JP3240868B2 - 速度制御装置を備えたモータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は速度制御装置を備えたモ
ータに係り、特にムダ時間が小さくリップルの少ない速
度信号によりモータを制御し、回転ムラ等が少なく速度
の安定度が高い速度制御装置を備えたモータに関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】図９は従来の速度制御装置を備えたモー
タのブロック図である。ロータ１には２ｐ（ｐ波１以上
の正の整数）極の磁極を有する周波数発電形成用の永久
磁石が備えられ、ステータには該磁極と所定の間隔を保
って対向しその近傍に該磁極の変化に応じて交流信号を
発生する交流信号発生捲線２がｐ個の折り返し銅箔配線
としてプリント基板上に備えられている。

【０００３】即ち、この捲線２は図１０に示すように上
記周波数発電形成用の永久磁石の磁極ピッチと等間隔で
形成された半径方向の発電線素２ａを磁極と同数個有す
るような形状の環状に形成された櫛歯状の導電パターン
である。

【０００４】この捲線２はロータ１の回転に伴い式
（１）に示されるような電圧信号ｅ（ｔ）を出力する。

【０００５】 ｅ（ｔ）= Ｋ×ｎ×ｓｉｎ（2 π×ｐ×ｎ×ｔ） （１） ｋ: 比例定数 ｎ: 回転速度 ｐ: 極対数 ｔ: 時間 Ｋは構成要素の形状などで決まる比例定数で、モータが
同一ならば一定であり、振幅及び周波数が回転速度に比
例するから、例えばこの信号の波高値をサンプルホール
ド回路３で処理し出力すれば、速度に比例した速度電圧
が得られる。

【０００６】このサンプルホールド回路３の出力速度電
圧を速度制御手段４にて予め設定された基準電圧と比較
して、出力速度電圧と基準電圧との差に応じた信号を駆
動回路５に供給し、モータのトルクを制御するように構
成することにより、モータの速度はサンプルホールド回
路３の出力速度電圧が基準電圧と概略等しくなるような
速度で平衡し一定に制御される。

【０００７】即ち、基準電圧をＥｓとすれば、式（２）
のような速度Ｎｓで平衡する。

【０００８】 Ｎｓ= Ｅｓ／Ｋ （２） 図６はこれらの過程を説明するタイミングチャートであ
る。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、従来の交流
信号発生捲線２の図１１ａに示すような発電信号の波高
値をサンプルホールドして図１１ｂの速度電圧を得る方
法は、サンプリングするタイミングの一瞬の速度を検出
しているに過ぎず、波高値の繰り返し周期より短い周期
の速度変動は検出し得ない。

【００１０】即ち、発電信号の周波数より高い周波数の
速度変動を検出できず、また概略発電信号の周期に等し
い時間のムダ時間を有しこれによる位相遅れを生じるた
め、この速度電圧にて速度を制御するよう構成すると、
発電信号の周波数の１／８程度より高い周波数の回転ム
ラは制御抑制できず、負荷変動による速度変動も大きく
なる問題があった。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題に鑑み
てなされたものであり、モータの回転速度に応じた物理
値を検出する速度検出手段と、この出力信号に応じてモ
ータの速度を制御する速度制御手段と、前記速度制御手
段の出力に応じてモータを回転駆動する駆動回路とを備
えたモータにおいて、ロータに配設され多極の磁極を有
する永久磁石と、該磁極に対向する如くステータに配設
され該磁極の変化に応じて互いに位相の異なる複数の略
正弦波状の波形である交流信号を発生する交流信号発生
捲線と、該交流信号の瞬時値から演算して常に該交流信
号の波高値に相当する値を出力する演算手段とを備え、
該演算手段の出力に応じてモータの速度を制御するよう
に構成したことを特徴とする速度制御装置を備えたモー
タを提供する。

