項２の発明におい
ては、主要入力信号及び参照入力信号は、複数の周波数
帯域に分割され、各周波数帯域ごとに、適応信号処理が
行われる。各分割周波数帯域について見ると、レベルの
周波数的変化は少なくなる。したがって、各分割周波数
帯域ごとでは、その周波数範囲内の各周波数成分を、ほ
ぼ等レベルとして取り扱うことができ、低減対象信号の
低減量を大きくすることができる。

【００２７】

【実施例】以下、この発明による適応信号処理装置のい
くつかの実施例を、図を参照しながら説明する。

【００２８】図１は、この発明による適応信号処理装置
をオーディオ信号の処理に適用した場合の一実施例のブ
ロック図である。この例においては、入力端子１１を通
じて入力される主要入力信号としてのオーディオ信号
は、オーバサンプリング方式のＡ／Ｄコンバータ２０Ｍ
により、最終的に必要な信号周波数より十分高いサンプ
リング周波数、例えばオーディオ帯域の最高周波数の５
倍のサンプリング周波数でサンプリングされ、その各サ
ンプリング値がデジタル信号に変換される。このＡ／Ｄ
コンバータ２０Ｍの出力デジタル信号は、デジタル遅延
回路１３を介して減算回路３０に供給される。

【００２９】また、主要入力としてのオーディオ信号に
含まれ、希望信号とは相関が少ない低減対象信号と非常
に相関の強い参照入力としてのオーディオ信号は、入力
端子１２を通じて入力される。この参照入力オーディオ
信号も、また、オーバサンプリング方式のＡ／Ｄコンバ
ータ２０Ｒにより、最終的に必要な信号周波数より十分
高いサンプリング周波数であって、Ａ／Ｄコンバータ２
０Ｍでのサンプリング周波数と等しいサンプリング周波
数でサンプリングされ、その各サンプリング値がデジタ
ル信号に変換される。そして、このＡ／Ｄコンバータ２
０Ｒの出力デジタル信号は、適応フィルタ回路４０に供
給される。

【００３０】この例では、この適応フィルタ回路４０
は、前述した図５に示すような、ＦＩＲデジタルフィル
タで構成される適応線形結合器３００と、この線形結合
器３００を適応制御するＬＭＳ演算回路（マイクロコン
ピュータ）３２０から構成され、Ａ／Ｄコンバータ２０
Ｒからのデジタル信号は、演算回路３２０に供給される
と共に、線形結合器３００を介して減算回路３０に供給
され、Ａ／Ｄコンバータ２０Ｍからの主要入力信号から
減算される。

【００３１】減算回路３０の出力信号（残差信号）は、
適応フィルタ回路４０のＬＭＳ演算回路３２０にフィー
ドバックされると共に、オーバサンプリング方式のＤ／
Ａコンバータ５０に供給されてアナログ信号に戻され、
出力端子１６に導出される。この例においては、主要入
力信号及び参照入力信号は、オーバサンプリング方式の
Ａ／Ｄコンバータ２０Ｍ及び２０Ｒにより、最終的に必
要な信号周波数より十分高いサンプリング周波数でサン
プリングされてデジタル信号に変換されて、適応処理さ
れる。オーバサンプリングであるので、主要入力信号及
び参照入力信号は、細かく標本化される。

【００３２】適応フィルタ回路４０の適応線形結合器３
００は、所定タップ数のＦＩＲデジタルフィルタである
ので、このデジタルフィルタで１回に取り扱うサンプル
数は、そのタップ数に等しい。したがって、その入力デ
ジタル信号の単位時間当たりのサンプル数が多い場合に
は、デジタルフィルタで取り扱う時間幅が小さくなる。
取り扱う時間幅が短ければ、信号変化は少ないので、非
定常の信号も、ほぼ定常の信号として取り扱うことも可
能である。

【００３３】したがって、上記の例の場合には、低減対
象信号が非定常信号であるオーディオ信号をほぼ定常信
号として取り扱うことができ、低減対象信号に対して十
分な低減量を得ることができる。

【００３４】図２は、この発明による適応信号処理装置
の他の実施例で、この例も処理対象信号はオーディオ信
号で、かつ、この例では、オーディオ信号を帯域分割し
て、各周波数帯域ごとに、独立に適応処理を行うように
する。しかも、この例では、各分割帯域のサンプリング
周波数を、その帯域ごとにそれぞれ設定するようにす
る。

