DE4142380A1 - Treiberschaltung fuer induktive lasten, insbesondere fuer kraftstoffeinspritzeinrichtungen - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für induktive Lasten gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 und insbesondere eine Treiberschaltung für Kraftstoff­ einspritzeinrichtungen.

In elektronischen Kraftfahrzeug-Einspritzsystemen wird die Kraftstoffversorgung mittels eines elektronisch ge­ steuerten Ventils ermöglicht. Dessen Betrieb wird von dem magnetischen Feld gesteuert, das ein Elektromagnet er­ zeugt, der grob als eine um einen Kern gewickelte und von einem Steuerstrom durchflossene Induktionsspule beschrie­ ben werden kann.

Um die Verluste zu verringern, wird die Steuerung in zwei Phasen ausgeführt: eine erste Phase eines starken magne­ tischen Feldes zur Öffnung des Ventils (Spitzenphase), während in einer zweiten Phase das Ventil offen gehalten wird (Haltephase), wozu ein geringeres magnetisches Feld und damit auch ein geringerer Steuerstrom erforderlich ist.

Fig. 2 zeigt skizzenhaft einen Graphen des Steuerstromes I_L einer Einspritzeinrichtung. Die Spitzenphase dauert bis zum Zeitpunkt t₁, wobei der Strom I_L bis auf einen maximalen Wert I_P steigt. Darauf folgen die Phase t₁-t₂, in der der Strom in Abhängigkeit von den Anforderungen der Anwendung steil abfällt, eine unkontrollierbare Phase t₂-t₃, und ab t₃ die tatsächliche Haltephase, die gepulst ist, um aktive Bauelemente daran zu hindern, in einem li­ nearen Bereich Verlust zu erzeugen.

Der Übergang vom Spitzenstrom I_P zum Haltestrom (zwischen einem Maximum I_HMAX und einem Minimum I_HMIN) muß schnell erfolgen, wozu ein Hochspannungs-Umlaufstrom (Freilaufbereich) vorgesehen ist; d. h., daß zur Reduzie­ rung des Stromes in der Induktionsspule diese mit einer Hochspannung beaufschlagt wird, um einen Stromabfall zu erzwingen.

Die hohe Geschwindigkeit im Übergang vom Spitzen- zum Haltestrom führt zu magnetischen Problemen, die einen schwer kontrollierbaren Bereich erzeugen (Intervall t₂-t₃ in Fig. 2).

Da die unkontrollierbaren Bereiche in manchen Fällen zu Fehlfunktionen führen oder zumindest die Zuverlässigkeit der Schaltung beeinträchtigen, müssen solche Bereiche be­ seitigt werden. Ein bekanntes Verfahren dafür besteht darin, die Hochspannungs-Umlauf- oder -Freilaufphase so lange aufrechtzuerhalten, bis der Strom in der Last auf einen sogenannten "Unterschwinger-" Wert, der unter dem Haltestrom liegt, gefallen ist, um dann erst mit der Hal­ tephase fortzufahren. Der entsprechende Stromverlauf in der Induktionsspule entspricht Fig. 3, in der die Umlauf­ phase bis zum Zeitpunkt t₄, an dem der Umlaufstrom den Unterschwingerwert I_UND erreicht, aufrechterhalten wird. Der Zeitpunkt t₄ markiert den Beginn der Haltephase, in der der Strom in der Induktionsspule zwischen I_HMAX und I_HMIN wie in Fig. 2 gezeigt schwingt.

Die obige Lösung ist insoweit unbefriedigend, als sie einen sehr genauen I_UND-Wert benötigt, an dem die Hochge­ schwindigkeits-Umlaufphase beendet wird, um zu vermeiden, daß ein zu niedriger Stromwert und damit ein zu niedriges Magnetfeld das Ventil schließen. Die Erlangung einer ge­ nügend hohen Genauigkeit führt unvermeidlich zu techni­ schen Schwierigkeiten (die wiederum die Zuverlässigkeit der Schaltung beeinträchtigen) oder zumindest zu einer komplexen Gestaltung und zu hohen Herstellungskosten der Schaltung.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Treiberschaltung der gattungsgemäßen Art zu schaffen, die so gestaltet ist, daß keine unkontrollierbaren Bereiche mehr auftreten und der Steuerstrom nie auf einen Wert un­ terhalb des Haltestroms abgesenkt wird, wodurch ein unge­ wolltes Schließen des Ventils verhindert wird, und bei der eine klare Konstruktion zur Erlangung maximaler Zu­ verlässigkeit und eine kostengünstige Herstellung der Schaltung möglich ist.