【００１２】

【実施例】以下に本発明に係わる速度制御装置を備えた
モータの一実施例を図１乃至図８を参照して詳細に説明
する。

【００１３】本発明の１実施例について説明する。図１
は本発明の概要を説明するブロック図、図２はそのタイ
ミングチャート、図３は本発明を実施したディスク駆動
モータの分解図である。

【００１４】先ず、本発明を実施したディスク駆動モー
タの概略構成を図３によって説明する。

【００１５】図３中、回転軸（図示せず）を備えたロー
タ１０はフロッピーディスク（図示せず）を回転駆動す
るセンターハブ（図示せず）を有して一体回転する。

【００１６】ロータ１０はフランジ１１内にＮ極及びＳ
極を交互に着磁した例えば８極の駆動用界磁磁極を形成
した環状の駆動用の永久磁石１２が配置され、フランジ
１１の外周には多極着磁された周波数発電形成用の永久
磁石１３が嵌着されている。

【００１７】一方、ステータベース１４上には上記永久
磁石１２と所定の間隔を保って対向し、所定の位置関係
を保った３相の駆動コイル（電機子コイル）１５ａ，１
５ｂ，１５ｃ及び電気角で１２０度の角度で配置された
３個のホール素子１６ａ，１６ｂ，１６ｃがそれぞれ配
置されている。また、ステータベース１４は、上記周波
数発電形成用の永久磁石１３と所定の間隔を保って対向
配置され、パターン形成された環状をなす櫛歯状の交流
信号発生捲線１８を有する。

【００１８】図５は本発明の実施例の交流信号発生捲線
の第一の例で、図１０に示す従来のそれと比較してその
違いを説明する。図５に示す捲線１８Ａは上記磁極ピッ
チと等間隔で形成された半径方向の発電線素１８Ａ1 ａ
を磁極と同数個有するような形状の環状に形成された櫛
歯状の導電パターンで、上半分と下半分とに２分割され
ておりそれぞれ独立した捲線１８Ａ1 ，１８Ａ2 を構成
しており、電気角で９０度のずれがあり、モータの回転
に伴い各々９０度の位相差を有する交流信号を発電す
る。

【００１９】図６は本発明の実施例の交流信号発生捲線
の第二の例で、交流信号発生捲線１８Ｂは概略９０度に
４分割された捲線１８Ｂ1 〜１８Ｂ4 から構成されてお
り、中心を挟んで対向する２つの捲線１８Ｂ1 ，１８Ｂ
3 は同相であり、直列に接続されているから実質的に２
群の捲線を構成しており、モータの回転にともない各々
９０度の位相差を有する交流信号を発電する。この例は
図５の例と比較してロータに配置された多極の永久磁石
の面振れ変動に対して、捲線の発電出力の変動が小さく
抑えられ、また、二つの捲線の発電出力の差が小さくな
る特徴がある。さらに分割数を増すことによってこの特
徴はより効果を増す。

【００２０】そして、ロータ１０の軸がステータベース
１４上の軸受１７にて回転自在に支持されることによ
り、ダイレクトドライブ型スピンドルモータが構成さ
れ、ロータ１０は界磁磁界、駆動コイル、ホール素子、
駆動回路に相互作用による公知のホールブラシレスモー
タの原理により回転する。

【００２１】ここで、図１に示すブロック図において動
作を説明する。

【００２２】１８Ａ1 と１８Ａ2 は被計測速度に比例し
た略等しい振幅と周波数で互いにπ／２の位相差を有す
る正弦波状の交流信号ＡとＢとを発生する交流信号発生
捲線である。交流信号ｅＡ（ｔ）とｅＢ（ｔ）は各々下
式で表される。

【００２３】 ｅＡ（ｔ）= Ｋ×ｎ×ｓｉｎ（2 π×ｐ×ｎ×ｔ） （３） ｅＢ（ｔ）= Ｋ×ｎ×ｓｉｎ（2 π×ｐ×ｎ×ｔ＋π／２） （４） ｋ: 比例定数 ｎ: 回転速度 ｐ: 極対数 ｔ: 時間 これらは図２に示す波形ａ、ｂで示される。