【００３５】すなわち、図２に示すように、入力端子１
１を通じて入力された主要入力オーディオ信号は、第１
の帯域分割手段としての複数個のバンドパスフィルタ１
０Ｍ１〜１０Ｍｎ（ｎは２以上の整数）に供給されて、
ｎ個の周波数帯域に帯域分割される。この例では例えば
１オクターブ単位で周波数分割され、例えばｎ＝７とさ
れる。図２の例では、バンドパスフィルタ１０Ｍ１が最
も低い周波数帯域で、順次、図２でその下方のバンドパ
スフィルタ１０Ｍ２，１０Ｍ３，…になるにしたがって
１オクターブ分づつ周波数帯域が高くなる。

【００３６】そして、各バンドパスフィルタ１０Ｍ１〜
１０Ｍｎの出力信号は、それぞれＡ／Ｄコンバータ２０
Ｍ１〜２０Ｍｎに供給され、デジタル信号に変換され
る。この場合、Ａ／Ｄコンバータ２０Ｍ１〜２０Ｍｎの
それぞれのサンプリング周波数は、各周波数帯域ごとに
異なる周波数ｓｆ１〜ｓｆｎに設定されるもので、この
サンプリング周波数ｓｆ１〜ｓｆｎは、各周波数帯域の
最高周波数の２倍以上の周波数、例えば５倍の周波数
（この例の場合、ｓｆ１＞ｓｆ２＞……＞ｓｆｎ）とさ
れる。つまり、これらＡ／Ｄコンバータ２０Ｍ１〜２０
Ｍｎは、オーバサンプリング方式のＡ／Ｄコンバータで
あってもよい。

【００３７】これらＡ／Ｄコンバータ２０Ｍ１〜２０Ｍ
ｎからの主要入力信号のデジタル信号は、それぞれ各周
波数帯域用の減算回路３１〜３ｎに供給される。

【００３８】一方、入力端子１２を通じて入力された参
照入力オーディオ信号は、第２の帯域分割手段としての
複数個のバンドパスフィルタ１０Ｒ１〜１０Ｒｎに供給
されて、主要入力信号と全く同様にしてｎ個の周波数帯
域に帯域分割される。

【００３９】そして、各バンドパスフィルタ１０Ｒ１〜
１０Ｒｎの出力信号は、それぞれＡ／Ｄコンバータ２０
Ｒ１〜２０Ｒｎに供給され、デジタル信号に変換され
る。この場合、Ａ／Ｄコンバータ２０Ｒ１〜２０Ｒｎの
それぞれのサンプリング周波数は、主要入力信号と全く
同様に、各周波数帯域ごとに異なる上述の周波数ｓｆ１
〜ｓｆｎに設定される。これらＡ／Ｄコンバータ２０Ｒ
１〜２０Ｒｎは、オーバサンプリング方式のＡ／Ｄコン
バータであってもよい。

【００４０】これらＡ／Ｄコンバータ２０Ｒ１〜２０Ｒ
ｎからの参照入力信号のデジタル信号は、前述の図５の
例のようなＦＩＲデジタルフィルタで構成される線形結
合器３００と、演算回路３２０を有して構成される各周
波数帯域用の適応フィルタ回路４１〜４ｎに供給され
て、主要入力信号中の低減対象信号に近似する信号が形
成される。

【００４１】これら各周波数帯域用の適応フィルタ回路
４１〜４ｎの出力信号は、各周波数帯域用の減算回路３
１〜３ｎに供給されて、それぞれＡ／Ｄコンバータ２０
Ｍ１〜２０Ｍｎの出力信号から減算される。そして、こ
れら各周波数帯域用の減算回路３１〜３ｎの出力信号
（残差信号）は、それぞれの周波数帯域用の適応フィル
タ回路４１〜４ｎにフィードバックされる。また、各周
波数帯域用の減算回路３１〜３ｎの出力信号は加算回路
６０に供給されて、すべての帯域の成分が加算され、そ
の加算出力信号が出力端子１６に導出される。