Diese Aufgabe wird bei einer Treiberschaltung der gat­ tungsgemäßen Art, insbesondere für Kraftstoffeinspritz­ einrichtungen, erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1.

Die vorliegende Erfindung basiert darauf, daß die Hochge­ schwindigkeits-Umlaufphase solange aufrechterhalten wird, bis ein Wert in der Nähe des Haltewert-Bereiches erreicht ist, um zu vermeiden, daß der Wert unter den Mindesthal­ tewert fällt, und in der Folge eine langsamere Verringe­ rung auf den Mindesthaltewert erzwungen wird. Die darauf folgende Stromabsenkungsphase wird vom selben Zweig wie die Hochgeschwindigkeits-Umlaufphase hervorgerufen und wird so gesteuert, daß der Hochgeschwindigkeits-Umlauf­ zweig eine festgelegte Umlaufspannung, die unter derjeni­ gen in der Hochgeschwindigkeits-Umlaufphase liegt, an­ legt.

Nun wird eine bevorzugte, jedoch nicht einschränkende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 ein funktionales Blockdiagramm der Schaltung der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine Stromkurve einer herkömmlichen Schaltung;

Fig. 3 eine Stromkurve einer weiteren herkömmlichen Schaltung; und

Fig. 4 eine Stromkurve der erfindungsgemäßen Schaltung von Fig. 1.

In Fig. 1 ist der Elektromagnet, der das Ventil der Ein­ spritzeinrichtung steuert schematisch durch die Induk­ tionsspule L dargestellt, die auch die Last der Steuer­ schaltung 1 gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.

Die Induktionsspule L ist zwischen eine Versorgungslei­ tung V_CC, die eine erste Bezugspotentialleitung dar­ stellt, und den Punkt A, der über einen in diesem Fall einen DMOS-Transistor umfassenden gesteuerten Leistungs­ schalter 2 und einen Meßwiderstand 3 geerdet ist (zweite Bezugspotentialleitung), geschaltet. Der Mittelpunkt S zwischen dem Transistor 2 und dem Widerstand 3 ist an einen ersten Eingang von vier Differenzverstärkern 4, 5, 6 und 7, die einen Teil einer logischen Steuereinheit 14 bilden, angeschlossen. Das bedeutet, daß der Punkt S an den invertierenden Eingang der Differenzverstärker 4 und 7 und an den nichtinvertierenden Eingang der Differenz­ verstärker 5 und 6 angeschlossen ist. Die nichtinvertie­ renden Eingänge der Differenzverstärker 4 bzw. 7 sind an die Bezugsspannungen 8 bzw. 11 angeschlossen, während die invertierenden Eingänge der Differenzverstärker 5 bzw. 6 an die Quellen 9 bzw. 10 angeschlossen sind. Die Quelle 9 liefert eine Spannung V₁, die gleich derjenigen an den Anschlüssen des vom Strom I_P durchflossenen Widerstandes 3 ist; die Quellen 8 und 10 liefern eine Spannung V₂ ent­ sprechend dem Strom I_HMAX; die Quelle 11 liefert eine Spannung V₃, die dem Strom I_HMIN entspricht.

Der Ausgang des Differenzverstärkers 4 ist an einen MOS- Steuertransistor 16 angeschlossen, dessen Source-Anschluß geerdet und dessen Drain-Anschluß an die Basis eines PNP- Spannungsänderungstransistors 17 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 17 ist am Punkt A angeschlossen, während der Kollektor an den Mittelpunkt einer Reihe von Zenerdioden 18 ₁, 18₂, . . ., 18_i, 18_i+1, . . ., 18_n ange­ schlossen ist. Die Dioden 18 sind in derselben Richtung miteinander verbunden, wobei die Kathode der Diode 18 _n mit dem Punkt A und die Anode der Diode 18 ₁ mit dem Emit­ ter eines PNP-Transistors 20 in Reihe geschaltet ist. Die Basis des Transistors 20 ist an die Versorgungsleitung V_CC, während der Kollektor an einen direkt mit dem Steu­ eranschluß des Schalters 2 verbundenen und über einen Wi­ derstand 21 geerdeten Punkt P angeschlossen. Der Punkt P ist auch an den Drain-Anschluß eines P-Kanal-MOS-Transi­ stors 22 angeschlossen. Dessen Source-Anschluß ist mit der Versorgungsleitung V_CC und dessen Gate-Anschluß mit einem Ausgang einer logischen Steuereinheit 14 und über einen Widerstand 23 mit der Versorgungsleitung verbunden.