【００２４】交流信号発生捲線１８Ａ1 ，１８Ａ2 によ
る交流信号が供給される演算手段１９は、これら交流信
号ｅＡ（ｔ）とｅＢ（ｔ）から常に波高値Ｋ×ｎに相当
する出力を得るべく構成するもので、まず瞬時値ｅＡ
（ｔ）とｅＢ（ｔ）の比からｎ×ｔを式（５）により演
算で求める。 ｎ×ｔ＝ａｒｃｔａｎ（ｅＢ（ｔ）／ｅＡ（ｔ））／（２π×ｐ） （５） 次に、ｎ×ｔから波高値Ｋ×ｎを式（６）、（７）によ
り演算で求める。 Ｋ×ｎ＝ｅＡ（ｔ）／ｓｉｎ（2 π×ｐ×ｎ×ｔ） （６） Ｋ×ｎ＝ｅＢ（ｔ）／ｓｉｎ（2 π×ｐ×ｎ×ｔ＋π／２） （７） いづれの演算によっても２つの瞬時値から常に波高値が
求め得ることが示されているが、瞬時値の絶対値が小さ
いタイミングでは誤差が大きくなる懸念があり、この場
合ｅＡとｅＢの２つの瞬時値の絶対値が高い方を選択し
て用いるなどの方法により問題無くなる。この様に演算
手段１９は２つの捲線１８Ａ1 ，１８Ａ2による交流信
号の瞬時値から波高値、またはこれに対応した大きさの
例えば電圧（図２のｇ）を速度信号電圧として出力す
る。なお、演算手段１９は瞬時値をアナログ−ディジタ
ル変換した後マイクロプロセッサでソフト的に演算して
も良いし、またディジタル信号のままハードウエア論理
回路で演算処理しても良く、またアナログ信号のを関数
変換回路で変換した後に合成しても、さらにこれらを適
宜組み合わせることによっても目的は達成される。

【００２５】次に、この演算手段１９の出力速度電圧を
速度制御手段２０にて予め設定された基準電圧と比較し
て駆動回路２１に供給し、出力速度電圧と基準電圧との
差に応じてモータのトルクを制御するように構成すれ
ば。モータの速度は演算手段１９の出力速度電圧が基準
電圧と概略等しくなるような速度で平衡し一定に制御さ
れる点は従来例と同様である。この構成ではモータの速
度を連続的に検出でき、発電信号より高い周波数の速度
変動をも検出できムダ時間による位相遅れも少ないから
高い周波数の回転ムラも制御抑制でき、負荷変動による
速度変動も小さくできるなどの特徴が得られる。

【００２６】ここで演算手段１９の第２の演算手順につ
いて説明する。前述した交流信号Ａ，Ｂは大きさと位相
の２つの情報で表現される回転ベクトルとして図７に示
す如くとらえられる。

【００２７】ここで任意の位相角θにおいて２つの交流
信号Ａ，Ｂの瞬時値とベクトルの関係はこの図で表さ
れ、２つのベクトルはその大きさが等しく９０゜の位相
差を有し、瞬時値はｘ軸に下ろされた垂線の長さとして
とらえられる。このベクトルと垂線が作る各々の三角形
は２角挟辺が等しいため合同である。これらからこの三
角形は２つの瞬時値が直角を挟む２辺となり、ベクトル
の大きさが斜辺である直角三角形を構成している。ここ
でピタゴラスの定理より、斜辺ベクトルの大きさの平方
は直角を挟む２辺瞬時値の平方の和として与えられる。
即ち、ベクトルの大きさである波高値Ｋ×ｎは２つの瞬
時値ｅＡ、ｅＢの平方の和の平方根として式（８）のよ
うに演算により求められることが示される。