【００４２】前述もしたように、低減対象信号と相関の
ある参照入力が音声信号のように有色の信号である場合
には、各周波数のパワースペクトルの大きさにばらつき
があり、ある参照入力信号の自己相関行列の固有値は大
きくばらつく。そのため、適応動作の収束速度が遅くな
り、結果的にはその低減量が小さくなってしまう。

【００４３】これに対して、図２の構成の場合には、信
号は、複数の周波数帯域に帯域分割され、各帯域ごとに
独立に適応処理が行われるので、実質的に固有値のばら
つきが小さくなるので、大きな低減量が得られる。

【００４４】しかも、その各帯域の最高周波数の２倍以
上の周波数のサンプリング周波数で、サンプリングされ
てデジタル化され、適応処理されるので、サンプリング
周波数が高い場合には、前述のしたように、１サンプル
ごとの変化が小さくなるため、定常信号として扱うこと
が可能であり、低減量がさらに大きくなる。

【００４５】また、サンプリング周波数が高く、１サン
プルごとの変化が小さいために定常信号として扱うこと
ができるのであれば、適応フィルタ回路４１〜４ｎのデ
ジタルフィルタのタップ数を少なくしても、希望する十
分な低減量を得ることができる。このデジタルフィルタ
のタップ数は、装置の規模及びコストに直接的に関わる
問題で、このように少ないタップ数で、頭書の目的を達
成することができるため、この例によれば、小型で、安
価に適応信号処理を装置を構成することができるメリッ
トがある。

【００４６】さらに、図２の実施例においては、各帯域
ごとにサンプリング周波数を、その帯域の最高周波数の
２倍以上の適切な周波数に設定することができるので、
帯域ごとの低減効果を同じにして、元のオーディオ信号
の周波数特性が変化してしまうのを防止することができ
る。

【００４７】なお、各帯域ごとのサンプリング周波数
は、その周波数帯域内における信号のレベル変動を考慮
して、どの程度の周波数にするかを適切に決定すること
ができる。

【００４８】また、特に低減したい周波数帯域のＡ／Ｄ
コンバータのサンプリング周波数を、他に比べて高くし
たり、低減したくない周波数帯域のＡ／Ｄコンバータの
サンプリング周波数を低くしたりしてもよく、各帯域ご
とのＡ／Ｄコンバータのサンプリング周波数を適宜所望
のものに設定することにより、逆に所望の周波数特性を
出力信号に付与するようにすることもできる。つまり、
等価的に周波数ごとの低減処理能力に自由に重み付けを
できるようにして、目的に合わせた信号処理が可能にな
る。

【００４９】次に、図３は、さらに他の例のブロック図
である。この例においては、入力端子１１を通じた主要
入力オーディオ信号及び入力端子１２を通じた参照入力
オーディオ信号は、図２の例と同様に、バンドパスフィ
ルタ１０Ｍ１〜１０Ｍｎ及びバンドパスフィルタ１０Ｒ
１〜１０Ｒｎにより、ｎ個の周波数帯域に分割される
が、各周波数帯域の信号は、それぞれＡ／Ｄコンバータ
２１Ｍ１〜２１Ｍｎ及び２１Ｒ１〜２１Ｒｎに供給され
て、共通のサンプリング周波数ｆｓでサンプリングされ
て、デジタル信号に変換される。共通のサンプリング周
波数ｆｓは、例えば４８ｋＨｚとされる。

【００５０】そして、Ａ／Ｄコンバータ２１Ｍ１〜２１
Ｍｎの出力デジタル信号は、減算回路３１〜３ｎに供給
されると共に、Ａ／Ｄコンバータ２１Ｒ１〜２１Ｒｎの
出力デジタル信号は、適応フィルタ回路７１〜７ｎに供
給される。適応フィルタ回路７１〜７ｎは、前述と同様
に図５に示したような構成のもので、ＦＩＲデジタルフ
ィルタを備えるものであるが、この例においては、図３
に示すように、デジタルフィルタのタップ数は、各周波
数帯域ごとに異なるものとされる。

【００５１】この例の場合、周波数が低い帯域ではタッ
プ数は少なく、周波数が高い帯域ほぼ、タップ数が多い
構成とされる。これは、周波数が高いほど、時間軸方向
の変化が早いので、タップ数が少ないとその変化に追従
できないおそれがあるので、タップ数を多くして、その
多数のタップの出力を合成することにより、平均化し
て、変化の速度を見掛上、遅くするためである。

