JP3207899B2 - 燃料噴射装置用誘導負荷駆動回路 - Google Patents
燃料噴射装置用誘導負荷駆動回路Info
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- H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
- H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
- H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導負荷駆動回路に関
し、特に燃料噴射装置用の誘導負荷駆動回路に関する。
し、特に燃料噴射装置用の誘導負荷駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車の電子式燃料噴射システムでは、
電子制御弁を介して燃料供給を行う。この弁の動作は、
電磁石の発生する磁場によって制御する。この電磁石
は、コアを中心とした巻線からなるインダクタであり、
このインダクタに制御電流を供給する。
電子制御弁を介して燃料供給を行う。この弁の動作は、
電磁石の発生する磁場によって制御する。この電磁石
は、コアを中心とした巻線からなるインダクタであり、
このインダクタに制御電流を供給する。
【０００３】エネルギ散逸を減らすため、インダクタの
制御は２段階で行う。第１段階（ピーク段階）は強力な
磁場によって弁を開く。第２段階（保持段階）は、弁の
開状態を保持する。この第２段階は弱い磁場、つまり弱
い制御電流を必要とする。
制御は２段階で行う。第１段階（ピーク段階）は強力な
磁場によって弁を開く。第２段階（保持段階）は、弁の
開状態を保持する。この第２段階は弱い磁場、つまり弱
い制御電流を必要とする。
【０００４】図２は、燃料噴射装置の制御電流 IL を概
略的に示す半直線グラフである。このグラフから分かる
ように、ピーク段階は時間t1まで延びる。この時、電流
IL は最大値 IP まで上昇する。時間t1からt2までの次
の段階では、適用条件に応じて電流は急激に降下する。
時間t2からt3までは制御不能段階である。時間t3以降が
実際の保持段階であり、作動中の各要素が直線領域にお
いてエネルギ散逸しないよう細かく区分されている。
略的に示す半直線グラフである。このグラフから分かる
ように、ピーク段階は時間t1まで延びる。この時、電流
IL は最大値 IP まで上昇する。時間t1からt2までの次
の段階では、適用条件に応じて電流は急激に降下する。
時間t2からt3までは制御不能段階である。時間t3以降が
実際の保持段階であり、作動中の各要素が直線領域にお
いてエネルギ散逸しないよう細かく区分されている。
【０００５】ピーク電流 IP から保持電流（その範囲は
最大値 IHMAXから最小値 IHMINまで）への移行は迅速に
行う必要がある。これを行うため、高電圧電流（フリー
ホイール領域）を再循環させてインダクタ内の電流を減
らす手段を設ける。この手段に高電圧を供給し、強制的
に電流を降下させる。
最大値 IHMAXから最小値 IHMINまで）への移行は迅速に
行う必要がある。これを行うため、高電圧電流（フリー
ホイール領域）を再循環させてインダクタ内の電流を減
らす手段を設ける。この手段に高電圧を供給し、強制的
に電流を降下させる。
【０００６】ピーク電流から保持電流へ高速で移行する
時、磁気的な問題が生ずる。その影響で制御不能領域
（図２におけるt2からt3まで）が形成される。
時、磁気的な問題が生ずる。その影響で制御不能領域
（図２におけるt2からt3まで）が形成される。
【０００７】この制御不能領域は、時によって故障の原
因となり、回路の信頼性を低下させる。従ってこの領域
を形成してはならない。制御不能領域を解消する１つの
方法は、負荷内の電流が前記保持電流以下のいわゆるア
ンダーシュート値に下がるまで高速再循環段階あるいは
フリーホイーリング段階を維持し、アンダーシュート値
になってから保持段階を開始することである。この方法
に対応するインダクタ内の電流パターンを図３に示す。
同図に示すように、再循環段階を時間t4まで維持する。
時間t4において再循環電流がアンダーシュート値 IUND
に達したら、保持段階を開始する。この保持段階におい
ては、図２に示すように、インダクタ内の電流は IHMAX
と IHMINとの間で上下させる。
因となり、回路の信頼性を低下させる。従ってこの領域
を形成してはならない。制御不能領域を解消する１つの
方法は、負荷内の電流が前記保持電流以下のいわゆるア
ンダーシュート値に下がるまで高速再循環段階あるいは
フリーホイーリング段階を維持し、アンダーシュート値
になってから保持段階を開始することである。この方法
に対応するインダクタ内の電流パターンを図３に示す。
同図に示すように、再循環段階を時間t4まで維持する。
時間t4において再循環電流がアンダーシュート値 IUND
に達したら、保持段階を開始する。この保持段階におい
ては、図２に示すように、インダクタ内の電流は IHMAX
と IHMINとの間で上下させる。
【０００８】しかしこの方法も十分とはいえない。この
方法では、高速再循環段階を捕捉するための IUND を極
めて正確に求める必要がある。電流値が低下し過ぎると
磁場が極端に弱くなり、弁が閉じてしまう。この精度を
高めるのは困難であり（回路の信頼性に影響を与え
る）、設計を複雑にし、回路の製造コストを上昇させ
る。
方法では、高速再循環段階を捕捉するための IUND を極