Die Logikeinheit 14 besitzt einen weiteren Ausgang, der mit dem Basis-Anschluß eines Umlauf-PNP-Transistors 26 verbunden ist, dessen Kollektor an die Versorgungsleitung und dessen Emitter an den Punkt A angeschlossen ist.

Zusätzlich zu den Differenzverstärkern 4 bis 7 umfaßt die Logikeinheit 14 auch einen Eingangs-Differenzverstärker 30, dessen nichtinvertierender Eingang an den Eingangsan­ schluß 31 der Schaltung 1 angeschlossen ist und das Ein­ spritz-Steuersignal IN empfängt und dessen invertierender Eingang an eine eine Referenzspannung V₄ liefernde Quelle 32 angeschlossen ist. Der Ausgang des Differenzverstär­ kers 30 steuert einen MOS-Steuertransistor 33, dessen Source-Anschluß geerdet und dessen Drain-Anschluß mit dem Gate-Anschluß des Transistors 22 verbunden ist. Der Aus­ gang des Differenzverstärkers 30 ist außerdem an den Drain-Anschluß eines weiteren MOS-Transistors 34 ange­ schlossen, dessen Source-Anschluß geerdet und dessen Gate-Anschluß an den Ausgang Q eines Speicherelementes oder Flip-Flops 35 angeschlossen ist. Das Flip-Flop 35 besitzt einen Eingang S, der mit dem Ausgang einer ODER- Schaltung 36 verbunden ist, deren Eingänge mit den Aus­ gängen der Differenzverstärker 5 bzw. 6 verbunden sind.

Der Ausgang des Differenzverstärkers 7 ist an den SETZ- Eingang S eines zweiten Flip-Flops 38 und an den Drain- Anschluß eines MOS-Transistors 39 angeschlossen, dessen Source-Anschluß geerdet und dessen Gate-Anschluß über den Inverter 40 mit dem Ausgang Q eines weiteren Flip-Flops 50 verbunden ist. Der SETZ-Eingang S des Flip-Flops 50 ist an den Ausgang des Differenzverstärkers 5 und der RÜCKSETZ-Eingang R an den Ausgang einer ODER-Schaltung 51 angeschlossen, von der ein Eingang mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 7 verbunden ist und von der ein wei­ terer Eingang den invertierten Wert des Einspritz-Steuer­ signales IN empfängt.

Der RÜCKSETZ-Eingang R des Flip-Flops 38 ist mit dem in­ vertierten Wert des Einspritz-Steuersignales IN verbun­ den, während der Ausgang Q an den Gate-Anschluß eines MOS-Transistors 42 angeschlossen ist, dessen Source-An­ schluß geerdet und dessen Drain-Anschluß mit der Basis des Umlauf-Transistors 26 verbunden ist. Der Ausgang des Flip-Flops 38 ist über den Inverter 44 auch an den Gate- Anschluß eines MOS-Transistors 45 angeschlossen, dessen Source-Anschluß geerdet und dessen Drain-Anschluß mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 6 verbunden ist.

Der Ausgang Q des Flip-Flops 38 ist auch mit einem ersten Eingang einer UND-Schaltung 46 verbunden, deren anderer Eingang an den Ausgang des Flip-Flops 35 angeschlossen ist. Über ein Verzögerungselement oder eine Zeitanpas­ sungseinrichtung 47, z. B. von kapazitiver Bauart, wird der Ausgang der Schaltung 46 mit einem Eingang einer ODER-Schaltung 48 verbunden, von der ein zweiter Eingang den invertierten Wert des Einspritz-Steuersignales IN empfängt und von der ein dritter Eingang mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 7 verbunden ist. Schließlich ist der Ausgang der ODER-Schaltung 48 an den RÜCKSETZ-Eingang des Flip-Flop 35 angeschlossen.