【００５２】もっとも、処理対象信号によっては、レベ
ル変化が著しい帯域が、最も高い周波数ではない、中間
的な帯域である場合もあるが、そのような場合には、そ
の変化の大きい帯域の適応フィルタ回路のデジタルフィ
ルタのタップ数を多く設定しておくものである。

【００５３】各周波数帯域用の適応フィルタ回路７１〜
７ｎの出力信号は、各周波数帯域用の減算回路３１〜３
ｎに供給されて、それぞれＡ／Ｄコンバータ２１Ｍ１〜
２１Ｍｎからの主要入力信号から減算される。そして、
各周波数帯域用の減算回路３１〜３ｎの減算出力が、各
周波数帯域用の適応フィルタ回路７１〜７ｎにフィード
バックされると共に、各周波数帯域用のＤ／Ａコンバー
タ８１〜８ｎに供給されて、アナログ信号に変換され
る。このＤ／Ａコンバータ８１〜８ｎは、サンプリング
周波数がｆｓ（この例では４８ｋＨｚ）で、共通であ
る。そして、このＤ／Ａコンバータ８１〜８ｎの出力ア
ナログ信号が加算回路６０に供給されて、加算され、出
力端子１６に導出される。

【００５４】この例の場合には、Ａ／Ｄコンバータ及び
Ｄ／Ａコンバータは、そのサンプリング周波数が、オー
ディオ信号を復元するのに十分な通常使用される周波数
が用いられるものであるが、各周波数帯域用の適応フィ
ルタ回路７１〜７ｎのデジタルフィルタのタップ数が、
各周波数帯域ごとに適切なタップ数に選定されている。
したがって、低減対象信号の、周波数が高い領域でも、
十分な低減量を得ることが期待できる。

【００５５】さらに、図３の実施例においては、各周波
数帯域ごとにタップ数を、その周波数帯域に適切なタッ
プ数に設定することができるので、帯域ごとの低減効果
を同じにして、元のオーディオ信号の周波数特性が変化
してしまうのを防止することができる。

【００５６】また、特に低減したい周波数帯域の適応フ
ィルタ回路のタップ数を、他に比べて多くしたり、低減
量が少なくともよい周波数帯域の適応フィルタ回路のタ
ップ数を、少なくしたりしてもよく、各帯域ごとの適応
フィルタ回路のタップ数を適宜所望のものに設定するこ
とにより、逆に所望の周波数特性を出力信号に付与する
ようにすることもできる。

【００５７】なお、以上は、適応処理の対象がオーディ
オ信号の場合であるが、この発明はオーディオ信号に限
らず、適用できることはいうまでもない。また、適応の
アルゴリズムは、ＬＭＳ法に限らず、例えば学習同程
法、その他のアルゴリズムを用いることができることは
いうまでもない。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、主要入力中の低減対象信号を低減する適応処理装置
において、処理対象信号は、オーバサンプリングして適
応低減処理するようにしたので、非定常の信号も、定常
信号のように扱うことができ、低減量を大きくすること
ができる。

【００５９】また、この発明によれば、処理対象信号を
複数の周波数帯域に分割して処理するようにしたことに
より、各周波数帯域内では、定常的、かつ、レベルの周
波数変動が少ない信号として扱うことができ、低減効果
を大きくすることができる。そして、各周波数帯域ごと
に、サンプリング周波数を適当に選定することができる
ので、各周波数帯域ごとの信号処理にもっとも適切なサ
ンプリング周波数を選択することができ、これにより、
従来の装置よりも高速かつ効果的な適応信号処理を行う
ことができるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による適応信号処理装置の一実施例を
示すブロック図である。