めて正確に求める必要がある。電流値が低下し過ぎると
磁場が極端に弱くなり、弁が閉じてしまう。この精度を
高めるのは困難であり（回路の信頼性に影響を与え
る）、設計を複雑にし、回路の製造コストを上昇させ
る。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、制御
電流を保持電流値以下に下げることなく制御不能領域を
解消し、弁が不用意に閉じることを防止し、最大の信頼
性を提供し、設計が簡単で製造コストを低くできる駆動
回路を提供することである。
電流を保持電流値以下に下げることなく制御不能領域を
解消し、弁が不用意に閉じることを防止し、最大の信頼
性を提供し、設計が簡単で製造コストを低くできる駆動
回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】これを実現するため、本
発明は、請求項１に記載した通りの、特に燃料噴射装置
に使用される誘導負荷駆動回路を提供する。
発明は、請求項１に記載した通りの、特に燃料噴射装置
に使用される誘導負荷駆動回路を提供する。
【００１１】本発明の基本は、電流値が最小保持電流値
以下にならないようにしながら保持電流値範囲に近い値
まで高速再循環段階を維持し、そこから電流値をゆっく
りと前記最小保持値まで下げることである。この追従段
階は、高速再循環段階と同一の分岐路を使用して行う。
この時、高速再循環段階の電圧より低い所定の再循環電
圧を提供するよう、高速再循環用の分岐路を正確に制御
する。
以下にならないようにしながら保持電流値範囲に近い値
まで高速再循環段階を維持し、そこから電流値をゆっく
りと前記最小保持値まで下げることである。この追従段
階は、高速再循環段階と同一の分岐路を使用して行う。
この時、高速再循環段階の電圧より低い所定の再循環電
圧を提供するよう、高速再循環用の分岐路を正確に制御
する。
【００１２】
【実施例】添付図面を参照しながら本発明の好適な実施
例を説明する。ただしこの実施例は本発明を限定するも
のではない。
例を説明する。ただしこの実施例は本発明を限定するも
のではない。
【００１３】図１において、燃料噴射器の弁を制御する
電磁石は、概略的にインダクタL として示す。このイン
ダクタL は、本発明に基づく制御回路1 の負荷である。
電磁石は、概略的にインダクタL として示す。このイン
ダクタL は、本発明に基づく制御回路1 の負荷である。
【００１４】インダクタL は、電力供給線 VCCと点A と
の間に接続される。電力供給線 VCCは、第１基準電位線
を構成する。点A は、電力スイッチ2 と検出抵抗3 とを
を介して接地される。この接地は第２基準電位線を構成
する。本実施例においてスイッチ2 は、DMOSトランジス
タである。トランジスタ2 と抵抗3 との間の中間点S
は、４個の比較器4,5,6,7 の各第１入力に接続される。
これら比較器は、論理制御装置14の一部を構成する。詳
しくは、中間点S は、比較器4,7 の反転入力と、比較器
5,6 の非反転入力とに接続される。一方、比較器4,7 の
非反転入力は、基準電圧源8,11に各々接続される。比較
器5,6 の反転入力は、電圧源9,10に各々接続される。電
圧源9 の供給する電圧V1は、電流 IP が供給される際の
抵抗3 の端子電圧に等しい。電圧源8,10は、電流 IHMAX
に対応する電圧V2を供給する。電圧源11は、電流 IHMIN
に対応する電圧V3を供給する。
の間に接続される。電力供給線 VCCは、第１基準電位線
を構成する。点A は、電力スイッチ2 と検出抵抗3 とを
を介して接地される。この接地は第２基準電位線を構成
する。本実施例においてスイッチ2 は、DMOSトランジス
タである。トランジスタ2 と抵抗3 との間の中間点S
は、４個の比較器4,5,6,7 の各第１入力に接続される。
これら比較器は、論理制御装置14の一部を構成する。詳
しくは、中間点S は、比較器4,7 の反転入力と、比較器
5,6 の非反転入力とに接続される。一方、比較器4,7 の
非反転入力は、基準電圧源8,11に各々接続される。比較
器5,6 の反転入力は、電圧源9,10に各々接続される。電
圧源9 の供給する電圧V1は、電流 IP が供給される際の
抵抗3 の端子電圧に等しい。電圧源8,10は、電流 IHMAX
に対応する電圧V2を供給する。電圧源11は、電流 IHMIN
に対応する電圧V3を供給する。
【００１５】比較器4 の出力は、MOS 制御トランジスタ
16に接続される。このトランジスタ16のソース端子は接
地され、ドレイン端子はPNP 電圧変更トランジスタ17の
ベースに接続される。トランジスタ17のエミッタは点A
に接続され、コレクタは一連のツェナーダイオード18
(1),18(2),...,18(i),18(i+1),...,18(n) の中間点に接
続される。これらダイオード群18は同一方向に接続され
る。ダイオード18(n) の陰極は点A に接続される。ダイ
オード18(1) の陽極はPNP トランジスタ20のエミッタに
直列接続される。トランジスタ20のベースは電力供給線
VCCに接続され、コレクタは点P に接続される。この点
P は、スイッチ２の制御端子に直接接続されると共に、
抵抗21を介して接地される。また点P は、P チャネルMO
S トランジスタ22のドレイン端子に接続される。このト
ランジスタ22のソース端子は電力供給線 VCCに接続さ
れ、ゲート端子は論理制御装置14の出力に接続されると
共に抵抗23を介して電力供給線 VCCに接続される。