【００２８】 Ｋ×ｎ＝（ｅＡ（ｔ）² ＋ｅＢ（ｔ）² ）１／２ （８） なお、演算手段は瞬時値をアナログ−ディジタル変換し
た後マイクロプロセッサでソフト的に演算してもよい
し、またディジタル信号のままハードウエア論理回路で
演算処理しても良く、またアナログ信号を関数変換回路
で変換した後に合成しても、さらにこれらを適宜組み合
わせることによっても目的は達成される。

【００２９】図４はアナログ信号のまま関数変換し、式
（８）に相当する演算を為す事により波高値に相当する
電圧を得る回路の実施例である。捲線１８Ａ1 から発生
する交流信号ｅＡは演算増幅器Ａ１、トランジスタＱ
１，２，５，６，７及び抵抗Ｒ１によって電流変換及び
絶対値化され図２のｃの波形のようにＩa となってＱ
３，４で構成されるダイオードに流れ、その電流電圧特
性を利用して対数に相当する電圧Ｖｄに変換する。

【００３０】 Ｖｄ＝２×ｈ×ln（Ｉa ／Ｉｓ） ＝ｈ×ln（Ｉa ／Ｉｓ）² （９） ｈ：半導体固有の定数 Ｉｓ：ダイオードの暗電流 更に定電流ＩｒでバイアスされたトランジスタＱ８で電
圧シフトした後、トランジスタＱ９の電流電圧特性で対
数逆変換された電流が図２ｅに示す波形のようにコレク
タに流れる。

【００３１】同様にして捲線１８Ａ2 から発生する交流
信号ｅｂは演算増幅器Ａ２、トランジスタＱ１４，１
５，１８，１９，２０及び抵抗Ｒ４によって電流変換及
び絶対値化され図２のｄの波形のようにＩｂとなってＱ
１６，１７で構成されるダイオードに流れ、更に定電流
ＩｒでバイアスされたトランジスタＱ２１で電圧シフト
した後、トランジスタＱ２２の電流電圧特性で対数逆変
換された電流が図２ｆに示す波形のようにコレクタに流
れる。これらを合成した電流がＩｏとなる。

【００３２】 Ｉｏ＝Ｉa ² ／Ｉｒ+ Ｉｂ² ／Ｉｒ （10） この結果式（10）のようにＩa とＩｂの平方の和に相当
する電流が得られる。このようにして２つの瞬時値に相
当する電流をそれぞれ平方演算しその和をとることによ
って波高値の平方に相当する電流が得られる。これをト
ランジスタＱ１０〜１３によって前述の逆処理（平方根
演算）をすることにより和電流の平方根、即ち波高値相
当の速度電圧が図２のｇのようにＲ３の電圧降下として
得られる。さらに、Ａ３、Ｒ７，８、Ｃ２で構成した速
度制御手段で出力速度電圧を予め設定された基準電圧Ｅ
ｓと比較し、その差に応じてモータのトルクを制御する
ようＡ４、Ｑ２３、Ｒ６で構成される駆動回路２０に供
給すれば、モータの速度は演算手段の出力速度電圧が基
準電圧と等しくなるような速度で平衡し、速度は一定に
制御される。

【００３３】以上の説明では交流信号は、正弦波で実質
的に電気角でπ／２の位相差を有する２相信号であった
が、これに限らず例えば３相信号でも瞬時値から演算に
より連続的に波高値が得られ、同様の効果を奏する。

【００３４】また、交流信号は奇数次高調波を含んでい
てもその２乗和も一定となるから、本発明の動作の障害
とはならない。

【００３５】前述した説明では独立した各々の捲線の発
電出力をそのまま演算手段に入力していたが、複数の発
電出力を適宜和合成したり差合成したりして位相と振幅
を調整した後に演算手段に入力する構成も可能であり、
この場合、３相の発電信号から２相信号を合成したり、
２相の発電信号から３相信号を合成するような構成も可
能である。

【００３６】また、複数の発電信号に振幅の差が有る場
合など、その振幅差を補正する補正機能を演算手段に含
めることにより、演算誤差が低減されるためより高度な
制御が可能となる。

【００３７】なお、本実施例では演算手段１９の出力電
圧のみでモータの速度を制御する例で説明したが、図８
に示すように、前述の交流信号発生巻線１８の出力信号
や別に設けた周波数発電器の出力信号を所謂ＦＧ信号と
してその周波数や周期を周波数電圧変換手段２２で変換
して得た速度電圧や、さらに基準周波数信号と前述した
ＦＧ信号との位相差を位相電圧変換手段２３にて変換し
て得た位相電圧などに応じてモータの速度を制御する既
知の速度制御方法に本発明による演算手段出力電圧を付
加してモータの速度を制御するように構成しても、請求
範囲の構成を逸脱するものではなくまた、本発明固有の
発電信号より高い周波数の速度変動をも検出できる作用
は失われず、それによって得られる効果も同様に得られ
る。

【００３８】即ち、前述した位相電圧はモータの速度変
動の長周期の変動に対して有効な制御電圧であり、周波
数速度電圧はそれより短い周期で発電信号の１／８程度
の周波数以下の速度変動に対して有効な制御電圧であ
り、本発明による演算速度電圧はさらに高い周波数の速
度変動に対しても有効な制御電圧であるから、これらの
既知の制御電圧に本発明による演算速度電圧を適宜合成
してモータの速度を制御するように構成すれば本発明特
有の効果が既知の速度制御に付加されて得られる。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したように本発明によればモー
タの速度を連続的に検出でき、発電信号より高い周波数
の速度変動をも検出できムダ時間による位相遅れも少な
いから高い周波数の回転ムラも制御抑制でき、負荷変動
による速度変動も小さくできるなど、モータの速度を高
度に安定するようにした速度制御装置を備えたモータを
提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の速度制御装置を備えたモータの一実施
例を示すブロック図である。

【図２】図１のタイミングチャートである。

【図３】本発明を実施したディスク駆動モータの概略構
成図である。

【図４】図１の具体的な回路図である。

【図５】本発明に使用される交流信号発生捲線の第１の
実施例の図である。

【図６】本発明に使用される交流信号発生捲線の第２の
実施例の図である。

【図７】交流信号を大きさと徒位相で示したベクトル図
である。

【図８】本発明の速度制御装置を備えたモータの他の実
施例を示すブロック図である。

【図９】従来の速度制御装置を備えたモータのブロック
図である。

【図１０】図９における周波数発電形成用の巻線であ
る。

【図１１】図９のタイミングチャートである。

【符号の説明】

１８…交流信号発生捲線、１９…演算手段、２０…速度
制御手段、２１…駆動回路，２２…周波数電圧変換手
段、２３…位相電圧変換手段。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】モータの回転速度に応じた物理値を検出す
   る速度検出手段と、この出力信号に応じてモータの速度
   を制御する速度制御手段と、前記速度制御手段の出力に
   応じてモータを回転駆動する駆動回路とを備えたモータ
   において、 ロータに配設され多極の磁極を有する永久磁石と、該磁
   極に対向する如くステータに配設され該磁極の変化に応
   じて互いに位相の異なる複数の略正弦波状の波形である
   交流信号を発生する交流信号発生捲線と、該交流信号の
   瞬時値から演算して常に該交流信号の波高値に相当する
   値を出力する演算手段とを備え、該演算手段の出力に応
   じてモータの速度を制御するように構成したことを特徴
   とする速度制御装置を備えたモータ。
2. 【請求項２】前記交流信号は実質的に電気角で略９０度
   の位相差を有する２相信号であり、前記演算手段は実質
   的に前記交流信号の２乗に比例した信号を和合成して出
   力することを特徴とする請求項１に記載した速度制御装
   置を備えたモータ。
3. 【請求項３】前記演算手段には前記交流信号の波形を補
   正する補正手段を備えたことを特徴とする請求項１又は
   請求項２に記載した速度制御装置を備えたモータ。