【図２】この発明による適応信号処理装置の他の実施例
のブロック図である。

【図３】この発明による適応信号処理装置の他の実施例
のブロック図である。

【図４】適応型雑音低減装置の一例のブロック図であ
る。

【図５】適応フィルタ回路の一例のブロック図である。

【符号の説明】

１１主要入力信号の入力端子１２参照入力信号の入力端子１６出力信号１０Ｍ１〜１０Ｍｎ第１のバンドパスフィルタ１０Ｒ１〜１０Ｒｎ第２のバンドパスフィルタ２０Ｍオーバサンプリング方式のＡ／Ｄ
コンバータ２０Ｒオーバサンプリング方式のＡ／Ｄ
コンバータ２０Ｍ１〜２０Ｍｎ第１のＡ／Ｄコンバータ２０Ｒ１〜２０Ｒｎ第２のＡ／Ｄコンバータ２１Ｍ１〜２１Ｍｎ第１のＡ／Ｄコンバータ２１Ｒ１〜２１Ｒｎ第２のＡ／Ｄコンバータ３０、３１〜３ｎ減算回路４０、４１〜４ｎ適応フィルタ５０、５１〜５ｎオーバサンプリング方式のＤ／Ａ
コンバータ６０加算回路７１〜７ｎ適応フィルタ回路８１〜８ｎＤ／Ａコンバータ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者行徳薫東京都品川区北品川６丁目７番35号ソニー株式会社内 (56)参考文献特開平４−318897（ＪＰ，Ａ) 特開平３−98309（ＪＰ，Ａ) 特開平３−284098（ＪＰ，Ａ) 特開平３−292098（ＪＰ，Ａ) 特開平３−96999（ＪＰ，Ａ) 特開昭64−29094（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 21/00 H03H 17/00 621 H03H 17/02 601 H04R 3/00 320 H04R 3/02

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】主要入力信号を、オーバサンプリング方式
によりデジタル信号に変換する第１のＡ／Ｄコンバータ
と、前記主要入力信号中の低減対象信号と相関が強い参照入
力信号を、オーバサンプリング方式によりデジタル信号
に変換する第２のＡ／Ｄコンバータと、前記第２のＡ／Ｄコンバータの出力デジタル信号が供給
され、前記主要入力信号中の低減対象信号に近似する信
号を得る適応フィルタ回路と、前記第１のＡ／Ｄコンバータの出力デジタル信号から、
前記適応フィルタ回路の出力信号を減算する合成回路と
を備え、前記合成回路の減算出力信号が前記適応フィルタ回路に
フィードバックされて、前記合成回路の出力信号のパワ
ーが最小になるように前記適応フィルタ回路で適応処理
が行われるようにされた適応信号処理装置。
【請求項２】主要入力信号を複数の周波数帯域に帯域分
割する第１の帯域分割手段と、参照入力信号を、前記主要入力信号の複数の周波数帯域
と等しく、複数の周波数帯域に帯域分割する第２の帯域
分割手段と、前記第１の帯域分割手段の各周波数帯域の信号をオーバ
サンプリング方式によりデジタル信号に変換する複数個
の第１のＡ／Ｄコンバータと、前記第２の帯域分割手段の各周波数帯域の信号をオーバ
サンプリング方式によりデジタル信号に変換する複数個
の第２のＡ／Ｄコンバータと、前記第２のＡ／Ｄコンバータの出力デジタル信号から、
前記第１のＡ／Ｄコンバータから得られる同じ周波数帯
域の前記主要入力信号の各周波数帯域の信号中に含まれ
る低減対象信号に近似する信号を得る各周波数帯域用の
複数の適応フィルタ回路と、前記第１のＡ／Ｄコンバータからの各周波数帯域の信号
から、対応する周波数帯域用の適応フィルタ回路の出力
信号を減算する各周波数帯域用の複数の合成回路と、前記複数の合成回路の出力信号を加算する加算回路とを
備え、前記各周波数帯域用の合成回路の減算出力信号が、対応
する各周波数帯域用の前記適応フィルタ回路にフィード
バックされて、前記各周波数帯域用の合成回路の出力信
号のパワーが最小になるように前記各周波数帯域用の適
応フィルタ回路で適応処理が行われるようにされた適応
信号処理装置。
【請求項３】各周波数帯域用の適応フィルタ回路は、デ
ジタルフィルタを有して構成されると共に、そのデジタ
ルフィルタのタップ数は、各周波数帯域ごとに、適切な
数に設定されてなる請求項２に記載の適応信号処理装
置。
【請求項４】前記複数個の第１および第２のＡ／Ｄコン
バータでは、共通のサンプリング周波数が用いられるこ
とを特徴とする請求項２に記載の適応処理装置。