16に接続される。このトランジスタ16のソース端子は接
地され、ドレイン端子はPNP 電圧変更トランジスタ17の
ベースに接続される。トランジスタ17のエミッタは点A
に接続され、コレクタは一連のツェナーダイオード18
(1),18(2),...,18(i),18(i+1),...,18(n) の中間点に接
続される。これらダイオード群18は同一方向に接続され
る。ダイオード18(n) の陰極は点A に接続される。ダイ
オード18(1) の陽極はPNP トランジスタ20のエミッタに
直列接続される。トランジスタ20のベースは電力供給線
VCCに接続され、コレクタは点P に接続される。この点
P は、スイッチ２の制御端子に直接接続されると共に、
抵抗21を介して接地される。また点P は、P チャネルMO
S トランジスタ22のドレイン端子に接続される。このト
ランジスタ22のソース端子は電力供給線 VCCに接続さ
れ、ゲート端子は論理制御装置14の出力に接続されると
共に抵抗23を介して電力供給線 VCCに接続される。
【００１６】論理制御装置14の別の出力は、再循環PNP
トランジスタ26のベース端子に接続される。このトラン
ジスタ26のコレクタは電力供給線 VCCに接続され、エミ
ッタは点A に接続される。
トランジスタ26のベース端子に接続される。このトラン
ジスタ26のコレクタは電力供給線 VCCに接続され、エミ
ッタは点A に接続される。
【００１７】比較器4 〜7 の他に、論理制御装置14は入
力比較器30を備える。この比較器30の非反転入力は、回
路1 の入力端子31に接続され、噴射制御信号INを受け
る。比較器30の反転入力は、基準電圧V4を供給する電源
32に接続される。比較器30の出力は、MOS 制御トランジ
スタ33を駆動する。このトランジスタ33のソース端子は
接地され、ドレイン端子はトランジスタ22のゲートに接
続される。比較器30の出力は、MOS トランジスタ34のド
レイン端子にも接続される。このトランジスタ34のソー
ス端子は接地され、ゲート端子は記憶素子としてのフリ
ップフロップ35の出力Q に接続される。フリップフロッ
プ35の入力S は、OR回路36の出力に接続される。OR回路
36は、比較器5,6 の出力に各々接続された２つの入力を
有する。
力比較器30を備える。この比較器30の非反転入力は、回
路1 の入力端子31に接続され、噴射制御信号INを受け
る。比較器30の反転入力は、基準電圧V4を供給する電源
32に接続される。比較器30の出力は、MOS 制御トランジ
スタ33を駆動する。このトランジスタ33のソース端子は
接地され、ドレイン端子はトランジスタ22のゲートに接
続される。比較器30の出力は、MOS トランジスタ34のド
レイン端子にも接続される。このトランジスタ34のソー
ス端子は接地され、ゲート端子は記憶素子としてのフリ
ップフロップ35の出力Q に接続される。フリップフロッ
プ35の入力S は、OR回路36の出力に接続される。OR回路
36は、比較器5,6 の出力に各々接続された２つの入力を
有する。
【００１８】比較器7 の出力は、第２フリップフロップ
38のセット入力S と、MOS トランジスタ39のドレイン端
子とに接続される。トランジスタ39のソース端子は接地
され、ゲート端子はインバータ40を介してフリップフロ
ップ50の出力Q に接続される。フリップフロップ50のセ
ット入力S は、比較器5 の出力に接続され、リセット入
力R はOR回路51の出力に接続される。OR回路51の一方の
入力は比較器7 の出力に接続され、他方の入力は噴射制
御信号INの反転値を受ける。
38のセット入力S と、MOS トランジスタ39のドレイン端
子とに接続される。トランジスタ39のソース端子は接地
され、ゲート端子はインバータ40を介してフリップフロ
ップ50の出力Q に接続される。フリップフロップ50のセ
ット入力S は、比較器5 の出力に接続され、リセット入
力R はOR回路51の出力に接続される。OR回路51の一方の
入力は比較器7 の出力に接続され、他方の入力は噴射制
御信号INの反転値を受ける。
【００１９】フリップフロップ38のリセット入力R は噴
射制御信号INの反転値に接続され、出力Q はMOS トラン
ジスタ42のゲート端子に接続される。このトランジスタ
42のソース端子は接地され、ドレイン端子は再循環トラ
ンジスタ26のベースに接続される。またフリップフロッ
プ38の出力Q は、インバータ44を介してMOS トランジス
タ45のゲート端子に接続される。このトランジスタ45の
ソース端子は接地され、ドレイン端子は比較器6 の出力
に接続される。
射制御信号INの反転値に接続され、出力Q はMOS トラン
ジスタ42のゲート端子に接続される。このトランジスタ
42のソース端子は接地され、ドレイン端子は再循環トラ
ンジスタ26のベースに接続される。またフリップフロッ
プ38の出力Q は、インバータ44を介してMOS トランジス
タ45のゲート端子に接続される。このトランジスタ45の
ソース端子は接地され、ドレイン端子は比較器6 の出力
に接続される。
【００２０】さらにフリップフロップ38の出力Q は、AN
D 回路46の第１入力に接続される。AND 回路46の他の入
力はフリップフロップ35の出力Q に接続される。AND 回
路46の出力は、例えば容量型の遅延要素としてのタイマ
47を介して、OR回路48の１入力に接続される。OR回路48
の第２入力は噴射制御信号INの反転値を受け、第３入力
は比較器7 の出力に接続される。OR回路48の出力はフリ
