JP3223070B2

JP3223070B2 - 映像信号再生回路

Info

Publication number: JP3223070B2
Application number: JP10540895A
Authority: JP
Inventors: 寛飯塚
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1994-06-30
Filing date: 1995-04-28
Publication date: 2001-10-29
Anticipated expiration: 2016-10-29
Also published as: JPH0879796A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、家庭用ＶＴＲにおける
色信号の再生を行う映像信号再生回路に関するもので、
特に部品点数の削減を計ったＮＴＳＣ方式の映像信号再
生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２は、磁気テープ（図示せず）に低域
変換されて記録された色信号の再生回路を示すもので、
入力端子（１）からの色信号(629KHZ)は、ＬＰＦ（２）
で抽出されＡＣＣ（自動色調整）回路（３）に印加され
レベル調整される。レベル調整された色信号は、第１周
波数変換回路（４）に印加され３．５８ＭＨＺの周波数
に変換される。３．５８ＭＨＺの周波数に変換された色
信号は、ＢＰＦ（５）から抽出されクシ型フィルタ
（６）でノイズ成分が除去された後、出力端子（７）に
導出される。

【０００３】ＢＰＦ（５）から抽出された色信号は、バ
ースト抜き取り回路（８）に印加され、そのバースト信
号のみが抽出されてＡＰＣ（自動位相制御）回路（９）
に印加され固定型の発振回路（１０）の発振出力信号
（3.58MHZ)と位相比較される。そして、その比較エラー
電圧がＶＣＯ（１１）に印加され、ＶＣＯの発振周波数
（160fHHZ,fHは水平同期周波数）が制御される。

【０００４】位相復元回路（１２）は、端子（１３）か
らの水平同期信号ｆＨと、端子（１４）からのカラーロ
ータリーパルスとに応じて、ＶＣＯ（１１）から到来す
る１６０fHの信号を互いに位相が９０度づつづれた４つ
の信号を作り、１Ｈ（Ｈは１水平同期信号周期）毎に切
り替えて出力している。この信号処理により、結果的に
低域変換されて記録された色信号の位相復元が行われ
る。

【０００５】第２周波数変換回路（１５）には位相復元
回路（１２）から４０fHの信号が印加され、発振回路
（１０）から発振出力信号（3.58MHZ)が印加されるの
で、その出力端子（１７）には２つの信号の和と差の成
分が発生する。そして、両信号の和の成分がＢＰＦ（１
６）を通過して第１周波数変換回路（４）に印加され
る。これにより、第１周波数変換回路（４）から3.58MH
Zの信号が得られる。

【０００６】従って、図２のブロックによれば、磁気テ
ープに低域変換されて記録された色信号の再生を行うこ
とができる。更に、特開昭６０ー２５３３９５号に知ら
れるように図２の第１周波数変換回路（４）に印加され
る低域変換色信号をデジタル的に位相復元するものが知
られている。図８は、そのような色信号の再生回路を示
すもので、入力端子（１００）からの色信号(629KHZ)
は、ＬＰＦ（１０２）で抽出されＡ/Ｄ変換器（１０
３）に印加される。端子（１０４）には再生水平同期信
号ｆＨが印加され逓倍器（１０５）で３２０倍の周波数
に逓倍される。これは、色信号が４０ｆＨであるのに対
して４５度づつででサンプリングするためである。逓倍
器（１０５）からの周波数３２０ｆＨの信号は、クロッ
クパルスとしてＡ/Ｄ変換器（１０３）に印加される。
デジタル信号となった色信号(629KHZ)は、例えば、６ビ
ットのランダムアクセスメモリからなる１Ｈメモリ（１
０６）に供給され書き込みアドレスカウンタ（１０７）
によってアドレスが指定されて書き込まれ、また、ほぼ
１Ｈ後に読み出しアドレスカウンタ（１０８）により読
み出される。

【０００７】書き込みアドレスカウンタ（１０７）は、
再生水平同期信号ｆＨでリセットされ、周波数３２０ｆ
Ｈの信号をカウントして、１Ｈメモリ（１０６）の書き
込みアドレスを指定する。読み出しアドレスカウンタ
（１０８）は、位相シフト指令回路（１０９）の出力に
応じてリセットされ、逓倍器（１１０）からの周波数３
２０ｆＨの信号をカウントして、１Ｈメモリ（１０６）
の読み出しアドレスを指定する。

【０００８】ＶＸＯ（１１１）は、（４５５/２）ｆＨ
＝３.５８ＭＨＺで発振しており、分周器（１１２）で
２/４５５分周すると周波数３２０ｆＨの信号が逓倍器
（１１０）から得られる。１Ｈメモリ（１０６）では、
位相シフト指令回路（１０９）の出力に応じて１Ｈ毎の
読み出しタイミングが低域変換色信号の１/４周期、す
なわち、９０度づつづらされ、これにより低域変換色信
号の位相復元が行われる。

【０００９】これについて、図９を参照しながら説明す
る。図９は、１Ｈ毎に９０度づつ位相が遅れる奇数フィ
ールドの低域変換色信号の場合を示しており、偶数フィ
ールドについては説明を省略する。図９（ａ）は１Ｈメ
モリ（１０６）の書き込みクロックであり、図９（ｃ）
は１Ｈメモリ（１０６）の読み出しクロックである。
又、図９（ｂ）は１Ｈメモリ（１０６）の入力デジタル
信号であり、図９（ｄ）は１Ｈメモリ（１０６）の出力
デジタル信号である。尚、説明の便宜上、図９（ｂ）及
び（ｄ）はアナログで表示している。

【００１０】いま、位相シフト量が０度の１Ｈ期間で
は、図９（ｂ）の信号は、図９（ａ）の信号で１Ｈメモ
リ（１０６）の０番地から順次書き込まれる。この０度
の信号を１Ｈメモリ（１０６）から読み出すには位相シ
フト指令回路（１０９）の出力に応じて０にリセットさ
れる読み出しアドレスカウンタ（１０８）により行われ
る。すなわち、図９（ｃ）に示すアドレスで図９（ａ）
の見出しが行われ、図９（ｄ）の信号が得られる。

【００１１】次の１Ｈ期間となり９０度遅れた図９
（ｂ）の信号は図９（ａ）の信号で０番地から順次書き
込まれる。この信号を読み出す際に９０度づらして読み
出しを行い位相復元を行う。つまり、図９（ｃ）に示す
２番地のアドレスで読み出せば位相が９０度進むことと
なり位相復元ができる。このようにすれば、図９（ｄ）
のつなぎ目から明らかなように連続した元の信号が得ら
れる。

【００１２】同様にして、次の１Ｈ期間である１８０度
遅れた図９（ｂ）の信号は、図９（ｃ）に示す４番地の
アドレスで読み出せば１８０度の位相すすみが達成でき
る。この読み出しアドレスの変化は、位相シフト指令回
路（１０９）の出力に応じてリセットされる読み出しア
ドレスカウンタ（１０８）により行われる。従って、図
８の１Ｈメモリ（１０６）からは図９（ｄ）のように位
相復元された低域変換色信号が発生する。

【００１３】該低域変換色信号は、１Ｈメモリ（１１
３）と加算器（１１４）からなるクシ型フィルタ（１１
５）によりクロストーク成分が除去され、Ｄ/Ａ変換器
（１１６）でアナログ信号に戻される。アナログ信号に
戻された低域変換色信号は、メインコンバータ（１１
７）で３.５８ＭＨＺの色信号に戻される。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
ブロックでは、位相復元回路（１２）から発生する４つ
の位相の信号が第２周波数変換回路（１５）を介して第
１周波数変換回路（４）に印加されるため、複雑な構成
のＢＰＦ（１６）が必要となった。また、図２のブロッ
クでは周波数変換回路を２つ必要とするタイプであるた
め、その分の素子数も増大した。

【００１５】図８の装置では、低域変換色信号に対して
直接位相復元しているので、サブコンバータ（１１８）
とメインコンバータ（１１７）との間に簡単な構成のＢ
ＰＦ（１１９）を設ければよい。しかしながら、図８の
装置では、前述のようにメモリを使用して読み出しタイ
ミングを遅らせて（または進ませて）位相復元させてい
るため、低域変換色信号が隣り合う１Ｈ期間で４５度づ
つずれることとなり、クシ型フィルタ（１１５）におけ
るクロストーク除去が正しくできなくなってしまう。こ
れは、図９（ｄ）に示す＋９０度と＋１８０度の１Ｈ期
間の終端部における点線（Ａ及びＢ）からも明らかであ
る。図９（ｃ）のクロックによる読み出しでは最初の読
み出しで飛ばした期間、終端部において読み出すデータ
がなくなってしまい、欠落期間が発生する。該欠落期間
は、１垂直周期において繰り返し発生するので画質上問
題となる。

【００１６】次に前述の４５度の位相差の発生原因につ
いて説明する。１Ｈメモリ（１１３）の入出力間におけ
る時間差Ｔ１は、本来１/ｆＨとなるが、前述のごとく
１/４周期（ΔＴ＝（１/４）・（１/４０ｆＨ）＝１/１
６０ｆＨ）のずれがおこるとその時間差Ｔ２は、（１/
ｆＨ）＋（１/１６０ｆＨ）＝（１６１/１６０ｆＨ）と
なる。すると、クシ型フィルタ（１１５）の伝達関数Ｈ
（ω）は、

【００１７】

【数１】

【００１８】となり、式（１）を変形すると、

【００１９】

【数２】

【００２０】となる。式（２）をオイラーの公式により
変形すると、

【００２１】

【数３】

【００２２】となる。式（３）のωに２πｆＨを代入す
ると、

【００２３】

【数４】

【００２４】となる。式（４）のπ/４は、インターリ
ーブされたクロマに対してのくしのノッチが６２９ＫＨ
Ｚ近傍でπ/４ずれていることを示す。その様子を図１
０に示す。図１０の実線は、理想的な櫛形フィルタの周
波数特性を示すものである。即ち、６２９ＫＨＺ（＝４
０ｆＨ）では、信号が最大レベルで通過できるようにな
っている。そして、６２９ＫＨＺから左右対称に水平同
期信号周波数ｆＨ周期で発生する減衰点で輝度信号成分
が除去される。

【００２５】これに対して前述のように４５度の位相差
が発生してしまうと前記櫛形フィルタの周波数特性が、
図１０の点線のようになってしまう。点線の特性では、
６２９ＫＨＺ（＝４０ｆＨ）の信号が最大レベルで通過
できないばかりか、輝度信号成分の除去もできなくなっ
てしまう。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述の点に鑑
みなされたもので、磁気テープに記録された低域変換色
信号を再生する映像信号再生回路であって、低域変換色
信号の位相復元を行う位相復元回路と、該位相復元回路
の出力信号を周波数変換する周波数変換回路と、バース
ト信号周波数で発振する発振器と、前記周波数変換回路
からのバースト信号と前記発振器の出力信号との位相比
較を行う位相比較器と、該位相比較器の出力信号を平滑
するＬＰＦと、該ＬＰＦの出力信号に応じて発振周波数
が変化するＶＣＯとを備え、前記ＶＣＯの発振出力信号
に応じて前記周波数変換回路の周波数変換を行うように
したことを特徴とする。

【００２７】

【作用】本発明によれば、周波数変換される前の低域変
換色信号を位相復元しているので、周波数変換回路にＶ
ＣＯの発振出力信号を直接印加することができる。その
ため、周波数変換回路と、複雑な構成のＢＰＦを削減す
ることができる。又、本発明によれば、位相復元を０
度、９０度、１８０度、及び２７０度の４つの移相器
と、該４つの移相器を切り替えるスイッチとにより微分
積分の効果を利用しているので位相変化しても時間遅れ
が発生しない。そのため、位相復元後のクロマ信号を後
段の櫛形フィルタにより正確にノイズ除去できる。

【００２８】更に前記４つの移相器は、周波数特性がフ
ラットであるため、周波数幅をもったクロマ信号が周波
数変動を受けることなく再生できる。

【００２９】

【実施例】図１は、本発明の映像信号再生回路を示すも
ので、（１８）は０度移相器（１８Ａ）、９０度移相器
（１８Ｂ）、１８０度移相器（１８Ｃ）及び２７０度移
相器（１８Ｄ）とスイッチ（１８Ｅ）を有し低域変換色
信号の位相復元を行う位相復元回路、（１９）は、前記
位相復元回路（１８）の出力信号を周波数変換する周波
数変換回路、（２０）は固定型の発振回路（１０）の発
振出力信号（3.58MHZ)とバースト抜き取り回路（８）の
出力信号とを位相比較する位相比較器、（２１）は位相
比較器（２０）の出力信号を平滑するＬＰＦ、（２２）
は該ＬＰＦ（２１）の出力信号に応じて発振周波数
（４．２１ＭＨＺ）が変化するＶＣＯである。

【００３０】尚、図１において、図２と同一の回路素子
については同一の符号を付し説明を省略する。図１の入
力端子（１）からの色信号(629KHZ)は、ＬＰＦ（２）で
抽出されＡＣＣ（自動色調整）回路（３）に印加されレ
ベル調整される。レベル調整された色信号は、位相復元
回路（１８）に印加され記録時に施された位相ローテー
ションの復元が行われる。

【００３１】図３は、テープに記録された低域変換色信
号の位相をベクトル表示したものである。シリンダの回
転方向に向かって各フィールドの信号は９０度づつ位相
回転する。また、その回転方向は、カラーロータリーパ
ルスの極性（Ｈ，Ｌ）により反対方向となる。図４は、
図３のｎー１フィールドとｎフィールドについてｍー４
ラインからｍ＋４ラインについてその色信号のベクトル
をクロストーク成分とともに表示したもので、小さいベ
クトルは隣接クロストーク成分を示している。図４
（ａ）のｎフィールドは、１Ｈ毎に９０度づつ信号が遅
れており、この時のカラーロータリーパルスは「Ｈ」と
なっている。また、図４（ｂ）のｎー１フィールドは、
１Ｈ毎に９０度づつ信号が進んでおり、この時のカラー
ロータリーパルスは「Ｌ」となっている。このカラーロ
ータリーパルスは、図１の端子（２３）に印加されスイ
ッチ（１８Ｅ）の切り替わり方向を定める。また、図１
の端子（２４）には水平同期信号が印加され切り替わり
期間を１Ｈに設定する。

【００３２】図５は、図１のスイッチ（１８Ｅ）の切り
替わり状態を示す表である。図４（ａ）のｎフィールド
は、カラーロータリーパルスが「Ｈ」となっているの
で、ｍ−４ラインではスイッチ（１８Ｅ）が端子１を選
択し０度移相器（１８Ａ）が選択される。このため、位
相復元回路（１８）を通過後のクロマ信号ベクトルは、
図６（ａ）のｎフィールド、ｍ−４ライン目のように上
向き（９０度）となる。次に、図４（ａ）のｍ−３ライ
ンではスイッチ（１８Ｅ）が端子２を選択し９０度移相
器（１８Ｂ）が選択される。このため、位相復元回路
（１８）を通過後のクロマ信号ベクトルは、図６（ａ）
のｎフィールド、ｍ−３ライン目のように上向き（９０
度）となる。さらに、図４のｍ−２ラインではスイッチ
（１８Ｅ）が端子３を選択し１８０度移相器（１８ｃ）
が選択される。このため、位相復元回路（１８）を通過
後のクロマ信号ベクトルは、図６（ａ）のｎフィール
ド、ｍ−２ライン目のように上向き（９０度）となる。
以下同様に、スイッチ（１８Ｅ）は、端子４、１、２、
３、４、と巡回する。それにより、図４（ａ）の信号
は、図６（ａ）のようにすべて同一方向（９０度）を向
き、位相復元が行われたこととなる。

【００３３】図４（ｂ）のｎー１フィールドは、カラー
ロータリーパルスが「Ｌ」となっているので、ｍ−４ラ
インではスイッチ（１８Ｅ）が端子１を選択し０度移相
器（１８Ａ）が選択される。このため、位相復元回路
（１８）を通過後のクロマ信号ベクトルは、図６（ｂ）
のｎー１フィールド、ｍ−４ライン目のように上向き
（９０度）となる。次に、図４（ｂ）のｍ−３ラインで
はスイッチ（１８Ｅ）が端子４を選択し２７０度移相器
（１８Ｄ）が選択される。このため、位相復元回路（１
８）を通過後のクロマ信号ベクトルは、図６（ｂ）のｎ
ー１フィールド、ｍ−３ライン目のように上向き（９０
度）となる。以下、ｎフィールドの場合と同様に、位相
復元が行われ、図４（ｂ）の信号は、図６（ｂ）のよう
にすべて同一方向（９０度）を向き、位相復元が行われ
る。

【００３４】従って、図１の位相復元回路（１８）によ
れば、低域変換色信号の周波数変換前に位相復元をおこ
なわせることができる。そのため、周波数変換回路（１
９）では、位相復元をする必要がなく単一周波数（４．
２１ＭＨＺ）で周波数変換のみを行わせればよく、４．
２１ＭＨＺで発振しているＶＣＯ（２２）の出力信号を
直接に周波数変換回路（１９）に印加できる。

【００３５】３．５８ＭＨＺの周波数に変換された色信
号は、ＢＰＦ（５）から抽出されバースト抜き取り回路
（８）に印加され、そのバースト信号のみが抽出されて
位相比較器（２０）に印加され固定型の発振回路（１
０）の発振出力信号（3.58MHZ)と位相比較される。そし
て、その比較エラー電圧がＶＣＯ（２２）に印加され、
ＶＣＯ（２２）の発振周波数が制御される。そのため、
周波数変換回路（１９）は、安定に周波数変換を行うこ
とが可能となる。

【００３６】クシ型フィルタ（６）に印加される位相復
元された３．５８ＭＨＺの信号の位相ベクトルは、図６
（ａ），（ｂ）の場合と同様である。図６（ａ），
（ｂ）では各水平ライン間（たとえば、ｍ−４，ｍ−
３）の隣接クロストーク成分に起因するベクトル（小ベ
クトル）が、１８０度逆方向になる。このため、現在の
信号と１Ｈ前の信号とのベクトル加算が、クシ型フィル
タ（６）で行われると、隣接クロストーク成分は全て相
殺され図７（ａ）、（ｂ）に示すようになる。

【００３７】従って、図１の回路によれば、周波数変
換、位相復元、ノイズ除去が行われたクロマ信号を出力
端子（７）に得ることができる。図１の位相復元回路
（１８）の０度移相器（１８Ａ）及び１８０度移相器
（１８Ｃ）は、簡単に作成することができる。０度移相
器（１８Ａ）は、図１１に示すようにバッファ増幅器で
構成すればよい。又、１８０度移相器（１８Ｃ）は、図
１２に示すように反転型のバッファ増幅器で構成すれば
よい。

【００３８】図１の位相復元回路（１８）の各移相器
は、単なる移相器ではなく次の条件が必要となる。１）入出力間の周波数特性がフラットであること。２）必要な移相量以外の入出力間の遅延時間が存在しな
いこと。単なる積分回路や微分回路を移相器の使用すると、上記
２つの問題がクリアできない。また、図１３は、公知の
ＡＰＦ（オールパスフィルタ）であり、入出力間の周波
数特性がフラットであるとともに９０度の信号遅延を行
うことができる。その入出力波形を図１４に示す。今、
図１３の入力端子（５０）に図１４（ａ）の入力信号が
印加されたとすると、その出力端子（５１）には図１４
（ｂ）の出力信号が発生する。図１４（ｂ）の出力信号
は、入力信号に対して９０度位相が遅れており、入出力
波形は相似となっている。しかしながら、図１４（ｂ）
の波形は、入力信号の印加スタート時の時刻ｔ１からｔ
２の間において、入力信号に対して直ちに応答すること
ができず出力信号が発生しない。この現象は、図８の装
置において、図９（ｄ）の欠落状態に等価なものであ
り、画質に悪影響を与えてしまう。そこで、本発明で
は、図１３に示されるような理想波形を得るために図１
５の９０度遅延（２７０度進相）用の２７０度移相器
（１８Ｄ）と、図１６の９０度進相の９０度移相器（１
８Ｂ）とを発明した。図１１、図１２、図１５、及び図
１６の回路を図１の位相復元回路（１８）に用いれば、
理想的な櫛形フィルタを構成することができ、必要なノ
イズ除去を行うことができる。