Die Funktionsweise der Schaltung 1 soll nun mit Bezug auf Fig. 4 beschrieben werden. Zu Beginn, wenn das Signal IN niedrigen Pegel besitzt, sind das Flip-Flop 38 und über die Schaltung 48 das Flip-Flop 35 zurückgesetzt, so daß auch der Ausgang Q nierigen Pegel besitzt. Das Flip-Flop 50 ist über Schaltung 51 ebenso zurückgesetzt, so daß sein Ausgang niedrigen Pegel besitzt, wodurch der Transi­ stor 39 eingeschaltet wird und der Ausgang des Differenz­ verstärker 7 auf niedrigem Pegel bleibt. Der Ausgang des Differenzverstärkers 30 liegt auch auf niedrigem Pegel, ferner ist der Schalter 2 geöffnet, so daß kein Strom durch die Induktionsspule L fließt.

Sobald das Signal IN auf hohen Pegel geändert wird (Zeitpunkt t₀), schaltet der Differenzverstärker 30, so daß der Transistor 33 und damit auch Transistor 22 einge­ schaltet und der Schalter 2 geschlossen werden. Die In­ duktionsspule L ist mit der Versorgungsspannung V_CC und mit Masse verbunden und beginnt einen ansteigenden Strom zu leiten. Anfänglich (so lange der Spannungsabfall am Widerstand 3 kleiner als V₂ ist) liefert der Differenz­ verstärker 4 ein Ausgangssignal mit hohem Pegel; aufgrund des Spannungsabfalls am Basis-Emitter-Knotenpunkt des Transistors 17 bleibt dieser abgeschaltet. Der Ausgang des Differenzverstärkers 6 wird vom eingeschalteten Tran­ sistor 45 auf niedrigem Pegel gehalten.

Wenn der Strom in der Induktionsspule L den Spitzenwert I_P erreicht (Zeitpunkt t₁), schaltet der Differenzver­ stärker 5 auf hohen Pegel, wodurch das Flip-Flop 35 schaltet und der Transistor 34 eingeschaltet, die Transi­ storen 33 und 22 ausgeschaltet und der Schalter 2 geöff­ net werden. Daraufhin steigt die Spannung V_L an den Klem­ men der Induktionsspule L schnell auf den Wert V_CL an, der gegeben ist durch:

V_L = V_CL = V_CC+n · V_z+V_BE20,

wobei V_BE20 der Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transi­ stors 20 ist; V_Z die Durchbruchspannung jeder einzelnen Zenerdiode 18 und n die Anzahl der Zenerdioden 18.

Durch das Schalten des Differenzverstärkers 5 schaltet auch das Flip-Flop 50, das am Eingang S ein Signal mit hohem Pegel empfängt und über den Inverter 40 den Transi­ stor 39 sperrt, wodurch der Ausgang des Differenzverstär­ kers 7, der dennoch auf niedrigem Pegel liegt, durchge­ schaltet wird. Wenn die Spannung den Wert V_CL erreicht, werden die Zenerdioden 18 und die Basis-Emitter-Verbin­ dung des Transistors 20 mit einem Vorspannungswert beauf­ schlagt, derart, daß der Transistor 20 im direkten Be­ reich und die Dioden 18 im Zenerbereich eingeschaltet werden. Der Transistor 20 liefert an den Gate-Anschluß des Transistors 2 einen Strom, derart, daß der Transistor 2 wieder eingeschaltet (geschlossen) wird. Der Widerstand 21 ist insbesondere so dimensioniert, daß der Vorspan­ nungsstrom der Zenerdioden 18 und des Transistors 20 mit Sicherheit fließt, während der Transistor 2 im Sätti­ gungsbereich gehalten und die Spannung am Punkt A am Ab­ fallen gehindert wird, wodurch die Zenerdioden 18 abge­ schaltet und damit auch der Schalter 2 geschlossen wür­ den. Der aus dem Transistor 20 und den Dioden 18 beste­ hende Zweig hält die Spannung an den Klemmen der Indukti­ onsspule L auf dem Wert V_CL fest, so daß der Strom I_L, wie in Fig. 4 gezeigt (Intervall t₁-t₅), ständig abfällt.