ップフロップ35のリセット入力R に接続される。
D 回路46の第１入力に接続される。AND 回路46の他の入
力はフリップフロップ35の出力Q に接続される。AND 回
路46の出力は、例えば容量型の遅延要素としてのタイマ
47を介して、OR回路48の１入力に接続される。OR回路48
の第２入力は噴射制御信号INの反転値を受け、第３入力
は比較器7 の出力に接続される。OR回路48の出力はフリ
ップフロップ35のリセット入力R に接続される。
【００２１】図４を参照して回路1 の動作を説明する。
開始時において噴射制御信号INがLOW であれば、フリッ
プフロップ38がリセットされ、フリップフロップ35もOR
回路48を介してリセットされる。この結果、これらフリ
ップフロップの出力Q はLOWとなる。同様にフリップフ
ロップ50もOR回路51を介してリセットされ、その出力Q
はLOW となりトランジスタ39をオンする。これにより比
較器7 のLOW 出力が維持される。比較器30の出力はLOW
であり、スイッチ2 は開いているので、インダクタL に
は電流が流れない。
開始時において噴射制御信号INがLOW であれば、フリッ
プフロップ38がリセットされ、フリップフロップ35もOR
回路48を介してリセットされる。この結果、これらフリ
ップフロップの出力Q はLOWとなる。同様にフリップフ
ロップ50もOR回路51を介してリセットされ、その出力Q
はLOW となりトランジスタ39をオンする。これにより比
較器7 のLOW 出力が維持される。比較器30の出力はLOW
であり、スイッチ2 は開いているので、インダクタL に
は電流が流れない。
【００２２】噴射制御信号INが時間 t0 においてHIGHに
なると、比較器30が切り替わり、トランジスタ33をオン
する。その結果、トランジスタ22がオンとなってスイッ
チ2を閉じる。これによりインダクタL は、電力供給線
VCCと接地との間に接続され、増加する電流を導通させ
始める。最初、抵抗3 の電圧降下がV2以下の場合、比較
器4 の出力信号はHIGHである。しかしトランジスタ17
は、ベース・エミッタ接合における電圧降下により、オ
フ状態を維持する。比較器6 の出力は、作動中のトラン
ジスタ45によってLOW に維持される。
なると、比較器30が切り替わり、トランジスタ33をオン
する。その結果、トランジスタ22がオンとなってスイッ
チ2を閉じる。これによりインダクタL は、電力供給線
VCCと接地との間に接続され、増加する電流を導通させ
始める。最初、抵抗3 の電圧降下がV2以下の場合、比較
器4 の出力信号はHIGHである。しかしトランジスタ17
は、ベース・エミッタ接合における電圧降下により、オ
フ状態を維持する。比較器6 の出力は、作動中のトラン
ジスタ45によってLOW に維持される。
【００２３】時間t1においてインダクタL の電流がピー
ク値IPになると、フリップフロップ35が切り替わり、ト
ランジスタ34をオンし、トランジスタ33,22 をオフし、
スイッチ2 を開く。この結果、インダクタL の端子電圧
VL が急速に VCLに上昇する。 VL = VCL = VCC + n*Vz + VBE20 ここで VBE20はトランジスタ20のベース・エミッタ電圧
降下、 VZ は各ツェナーダイオードの破壊電圧、n はツ
ェナーダイオード群18の数である。
ク値IPになると、フリップフロップ35が切り替わり、ト
ランジスタ34をオンし、トランジスタ33,22 をオフし、
スイッチ2 を開く。この結果、インダクタL の端子電圧
VL が急速に VCLに上昇する。 VL = VCL = VCC + n*Vz + VBE20 ここで VBE20はトランジスタ20のベース・エミッタ電圧
降下、 VZ は各ツェナーダイオードの破壊電圧、n はツ
ェナーダイオード群18の数である。
【００２４】比較器5 が切り替わると、フリップフロッ
プ50が切り替わる。このフリップフロップ50の入力S は
HIGHの信号を受け、インバータ40を介してトランジスタ
39をオフする。これにより比較器7 の出力が解放される
が、比較器7 の出力はLOW のままである。
プ50が切り替わる。このフリップフロップ50の入力S は
HIGHの信号を受け、インバータ40を介してトランジスタ
39をオフする。これにより比較器7 の出力が解放される
が、比較器7 の出力はLOW のままである。
【００２５】電圧 VCLに達すると、ツェナーダイオード
群18とトランジスタ20のベース・エミッタ接合とがバイ
アスされ、ダイレクト領域においてトランジスタ20をオ
ンすると共に、ツェナー領域においてダイオード群18を
オンする。このためトランジスタ20はトランジスタ2 の
ゲートにトランジスタ2 を再びオンする（閉じる）よう
な電流を供給する。特に抵抗21は、ツェナーダイオード
群18とトランジスタ20とのバイアス電流を保証すると同
時に、トランジスタ2 を飽和領域に維持し、点A におけ
る電圧降下を防止するような大きさに形成される。この
点A における電圧降下は、ツェナーダイオード群18をオ
フし、スイッチ2 を閉じるように作用する。
群18とトランジスタ20のベース・エミッタ接合とがバイ
アスされ、ダイレクト領域においてトランジスタ20をオ
ンすると共に、ツェナー領域においてダイオード群18を
オンする。このためトランジスタ20はトランジスタ2 の
ゲートにトランジスタ2 を再びオンする（閉じる）よう
な電流を供給する。特に抵抗21は、ツェナーダイオード
群18とトランジスタ20とのバイアス電流を保証すると同
時に、トランジスタ2 を飽和領域に維持し、点A におけ
る電圧降下を防止するような大きさに形成される。この
点A における電圧降下は、ツェナーダイオード群18をオ
フし、スイッチ2 を閉じるように作用する。
【００２６】トランジスタ20とダイオード群18とからな
る分岐路は、インダクタL の端子電圧を VCLに固定す
る。このため、図４の期間t1〜t5に示すように、電流IL
は着実に下がる。
る分岐路は、インダクタL の端子電圧を VCLに固定す
る。このため、図４の期間t1〜t5に示すように、電流IL
は着実に下がる。
【００２７】時間t5において電流 IL が最大保持値 I
HMAXになると、比較器4 の出力がHIGHに切り替わり、制
御トランジスタ16をオンする。その結果トランジスタ17
もオンして飽和する。これによりトランジスタ17のコレ
クタとエミッタとの間に接続されたダイオード18(i+1)
〜18(n) が短絡し、インダクタL の端子電圧を VCL' に
減少させる。 VCL' = VCC + VBE20 + i*Vz + VCE17 ここでi はオン状態のツェナーダイオードの数、 VCE17
はトランジスタ17のコレクタ・エミッタ間電圧降下であ
る。
HMAXになると、比較器4 の出力がHIGHに切り替わり、制
御トランジスタ16をオンする。その結果トランジスタ17
もオンして飽和する。これによりトランジスタ17のコレ
クタとエミッタとの間に接続されたダイオード18(i+1)
〜18(n) が短絡し、インダクタL の端子電圧を VCL' に
減少させる。 VCL' = VCC + VBE20 + i*Vz + VCE17 ここでi はオン状態のツェナーダイオードの数、 VCE17
はトランジスタ17のコレクタ・エミッタ間電圧降下であ
る。
【００２８】この結果インダクタL は放電を続行するが
その速度はそれほど速くない（従ってそれほど急峻でな
い）。
その速度はそれほど速くない（従ってそれほど急峻でな
い）。
【００２９】この段階は時間t6まで続く。時間t6におい
て、比較器7 は抵抗3 における電圧V3、すなわち電流値
IHMINに対応する値を検出し、HIGHに切り替わる。これ
によりりフリップフロップ38が変化し、フリップフロッ
プ38の出力Q はHIGHとなり、トランジスタ42をオンす
る。この結果、PNP トランジスタ26を含む再循環回路を
動作可能とし、トランジスタ45をオフする。これにより
比較器6 の出力が許可状態となるが、該比較器6 はLOW
のままである。比較器7 のHIGH出力信号はフリップフロ
ップ35をリセットし、該フリップフロップ35の出力Q は
LOW となり、トランジスタ34をオフし、トランジスタ22
とスイッチ2 とを動作させる。この結果インダクタL に
おける電流は上昇する。比較器7 の出力におけるHIGH信
号は、OR回路51を介してフリップフロップ50をリセット
する。これによりトランジスタ39がオンし、再び比較器
7 の出力をLOW に維持する。
て、比較器7 は抵抗3 における電圧V3、すなわち電流値
IHMINに対応する値を検出し、HIGHに切り替わる。これ
によりりフリップフロップ38が変化し、フリップフロッ
プ38の出力Q はHIGHとなり、トランジスタ42をオンす
る。この結果、PNP トランジスタ26を含む再循環回路を
動作可能とし、トランジスタ45をオフする。これにより
比較器6 の出力が許可状態となるが、該比較器6 はLOW
のままである。比較器7 のHIGH出力信号はフリップフロ
ップ35をリセットし、該フリップフロップ35の出力Q は
LOW となり、トランジスタ34をオフし、トランジスタ22
とスイッチ2 とを動作させる。この結果インダクタL に
おける電流は上昇する。比較器7 の出力におけるHIGH信
号は、OR回路51を介してフリップフロップ50をリセット
する。これによりトランジスタ39がオンし、再び比較器
7 の出力をLOW に維持する。
【００３０】この結果インダクタの電流は、時間t7にお
いて IHMAXとなるまで上昇し続ける。時間t7において、
比較器6 の出力はHIGHに切り替わり、フリップフロップ
35の出力Q を再びHIGHに切り替え、トランジスタ33,22
をオフし、スイッチ2 を開く。スイッチ2 が開くと、点
A における電圧が再び上昇し、PNP トランジスタ26を起
動する。従って電流はこのトランジスタ26を介して減少
するが、トランジスタ20とダイオード群18とを含む再循
環分岐路をオンするには電圧が十分でないので、スイッ
チ2 は閉じず、再循環電流は抵抗3 を介して流れない。
この段階の終了は、タイマ47の切り替わりによって決定
される。このタイマ47は、AND 回路46が２つのHIGH入力
信号を受けると作動し、一定時間後（電流ILをほぼ I
HMINの値まで下げるのに必要な時間）フリップフロップ
35をリセットする。これによりトランジスタ34がオフ
し、スイッチ2 が閉じる（時間t8）。
いて IHMAXとなるまで上昇し続ける。時間t7において、
比較器6 の出力はHIGHに切り替わり、フリップフロップ
35の出力Q を再びHIGHに切り替え、トランジスタ33,22
をオフし、スイッチ2 を開く。スイッチ2 が開くと、点
A における電圧が再び上昇し、PNP トランジスタ26を起
動する。従って電流はこのトランジスタ26を介して減少
するが、トランジスタ20とダイオード群18とを含む再循
環分岐路をオンするには電圧が十分でないので、スイッ
チ2 は閉じず、再循環電流は抵抗3 を介して流れない。
この段階の終了は、タイマ47の切り替わりによって決定
される。このタイマ47は、AND 回路46が２つのHIGH入力
信号を受けると作動し、一定時間後（電流ILをほぼ I
HMINの値まで下げるのに必要な時間）フリップフロップ
35をリセットする。これによりトランジスタ34がオフ
し、スイッチ2 が閉じる（時間t8）。
【００３１】この結果、インダクタL の電流は時間t6に
おけると同様に再び増加する。このようにして保持段階
が続行し、インダクタL に IHMAXと IHMINとの間で上下
する保持電流を供給し、噴射弁を開状態に維持する。
おけると同様に再び増加する。このようにして保持段階
が続行し、インダクタL に IHMAXと IHMINとの間で上下
する保持電流を供給し、噴射弁を開状態に維持する。
【００３２】
【発明の効果】図１に示した本発明に基づく回路の利点
は、以上の説明で明らかであろう。本発明回路は、急速
降下段階の直後に、該急速降下段階の電圧よりも低くIH
MIN よりも高い値で始まる所定の再循環電圧を印加する
ことにより、完全に制御された方法で電流を低下させ、
制御不能領域を解消する。この制御不能領域は、噴射装
置制御回路システムの信頼性を損なうものである。
は、以上の説明で明らかであろう。本発明回路は、急速
降下段階の直後に、該急速降下段階の電圧よりも低くIH
MIN よりも高い値で始まる所定の再循環電圧を印加する
ことにより、完全に制御された方法で電流を低下させ、
制御不能領域を解消する。この制御不能領域は、噴射装
置制御回路システムの信頼性を損なうものである。
【００３３】本発明回路は、アンダーシューティング段
階をなくすことにより、製造が簡単で集積が容易であ
り、弁が不用意に閉じることを確実に防止できる。
階をなくすことにより、製造が簡単で集積が容易であ
り、弁が不用意に閉じることを確実に防止できる。
【００３４】また本発明回路は、短絡するツェナーダイ
オードの数を変えることにより、整定段階または緩速再
循環段階において、負荷の関数として、支障なく電圧を
変化させることができる。
オードの数を変えることにより、整定段階または緩速再
循環段階において、負荷の関数として、支障なく電圧を
変化させることができる。
【００３５】当業者には明らかなように、ここに開示し
た回路は、本発明の範囲を逸脱することなく変更が可能
である。特に、スイッチ2 と再循環分岐路とを制御する
ことによって図４のパターンを形成する論理装置14は、
様々の態様で実現できる。
た回路は、本発明の範囲を逸脱することなく変更が可能
である。特に、スイッチ2 と再循環分岐路とを制御する
ことによって図４のパターンを形成する論理装置14は、
様々の態様で実現できる。
【図１】本発明に基づく回路の動作ブロック図である。
【図２】従来回路の電流グラフである。
【図３】別の従来回路の電流グラフである。
【図４】図１に示した本発明回路の電流グラフである。
L …インダクタ VCC…電力供給線 1 …誘導負荷駆動回路 2 …スイッチ 3,21,23 …抵抗 4,5,6,7,30…比較器 8,9,10,11 …電圧源 14…論理制御装置 16,17,20,22,26,33,34,39,42,45 …トランジスタ 18(1) 〜18(n) …ツェナーダイオード 31…入力端子 32…電源 35,38,50…フリップフロップ 36,48,51…OR回路 40,44 …インバータ 46…AND 回路 47…タイマ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−176139（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−80038（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−55345（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−60959（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−290111（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−56936（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−126955（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−156224（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−145343（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−283464（ＪＰ，Ａ) 特表 昭58−500046（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−96585（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−46644（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭50−25092（ＪＰ，Ｂ１) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) F02D 41/00 - 41/40
Claims (3)
- 【請求項１】 誘導負荷(L) に直列接続されたスイッチ
(2) と、 前記負荷に並列接続され、所定の負荷電圧(VCL) を維持
し、負荷電流(IL ) の急速降下を可能にする第１の電流
再循環分岐路(18,20) と、 前記負荷に並列接続され、負荷電流の緩速降下を可能に
する第２の電流再循環分岐路(26)と、 前記スイッチ(2) と前記分岐路(18,20,26)とを開閉する
ことにより、まずピーク値(IP ）まで上昇し次に低保持
値まで低下し該保持値を中心として上下変動する電流を
前記負荷(L) に供給する論理制御装置(14)とを有する誘
導負荷駆動回路(1) であって、該回路は前記急速降下段
階において、前記第１の分岐路(18,20) によって前記負
荷に供給される電圧を、前記所定値(VCL) から、この所
定値(VCL) よりも低い値である所定の低い値(VCL')に変
化させるための電圧変更手段(4,16,17) を具備すること
を特徴とする特に燃料噴射装置に使用される誘導負荷駆
動回路。 - 【請求項２】 前記第１の再循環分岐路が、多数の電圧
制御された電圧源であって直列接続された電圧源(18)を
有し、前記電圧変更手段が前記制御された電圧源(18)の
一部を短絡させる手段(17)を有する、請求項１記載の回
路。 - 【請求項３】 前記制御された電圧源(18)が直列接続さ
れた多数のツェナーダイオード(18(1),18(2),...,18
(i),18(i+1),...,18(n)) を有し、前記短絡手段がトラ
ンジスタ(17)を有し、該トランジスタのエミッタ端子と
コレクタ端子とが前記負荷(L) の１端子と前記ツェナー
ダイオードの中間の２個(18(i),18(i+1))間とに各々接
続され、該トランジスタのベース端子が比較器(4) の出
力に接続され、該比較器の第１入力が基準電圧源(8) に
接続され、該比較器の第２入力が負荷電流検出要素(3)
に接続された、請求項２記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT68037-A/90 | 1990-12-21 | ||
| IT68037A IT1241365B (it) | 1990-12-21 | 1990-12-21 | Circuito di pilotaggio di carichi induttivi, in particolare per iniettori di carburante |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05171986A JPH05171986A (ja) | 1993-07-09 |
| JP3207899B2 true JP3207899B2 (ja) | 2001-09-10 |
Family
ID=11307363
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33834691A Expired - Fee Related JP3207899B2 (ja) | 1990-12-21 | 1991-12-20 | 燃料噴射装置用誘導負荷駆動回路 |
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| DE (1) | DE4142380A1 (ja) |
| FR (1) | FR2670832A1 (ja) |
| IT (1) | IT1241365B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0624951B1 (en) * | 1993-04-26 | 1997-04-09 | Co.Ri.M.Me. Consorzio Per La Ricerca Sulla Microelettronica Nel Mezzogiorno | Control circuit for slowly turning off a power switch |
| JP3494383B2 (ja) * | 1993-05-21 | 2004-02-09 | 富士重工業株式会社 | エンジンの燃料噴射弁駆動回路 |
| JP3018857B2 (ja) * | 1993-09-07 | 2000-03-13 | 富士電機株式会社 | 電磁石装置の駆動回路 |
| JP3577339B2 (ja) * | 1994-05-19 | 2004-10-13 | 富士重工業株式会社 | エンジンの燃料噴射弁駆動回路 |
| GB9413684D0 (en) * | 1994-07-07 | 1994-08-24 | Lucas Ind Plc | Drive circuit |
| DE19526683A1 (de) * | 1995-07-21 | 1997-01-23 | Fev Motorentech Gmbh & Co Kg | Verfahren zur Erkennung des Ankerauftreffens an einem elektromagnetisch betätigbaren Stellmittel |
| DE19533131C2 (de) * | 1995-09-07 | 2001-01-18 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Ansteuern eines elektromagnetischen Verbrauchers |
| DE69525533T2 (de) * | 1995-11-07 | 2002-11-28 | Magneti Marelli Powertrain S.P.A., Turin/Torino | Treiberschaltung für eine Einspritzdüse |
| JP3529577B2 (ja) * | 1997-02-14 | 2004-05-24 | 本田技研工業株式会社 | 燃料噴射弁制御装置 |
| DE19732854B4 (de) * | 1997-07-30 | 2006-04-20 | Mitsubishi Denki K.K. | Steuervorrichtung zum Steuern einer Kraftstoffeinspritzvorrichtung einer Brennkraftmaschine |
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| DE10351873B4 (de) * | 2003-11-06 | 2012-07-26 | Pilz Gmbh & Co. Kg | Vorrichtung und Verfahren zum fehlersicheren Abschalten eines induktiven Verbrauchers |
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| GB2463024B (en) * | 2008-08-28 | 2012-06-27 | Gm Global Tech Operations Inc | A method for controlling the actuators of an injection system in an internal combustion engine |
| US9101015B2 (en) * | 2012-03-13 | 2015-08-04 | Dialog Semiconductor Inc. | Adaptive bipolar junction transistor gain detection |
| US9577519B2 (en) * | 2014-02-05 | 2017-02-21 | Fairchild Semiconductor Corporation | Enhanced peak current mode DC-DC power converter |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4238813A (en) * | 1979-05-21 | 1980-12-09 | The Bendix Corporation | Compensated dual injector driver |
| US4292948A (en) * | 1979-10-09 | 1981-10-06 | Ford Motor Company | Method for extending the range of operation of an electromagnetic fuel injector |
| US4358812A (en) * | 1981-02-04 | 1982-11-09 | Motorola, Inc. | Driver circuit for use with inductive loads or the like |
| US4612597A (en) * | 1984-12-19 | 1986-09-16 | General Motors Corporation | Circuit for controlling and indicating fuel injector operation |
| JPH0792016B2 (ja) * | 1986-06-09 | 1995-10-09 | 三菱電機株式会社 | 内燃機関用燃料噴射弁駆動回路の故障検出回路 |
| EP0288015A2 (de) * | 1987-04-21 | 1988-10-26 | Sgs-Thomson Microelectronics Gmbh | Geschalteter Stromregler |
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-
1990
- 1990-12-21 IT IT68037A patent/IT1241365B/it active IP Right Grant
-
1991
- 1991-12-18 FR FR9116189A patent/FR2670832A1/fr active Granted
- 1991-12-20 JP JP33834691A patent/JP3207899B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-12-20 DE DE4142380A patent/DE4142380A1/de not_active Withdrawn
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- 1993-02-05 US US08/014,051 patent/US5341032A/en not_active Ceased
-
1996
- 1996-08-23 US US08/699,879 patent/USRE36046E/en not_active Expired - Fee Related
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