【００３９】次に、図１５の回路について説明する。図
１５の第１及び第２差動増幅器（５２）及び（５３）の
相互相互コンダクタンスをｇｍ１及びｇｍ２とし、コン
デンサ（５４）及び（５５）の容量をＣ１及びＣ２とす
ると図１５の入出力間の伝達関数Ｈ２（ｗ）は、

【００４０】

【数５】

【００４１】となる。ところで、図１３のＡＰＦは、図
１５の比べその構成は、等しく出力端子の位置のみが異
なる。そこで、図１３と図１５の各素子の値を等しいと
すると、図１３の入出力間の伝達関数Ｈ１（ｗ）は、

【００４２】

【数６】

【００４３】となる。ここで、式（５）と式（６）との
関係より、伝達関数Ｈ２（ｗ）は、

【００４４】

【数７】

【００４５】と表示できる。式（７）を検討すると、式
（７）はＨＰＦの伝達関数を２倍して反転したものと式
（６）との引き算とになっている。それゆえ、式（７）
は図１７として表される。図１７の回路図Ａ部分は、図
１３との比較から明らかなようにＡＰＦを構成してい
る。又、図１７の回路図Ｂ部分は、一般的なＨＰＦを構
成している。そこで、前記ＨＰＦの出力信号を増幅器
（５６）で２倍とし、第３差動増幅器（５７）の負入力
端子に印加すれば、図１７の回路は全体として式（７）
を示すことになる。図１７の回路は、過渡（初期）応答
についてはＨＰＦで対応しそれ以後は、ＡＰＦで対応す
るように働く。図１４（Ｃ）は前記ＨＰＦの出力信号Ｖ
Ｈを示す。前記ＨＰＦはカットオフ周波数が入力信号の
周波数に対して高く設定されている。そのため、図１４
の時刻ｔ２以前の過渡応答については比較的大なるレベ
ルの出力（微分出力）が発生するが、時刻ｔ２以降につ
いては前記カットオフ周波数の関係でその出力レベルが
非常に小さくなる。これに対して、前記ＡＰＦの出力は
図１４（ｂ）のごとく時刻ｔ２以前の過渡応答について
は出力（積分出力）が発生せず、時刻ｔ２以降について
は９０度遅延された信号が所望のレベルで発生する。

【００４６】図１４（Ｃ）の信号は、図１７の回路から
明らかなように２倍されて反転されて図１４（ｂ）の信
号に加算されるので図１７の出力端子（５８）には図１
４（ｄ）に示す出力信号ＶＯＵＴが得られる。図１４
（ａ）と図１４（ｄ）の比較から明らかなように図１５
の回路は、次の条件を満足できる。ａ）欠落なく入力信号を９０度遅延できる。

【００４７】ｂ）ＡＰＦを利用して入出力間の周波数特
性がフラットである。次に図１６の９０度位相進み回路について説明する。図
１６の図１５に対する違いは、図１５の入力信号を反転
して入力した点である。このため、図１４（ａ）の入力
信号を反転すれば、後の考え方は図１４（ｂ）乃至
（ｄ）と同じである。即ち、図１８（ｂ）乃至（ｄ）の
ように図１３（ｂ）乃至（ｄ）の信号を各々反転した形
で記載できる。

【００４８】それ故、図１６の回路によれば、上記ａ）
及びｂ）の条件を満たして図１８(ａ）の信号を図１８
（ｄ）の信号に変換できる。

【００４９】

【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、周波
数変換される前の低域変換色信号を位相復元しているの
で、周波数変換回路にＶＣＯの発振出力信号を直接印加
することができる。そのため、周波数変換回路や複雑な
構成のＢＰＦを削減することができる。

【００５０】又、本発明によれば、位相復元を０度、９
０度、１８０度、及び２７０度の４つの移相器と、該４
つの移相器を切り替えるスイッチとにより構成し、微分
積分の効果を利用しているので位相変化しても時間遅れ
が発生しない。そのため、位相復元後のクロマ信号を後
段の櫛形フィルタにより正確にノイズ除去できる。更に
前記４つの移相器は、周波数特性がフラットであるた
め、周波数幅をもったクロマ信号が周波数変動を受ける
ことなく再生できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の映像信号再生回路を示す回路図であ
る。

【図２】従来の映像信号再生回路を示す回路図である。

【図３】本発明の映像信号再生回路の説明に供するため
のベクトル図である。

【図４】本発明の映像信号再生回路の説明に供するため
のベクトル図である。

【図５】図１の位相復元回路（１８）の説明に供するた
めの図である。

【図６】本発明の映像信号再生回路の説明に供するため
のベクトル図である。

【図７】本発明の映像信号再生回路の説明に供するため
のベクトル図である。

【図８】従来の映像信号再生回路を示す回路図である。

【図９】図８の説明に供するための波形図である。

【図１０】櫛形フィルタの特性を示す特性図である。

【図１１】図１の０度移相器（１８Ａ）の具体例を示す
回路図である。

【図１２】図１の１８０度移相器（１８Ｃ）の具体例を
示す回路図である。

【図１３】ＡＰＦの具体例を示す回路図である。

【図１４】図１３及び図１５の説明に供するための波形
図である。

【図１５】図１の２７０度移相器（１８Ｄ）の具体例を
示す回路図である。

【図１６】図１の９０度移相器（１８Ｂ）の具体例を示
す回路図である。

【図１７】図１５の等価回路を示す回路図である。

【図１８】図１６の説明に供するための波形図である。

【符号の説明】

（６）クシ型フィルタ（８）バースト抜き取り回路（１０）発振器（１８）位相復元回路（１９）周波数変換回路

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気テープに記録された低域変換色信号
を再生する映像信号再生回路であって、低域変換色信号の位相復元を行う位相復元回路と、該位相復元回路の出力信号を周波数変換する周波数変換
回路と、バースト信号周波数で発振する発振器と、前記周波数変換回路の出力信号中のバースト信号の位相
が前記発振器の発振出力信号の位相に同期するように制
御する制御手段と、とを備えることを特徴とする映像信
号再生回路。
【請求項２】磁気テープに記録された低域変換色信号
を再生する映像信号再生回路であって、低域変換色信号の位相復元を行う位相復元回路と、該位相復元回路の出力信号を周波数変換する周波数変換
回路と、バースト信号周波数で発振する発振器と、前記周波数変換回路からのバースト信号と前記発振器の
出力信号との位相比較を行う位相比較器と、該位相比較器の出力信号を平滑するＬＰＦと、該ＬＰＦの出力信号に応じて発振周波数が変化するＶＣ
Ｏと、を備え、前記ＶＣＯの発振出力信号に応じて前記
周波数変換回路の周波数変換を行うようにしたことを特
徴とする映像信号再生回路。
【請求項３】前記位相復元回路は、０度、９０度、１８０度、及び２７０度の４つの移相器
と、該４つの移相器を切り替えるスイッチと、を備えること
を特徴とする請求項２記載の映像信号再生回路。
【請求項４】前記２７０度の移相器は、入力信号が印加される入力端子と、該入力端子からの入力信号が正入力端子に印加される第
１差動増幅器と、前記入力端子と前記第１差動増幅器の出力端子との間に
直列接続された反転回路及びコンデンサと、前記第１差動増幅器の出力信号が正入力端子に印加され
る第２差動増幅器と、前記入力端子と前記第２差動増幅器の出力端子との間に
直列接続されたコンデンサと、前記第２差動増幅器の出力信号を前記第１及び第２差動
増幅器の負入力端子に印加する帰還路と、前記第１差動増幅器の出力信号を導出する出力端子と、
を備え、前記入力端子からの入力信号を９０度位相を遅
らせることを特徴とする請求項３記載の映像信号再生回
路。
【請求項５】前記９０度の移相器は、入力信号が印加される入力端子と、該入力端子からの入力信号が反転されて正入力端子に印
加される第１差動増幅器と、前記入力端子と前記第１差動増幅器の出力端子との間に
直列接続されたコンデンサと、前記第１差動増幅器の出力信号が正入力端子に印加され
る第２差動増幅器と、前記入力端子と前記第２差動増幅
器の出力端子との間に直列接続された反転回路及びコン
デンサと、前記第２差動増幅器の出力信号を前記第１及び第２差動
増幅器の負入力端子に印加する帰還路と、前記第１差動増幅器の出力信号を導出する出力端子と、を備え、前記入力端子からの入力信号を９０度位相を進
ませることを特徴とする請求項３記載の映像信号再生回
路。