Wenn der Strom I_L den maximalen Haltewert I_HMAX im Zeit­ punkt t₅ erreicht, schaltet der Differenzverstärker 4 seinen Ausgang auf hohen Pegel und schaltet den Steuer­ transistor 16 und damit auch den Transistor 17 ein, wobei dieser in den Sättigungsbereich übergeht. Dadurch werden die zwischen dem Kollektor und dem Emitter angeschlosse­ nen Dioden 18 _i+1 bis 18_n kurzgeschlossen, so daß die Spannung an den Anschlüssen der Induktionssäule L auf einen Wert V_CL abgesenkt wird, der gegeben ist durch:

V_CL′ = V_CC+V_BE20+i · V_z+V_CE17,

wobei "i" der Anzahl der eingeschalteten Zenerdioden und V_CE17 dem Kollektor-Emitter-Spannungsabfall des Transi­ stors 17 entspricht.

Die Induktionsspule L entlädt sich weiter, jedoch mit langsamerer Geschwindigkeit und daher mit geringerer Steilheit.

Diese Phase dauert bis zum Zeitpunkt t₆, an dem der Dif­ ferenzverstärker 7 die Spannung V₃, entsprechend dem Stromwert I_HMIN, am Widerstand 3 feststellt und auf hohen Pegel schaltet, wodurch das Flip-Flop 38 schaltet. Der Ausgang Q des Flip-Flops 38 schaltet somit auf hohen Pe­ gel, weshalb der Transistor 42 eingeschaltet wird. Da­ durch wird die den PNP-Transistor 26 enthaltende Umlauf­ schaltung freigegeben und der Transistor 45 abgeschaltet, wodurch der Ausgang des Differenzverstärkers 6 freigege­ ben wird und dennoch auf niedrigem Pegel bleibt. Über die ODER-Schaltung 48 setzt das Signal mit hohem Pegel am Ausgang des Differenzverstärkers 7 auch das Flip-Flop 35 zurück, dessen Ausgang Q auf niedrigen Pegel schaltet. Dadurch werden der Transistor 34 abgeschaltet und der Transistor 22 und der Schalter 2 eingeschaltet, so daß der Strom in der Induktionsspule L ansteigt. Schließlich setzt das Signal mit hohem Pegel am Ausgang des Diffe­ renzverstärkers 7 das Flip-Flop 50 über die Schaltung 51 zurück, wodurch der Transistor 39 eingeschaltet wird und so den Ausgang des Differenzverstärkers 7 weiterhin auf niedrigem Pegel hält.

Der Strom in der Induktionsspule steigt deshalb weiterhin an, bis er den Wert I_HMAX (Zeitpunkt t₇) erreicht, an dem der Ausgang des Differenzverstärkers 6 auf hohen Pegel schaltet, wodurch der Ausgang Q des Flip-Flops 35 wieder auf hohen Pegel schaltet und die Transistoren 33, 22 und den Schalter 2 abschaltet. Das Öffnen des Schalters 2 verursacht wiederum einen Spannungsanstieg am Punkt A, der in diesem Fall weit genug ansteigt, um den PNP-Tran­ sistor 26 auf Durchlaß zu schalten. Der Strom durch den Transistor 26 nimmt ab; da aber die Spannung nicht aus­ reicht, um die Umlaufschaltung mit dem Transistor 20 und den Dioden 18 einzuschalten und daher der Schalter 2 ge­ schlossen wird, fließt der Umlaufstrom nicht durch den Widerstand 3. Da die Schaltung 46 zwei Signale mit hohem Pegel empfängt, wird diese Phase durch das Schalten der Zeitanpassungseinrichtung 47, die nach einer festgelegten Zeitspanne (nötig zur Verminderung des Stromes I_L unge­ fähr auf den Wert I_HMIN) das Flip-Flop 35 zurücksetzt und damit den Transistor 34 abschaltet und den Schalter 2 schließt (Zeitpunkt t₈), beendet.

Der Strom in der Induktionsspule L steigt deshalb wie nach dem Zeitpunkt t₆ wieder an wobei die Haltephase in der Art fortgesetzt wird, daß die Induktionsspule L mit einem Haltestrom versorgt wird, der zwischen den Werten I_HMAX und I_HMIN pendelt, wodurch sichergestellt ist, daß das Einspritzventil geöffnet bleibt.

Die Vorteile der Schaltung aus Fig. 1 gemäß der vorlie­ genden Erfindung sind aus der oben beschriebenen Be­ schreibung klar ersichtlich. Durch Anlegen einer vorgege­ benen Umlaufspannung, deren Wert unter demjenigen der Schnellabfall-Phase liegt, sofort nach der Schnellabfall- Phase und bei Ausgang von einem Wert größer als I_HMIN er­ möglicht die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung die Reduzierung des Stromes auf vollständig kontrollierte Weise. Dadurch wird der unkontrollierbare Bereich besei­ tigt, der ansonsten die Zuverlässigkeit des Einspritz­ steuerung-Schaltungssystems beeinträchtigen würde.

Außerdem verhindert die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die sowohl einfach herzustellen ist als auch leicht eingebaut werden kann, durch die Beseitigung der Unterschwingphase ein ungewolltes Schließen des Ventils.

Schließlich besteht bei der Schaltung gemäß der vorlie­ genden Erfindung die Möglichkeit, die Spannung in der Ab­ fall- oder der langsamen Umlaufphase in Abhängigkeit von der Last ohne Probleme durch die Veränderung der Anzahl der kurzgeschlossenen Zenerdioden zu verändern.

Für den Fachmann ist offensichtlich, daß Veränderungen an der hier beschriebenen und dargestellten Schaltung ge­ macht werden können, ohne deshalb vom Bereich der vorlie­ genden Erfindung abzuweichen. Insbesondere die Logik­ schaltung 14 kann auf andere Weise ausgeführt werden, wenn der Schalter 2 und die Umlaufzweige so gesteuert werden, daß das Diagramm von Fig. 4 erhalten wird.

Claims (4)

1. Treiberschaltung für induktive Lasten (1), insbe­ sondere für Kraftstoffeinspritzeinrichtungen, mit
einem in Reihe mit einer induktiven Last (L) ge­ schalteten Schalter (2);
einem zur induktiven Last (L) parallel geschalte­ ten ersten Stromumlaufzweig (18, 20) zur Aufrechterhal­ tung einer vorgegebenen Lastspannung (V_CL), durch den ein schneller Abfall des Laststromes (I_L) möglich ist;
einem zur induktiven Last (L) parallel geschalte­ ten zweiten Stromumlaufzweig (26), der ein langsames Ab­ fallen des Laststromes (I_L) ermöglicht; und
einer Logik-Steuereinheit (14) zum Öffnen und Schließen des Schalters (2) und der Zweige (18, 20, 26), derart, daß die Last (L) mit einem Strom versorgt wird, der auf einen Spitzenwert (I_P) ansteigt und dann auf einen niedrigeren Haltewert abfällt und um diesen oszil­ liert; dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (4, 16, 17) vorgesehen sind, mit denen die an der induktiven Last (L) anliegende und von dem ersten Zweig (18, 20) gelieferte Spannung während der Schnellabfall-Phase von dem vorgegebenen Wert (V_CL) auf einen vorgegebenen niedrigeren Wert (V_CL′) geändert wer­ den kann.

2. Schaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß
der erste Umlaufzweig eine Anzahl spannungsge­ steuerter Spannungsquellen (18) umfaßt, und
die Einrichtungen zur Veränderung der Spannung eine Einrichtung (17) umfassen, die einige der gesteuer­ ten Quellen (18) kurzschließen.

3. Schaltung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeich­ net, daß
die gesteuerten Quellen (18) eine Anzahl von in Reihe geschalteten Zenerdioden (18 ₁, 18 ₂, . . ., 18 _i, 18 _i+1, . . ., 18 _n) umfassen, und
die Einrichtung zum Kurzschließen einen Transi­ stor (17) umfaßt, dessen Emitteranschluß und dessen Kol­ lektoranschluß mit einem Anschluß (A) der induktiven Last (L) bzw. mit einem Punkt zwischen den Anschlüssen von zwei benachbarten Zenerdioden (18) verbunden sind, wobei der Steueranschluß des Transistors (17) an den Ausgang eines Differenzverstärkers (4) angeschlossen ist, von dem ein erster Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle (8) und ein zweiter Eingang mit einem Laststrom-Meßelement (3) verbunden ist.

4. Treiberschaltung für induktive Lasten (1), insbe­ sondere für Kraftstoffeinspritzeinrichtungen, im wesent­ lichen wie hier beschrieben und erläutert mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen.