DE4142380A1 - Treiberschaltung fuer induktive lasten, insbesondere fuer kraftstoffeinspritzeinrichtungen - Google Patents
Treiberschaltung fuer induktive lasten, insbesondere fuer kraftstoffeinspritzeinrichtungenInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Treiberschaltung
für induktive Lasten gemäß dem Oberbegriff des Anspruches
1 und insbesondere eine Treiberschaltung für Kraftstoff
einspritzeinrichtungen.
In elektronischen Kraftfahrzeug-Einspritzsystemen wird
die Kraftstoffversorgung mittels eines elektronisch ge
steuerten Ventils ermöglicht. Dessen Betrieb wird von dem
magnetischen Feld gesteuert, das ein Elektromagnet er
zeugt, der grob als eine um einen Kern gewickelte und von
einem Steuerstrom durchflossene Induktionsspule beschrie
ben werden kann.
Um die Verluste zu verringern, wird die Steuerung in zwei
Phasen ausgeführt: eine erste Phase eines starken magne
tischen Feldes zur Öffnung des Ventils (Spitzenphase),
während in einer zweiten Phase das Ventil offen gehalten
wird (Haltephase), wozu ein geringeres magnetisches Feld
und damit auch ein geringerer Steuerstrom erforderlich
ist.
Fig. 2 zeigt skizzenhaft einen Graphen des Steuerstromes
IL einer Einspritzeinrichtung. Die Spitzenphase dauert
bis zum Zeitpunkt t1, wobei der Strom IL bis auf einen
maximalen Wert IP steigt. Darauf folgen die Phase t1-t2,
in der der Strom in Abhängigkeit von den Anforderungen
der Anwendung steil abfällt, eine unkontrollierbare Phase
t2-t3, und ab t3 die tatsächliche Haltephase, die gepulst
ist, um aktive Bauelemente daran zu hindern, in einem li
nearen Bereich Verlust zu erzeugen.
Der Übergang vom Spitzenstrom IP zum Haltestrom (zwischen
einem Maximum IHMAX und einem Minimum IHMIN) muß schnell
erfolgen, wozu ein Hochspannungs-Umlaufstrom
(Freilaufbereich) vorgesehen ist; d. h., daß zur Reduzie
rung des Stromes in der Induktionsspule diese mit einer
Hochspannung beaufschlagt wird, um einen Stromabfall zu
erzwingen.
Die hohe Geschwindigkeit im Übergang vom Spitzen- zum
Haltestrom führt zu magnetischen Problemen, die einen
schwer kontrollierbaren Bereich erzeugen (Intervall t2-t3
in Fig. 2).
Da die unkontrollierbaren Bereiche in manchen Fällen zu
Fehlfunktionen führen oder zumindest die Zuverlässigkeit
der Schaltung beeinträchtigen, müssen solche Bereiche be
seitigt werden. Ein bekanntes Verfahren dafür besteht
darin, die Hochspannungs-Umlauf- oder -Freilaufphase so
lange aufrechtzuerhalten, bis der Strom in der Last auf
einen sogenannten "Unterschwinger-" Wert, der unter dem
Haltestrom liegt, gefallen ist, um dann erst mit der Hal
tephase fortzufahren. Der entsprechende Stromverlauf in
der Induktionsspule entspricht Fig. 3, in der die Umlauf
phase bis zum Zeitpunkt t4, an dem der Umlaufstrom den
Unterschwingerwert IUND erreicht, aufrechterhalten wird.
Der Zeitpunkt t4 markiert den Beginn der Haltephase, in
der der Strom in der Induktionsspule zwischen IHMAX und
IHMIN wie in Fig. 2 gezeigt schwingt.
Die obige Lösung ist insoweit unbefriedigend, als sie
einen sehr genauen IUND-Wert benötigt, an dem die Hochge
schwindigkeits-Umlaufphase beendet wird, um zu vermeiden,
daß ein zu niedriger Stromwert und damit ein zu niedriges
Magnetfeld das Ventil schließen. Die Erlangung einer ge
nügend hohen Genauigkeit führt unvermeidlich zu techni
schen Schwierigkeiten (die wiederum die Zuverlässigkeit
der Schaltung beeinträchtigen) oder zumindest zu einer
komplexen Gestaltung und zu hohen Herstellungskosten der
Schaltung.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine
Treiberschaltung der gattungsgemäßen Art zu schaffen, die
so gestaltet ist, daß keine unkontrollierbaren Bereiche
mehr auftreten und der Steuerstrom nie auf einen Wert un
terhalb des Haltestroms abgesenkt wird, wodurch ein unge
wolltes Schließen des Ventils verhindert wird, und bei
der eine klare Konstruktion zur Erlangung maximaler Zu
verlässigkeit und eine kostengünstige Herstellung der
Schaltung möglich ist.
Diese Aufgabe wird bei einer Treiberschaltung der gat
tungsgemäßen Art, insbesondere für Kraftstoffeinspritz
einrichtungen, erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale
im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1.
Die vorliegende Erfindung basiert darauf, daß die Hochge
schwindigkeits-Umlaufphase solange aufrechterhalten wird,
bis ein Wert in der Nähe des Haltewert-Bereiches erreicht
ist, um zu vermeiden, daß der Wert unter den Mindesthal
tewert fällt, und in der Folge eine langsamere Verringe
rung auf den Mindesthaltewert erzwungen wird. Die darauf
folgende Stromabsenkungsphase wird vom selben Zweig wie
die Hochgeschwindigkeits-Umlaufphase hervorgerufen und
wird so gesteuert, daß der Hochgeschwindigkeits-Umlauf
zweig eine festgelegte Umlaufspannung, die unter derjeni
gen in der Hochgeschwindigkeits-Umlaufphase liegt, an
legt.
Nun wird eine bevorzugte, jedoch nicht einschränkende
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf
die Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:
Fig. 1 ein funktionales Blockdiagramm der Schaltung der
vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 eine Stromkurve einer herkömmlichen Schaltung;
Fig. 3 eine Stromkurve einer weiteren herkömmlichen
Schaltung; und
Fig. 4 eine Stromkurve der erfindungsgemäßen Schaltung
von Fig. 1.
In Fig. 1 ist der Elektromagnet, der das Ventil der Ein
spritzeinrichtung steuert schematisch durch die Induk
tionsspule L dargestellt, die auch die Last der Steuer
schaltung 1 gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt.
Die Induktionsspule L ist zwischen eine Versorgungslei
tung VCC, die eine erste Bezugspotentialleitung dar
stellt, und den Punkt A, der über einen in diesem Fall
einen DMOS-Transistor umfassenden gesteuerten Leistungs
schalter 2 und einen Meßwiderstand 3 geerdet ist (zweite
Bezugspotentialleitung), geschaltet. Der Mittelpunkt S
zwischen dem Transistor 2 und dem Widerstand 3 ist an
einen ersten Eingang von vier Differenzverstärkern 4, 5,
6 und 7, die einen Teil einer logischen Steuereinheit 14
bilden, angeschlossen. Das bedeutet, daß der Punkt S an
den invertierenden Eingang der Differenzverstärker 4 und
7 und an den nichtinvertierenden Eingang der Differenz
verstärker 5 und 6 angeschlossen ist. Die nichtinvertie
renden Eingänge der Differenzverstärker 4 bzw. 7 sind an
die Bezugsspannungen 8 bzw. 11 angeschlossen, während die
invertierenden Eingänge der Differenzverstärker 5 bzw. 6
an die Quellen 9 bzw. 10 angeschlossen sind. Die Quelle 9
liefert eine Spannung V1, die gleich derjenigen an den
Anschlüssen des vom Strom IP durchflossenen Widerstandes
3 ist; die Quellen 8 und 10 liefern eine Spannung V2 ent
sprechend dem Strom IHMAX; die Quelle 11 liefert eine
Spannung V3, die dem Strom IHMIN entspricht.
Der Ausgang des Differenzverstärkers 4 ist an einen MOS-
Steuertransistor 16 angeschlossen, dessen Source-Anschluß
geerdet und dessen Drain-Anschluß an die Basis eines PNP-
Spannungsänderungstransistors 17 angeschlossen ist. Der
Emitter des Transistors 17 ist am Punkt A angeschlossen,
während der Kollektor an den Mittelpunkt einer Reihe von
Zenerdioden 18 1, 182, . . ., 18i, 18i+1, . . ., 18n ange
schlossen ist. Die Dioden 18 sind in derselben Richtung
miteinander verbunden, wobei die Kathode der Diode 18 n
mit dem Punkt A und die Anode der Diode 18 1 mit dem Emit
ter eines PNP-Transistors 20 in Reihe geschaltet ist. Die
Basis des Transistors 20 ist an die Versorgungsleitung
VCC, während der Kollektor an einen direkt mit dem Steu
eranschluß des Schalters 2 verbundenen und über einen Wi
derstand 21 geerdeten Punkt P angeschlossen. Der Punkt P
ist auch an den Drain-Anschluß eines P-Kanal-MOS-Transi
stors 22 angeschlossen. Dessen Source-Anschluß ist mit
der Versorgungsleitung VCC und dessen Gate-Anschluß mit
einem Ausgang einer logischen Steuereinheit 14 und über
einen Widerstand 23 mit der Versorgungsleitung verbunden.
Die Logikeinheit 14 besitzt einen weiteren Ausgang, der
mit dem Basis-Anschluß eines Umlauf-PNP-Transistors 26
verbunden ist, dessen Kollektor an die Versorgungsleitung
und dessen Emitter an den Punkt A angeschlossen ist.
Zusätzlich zu den Differenzverstärkern 4 bis 7 umfaßt die
Logikeinheit 14 auch einen Eingangs-Differenzverstärker
30, dessen nichtinvertierender Eingang an den Eingangsan
schluß 31 der Schaltung 1 angeschlossen ist und das Ein
spritz-Steuersignal IN empfängt und dessen invertierender
Eingang an eine eine Referenzspannung V4 liefernde Quelle
32 angeschlossen ist. Der Ausgang des Differenzverstär
kers 30 steuert einen MOS-Steuertransistor 33, dessen
Source-Anschluß geerdet und dessen Drain-Anschluß mit dem
Gate-Anschluß des Transistors 22 verbunden ist. Der Aus
gang des Differenzverstärkers 30 ist außerdem an den
Drain-Anschluß eines weiteren MOS-Transistors 34 ange
schlossen, dessen Source-Anschluß geerdet und dessen
Gate-Anschluß an den Ausgang Q eines Speicherelementes
oder Flip-Flops 35 angeschlossen ist. Das Flip-Flop 35
besitzt einen Eingang S, der mit dem Ausgang einer ODER-
Schaltung 36 verbunden ist, deren Eingänge mit den Aus
gängen der Differenzverstärker 5 bzw. 6 verbunden sind.
Der Ausgang des Differenzverstärkers 7 ist an den SETZ-
Eingang S eines zweiten Flip-Flops 38 und an den Drain-
Anschluß eines MOS-Transistors 39 angeschlossen, dessen
Source-Anschluß geerdet und dessen Gate-Anschluß über den
Inverter 40 mit dem Ausgang Q eines weiteren Flip-Flops
50 verbunden ist. Der SETZ-Eingang S des Flip-Flops 50
ist an den Ausgang des Differenzverstärkers 5 und der
RÜCKSETZ-Eingang R an den Ausgang einer ODER-Schaltung 51
angeschlossen, von der ein Eingang mit dem Ausgang des
Differenzverstärkers 7 verbunden ist und von der ein wei
terer Eingang den invertierten Wert des Einspritz-Steuer
signales IN empfängt.
Der RÜCKSETZ-Eingang R des Flip-Flops 38 ist mit dem in
vertierten Wert des Einspritz-Steuersignales IN verbun
den, während der Ausgang Q an den Gate-Anschluß eines
MOS-Transistors 42 angeschlossen ist, dessen Source-An
schluß geerdet und dessen Drain-Anschluß mit der Basis
des Umlauf-Transistors 26 verbunden ist. Der Ausgang des
Flip-Flops 38 ist über den Inverter 44 auch an den Gate-
Anschluß eines MOS-Transistors 45 angeschlossen, dessen
Source-Anschluß geerdet und dessen Drain-Anschluß mit dem
Ausgang des Differenzverstärkers 6 verbunden ist.
Der Ausgang Q des Flip-Flops 38 ist auch mit einem ersten
Eingang einer UND-Schaltung 46 verbunden, deren anderer
Eingang an den Ausgang des Flip-Flops 35 angeschlossen
ist. Über ein Verzögerungselement oder eine Zeitanpas
sungseinrichtung 47, z. B. von kapazitiver Bauart, wird
der Ausgang der Schaltung 46 mit einem Eingang einer
ODER-Schaltung 48 verbunden, von der ein zweiter Eingang
den invertierten Wert des Einspritz-Steuersignales IN
empfängt und von der ein dritter Eingang mit dem Ausgang
des Differenzverstärkers 7 verbunden ist. Schließlich ist
der Ausgang der ODER-Schaltung 48 an den RÜCKSETZ-Eingang
des Flip-Flop 35 angeschlossen.
Die Funktionsweise der Schaltung 1 soll nun mit Bezug auf
Fig. 4 beschrieben werden. Zu Beginn, wenn das Signal IN
niedrigen Pegel besitzt, sind das Flip-Flop 38 und über
die Schaltung 48 das Flip-Flop 35 zurückgesetzt, so daß
auch der Ausgang Q nierigen Pegel besitzt. Das Flip-Flop
50 ist über Schaltung 51 ebenso zurückgesetzt, so daß
sein Ausgang niedrigen Pegel besitzt, wodurch der Transi
stor 39 eingeschaltet wird und der Ausgang des Differenz
verstärker 7 auf niedrigem Pegel bleibt. Der Ausgang des
Differenzverstärkers 30 liegt auch auf niedrigem Pegel,
ferner ist der Schalter 2 geöffnet, so daß kein Strom
durch die Induktionsspule L fließt.
Sobald das Signal IN auf hohen Pegel geändert wird
(Zeitpunkt t0), schaltet der Differenzverstärker 30, so
daß der Transistor 33 und damit auch Transistor 22 einge
schaltet und der Schalter 2 geschlossen werden. Die In
duktionsspule L ist mit der Versorgungsspannung VCC und
mit Masse verbunden und beginnt einen ansteigenden Strom
zu leiten. Anfänglich (so lange der Spannungsabfall am
Widerstand 3 kleiner als V2 ist) liefert der Differenz
verstärker 4 ein Ausgangssignal mit hohem Pegel; aufgrund
des Spannungsabfalls am Basis-Emitter-Knotenpunkt des
Transistors 17 bleibt dieser abgeschaltet. Der Ausgang
des Differenzverstärkers 6 wird vom eingeschalteten Tran
sistor 45 auf niedrigem Pegel gehalten.
Wenn der Strom in der Induktionsspule L den Spitzenwert
IP erreicht (Zeitpunkt t1), schaltet der Differenzver
stärker 5 auf hohen Pegel, wodurch das Flip-Flop 35
schaltet und der Transistor 34 eingeschaltet, die Transi
storen 33 und 22 ausgeschaltet und der Schalter 2 geöff
net werden. Daraufhin steigt die Spannung VL an den Klem
men der Induktionsspule L schnell auf den Wert VCL an,
der gegeben ist durch:
VL = VCL = VCC+n · Vz+VBE20,
wobei VBE20 der Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transi
stors 20 ist; VZ die Durchbruchspannung jeder einzelnen
Zenerdiode 18 und n die Anzahl der Zenerdioden 18.
Durch das Schalten des Differenzverstärkers 5 schaltet
auch das Flip-Flop 50, das am Eingang S ein Signal mit
hohem Pegel empfängt und über den Inverter 40 den Transi
stor 39 sperrt, wodurch der Ausgang des Differenzverstär
kers 7, der dennoch auf niedrigem Pegel liegt, durchge
schaltet wird. Wenn die Spannung den Wert VCL erreicht,
werden die Zenerdioden 18 und die Basis-Emitter-Verbin
dung des Transistors 20 mit einem Vorspannungswert beauf
schlagt, derart, daß der Transistor 20 im direkten Be
reich und die Dioden 18 im Zenerbereich eingeschaltet
werden. Der Transistor 20 liefert an den Gate-Anschluß
des Transistors 2 einen Strom, derart, daß der Transistor
2 wieder eingeschaltet (geschlossen) wird. Der Widerstand
21 ist insbesondere so dimensioniert, daß der Vorspan
nungsstrom der Zenerdioden 18 und des Transistors 20 mit
Sicherheit fließt, während der Transistor 2 im Sätti
gungsbereich gehalten und die Spannung am Punkt A am Ab
fallen gehindert wird, wodurch die Zenerdioden 18 abge
schaltet und damit auch der Schalter 2 geschlossen wür
den. Der aus dem Transistor 20 und den Dioden 18 beste
hende Zweig hält die Spannung an den Klemmen der Indukti
onsspule L auf dem Wert VCL fest, so daß der Strom IL,
wie in Fig. 4 gezeigt (Intervall t1-t5), ständig abfällt.
Wenn der Strom IL den maximalen Haltewert IHMAX im Zeit
punkt t5 erreicht, schaltet der Differenzverstärker 4
seinen Ausgang auf hohen Pegel und schaltet den Steuer
transistor 16 und damit auch den Transistor 17 ein, wobei
dieser in den Sättigungsbereich übergeht. Dadurch werden
die zwischen dem Kollektor und dem Emitter angeschlosse
nen Dioden 18 i+1 bis 18n kurzgeschlossen, so daß die
Spannung an den Anschlüssen der Induktionssäule L auf
einen Wert VCL abgesenkt wird, der gegeben ist durch:
VCL′ = VCC+VBE20+i · Vz+VCE17,
wobei "i" der Anzahl der eingeschalteten Zenerdioden und
VCE17 dem Kollektor-Emitter-Spannungsabfall des Transi
stors 17 entspricht.
Die Induktionsspule L entlädt sich weiter, jedoch mit
langsamerer Geschwindigkeit und daher mit geringerer
Steilheit.
Diese Phase dauert bis zum Zeitpunkt t6, an dem der Dif
ferenzverstärker 7 die Spannung V3, entsprechend dem
Stromwert IHMIN, am Widerstand 3 feststellt und auf hohen
Pegel schaltet, wodurch das Flip-Flop 38 schaltet. Der
Ausgang Q des Flip-Flops 38 schaltet somit auf hohen Pe
gel, weshalb der Transistor 42 eingeschaltet wird. Da
durch wird die den PNP-Transistor 26 enthaltende Umlauf
schaltung freigegeben und der Transistor 45 abgeschaltet,
wodurch der Ausgang des Differenzverstärkers 6 freigege
ben wird und dennoch auf niedrigem Pegel bleibt. Über die
ODER-Schaltung 48 setzt das Signal mit hohem Pegel am
Ausgang des Differenzverstärkers 7 auch das Flip-Flop 35
zurück, dessen Ausgang Q auf niedrigen Pegel schaltet.
Dadurch werden der Transistor 34 abgeschaltet und der
Transistor 22 und der Schalter 2 eingeschaltet, so daß
der Strom in der Induktionsspule L ansteigt. Schließlich
setzt das Signal mit hohem Pegel am Ausgang des Diffe
renzverstärkers 7 das Flip-Flop 50 über die Schaltung 51
zurück, wodurch der Transistor 39 eingeschaltet wird und
so den Ausgang des Differenzverstärkers 7 weiterhin auf
niedrigem Pegel hält.
Der Strom in der Induktionsspule steigt deshalb weiterhin
an, bis er den Wert IHMAX (Zeitpunkt t7) erreicht, an dem
der Ausgang des Differenzverstärkers 6 auf hohen Pegel
schaltet, wodurch der Ausgang Q des Flip-Flops 35 wieder
auf hohen Pegel schaltet und die Transistoren 33, 22 und
den Schalter 2 abschaltet. Das Öffnen des Schalters 2
verursacht wiederum einen Spannungsanstieg am Punkt A,
der in diesem Fall weit genug ansteigt, um den PNP-Tran
sistor 26 auf Durchlaß zu schalten. Der Strom durch den
Transistor 26 nimmt ab; da aber die Spannung nicht aus
reicht, um die Umlaufschaltung mit dem Transistor 20 und
den Dioden 18 einzuschalten und daher der Schalter 2 ge
schlossen wird, fließt der Umlaufstrom nicht durch den
Widerstand 3. Da die Schaltung 46 zwei Signale mit hohem
Pegel empfängt, wird diese Phase durch das Schalten der
Zeitanpassungseinrichtung 47, die nach einer festgelegten
Zeitspanne (nötig zur Verminderung des Stromes IL unge
fähr auf den Wert IHMIN) das Flip-Flop 35 zurücksetzt und
damit den Transistor 34 abschaltet und den Schalter 2
schließt (Zeitpunkt t8), beendet.
Der Strom in der Induktionsspule L steigt deshalb wie
nach dem Zeitpunkt t6 wieder an wobei die Haltephase in
der Art fortgesetzt wird, daß die Induktionsspule L mit
einem Haltestrom versorgt wird, der zwischen den Werten
IHMAX und IHMIN pendelt, wodurch sichergestellt ist, daß
das Einspritzventil geöffnet bleibt.
Die Vorteile der Schaltung aus Fig. 1 gemäß der vorlie
genden Erfindung sind aus der oben beschriebenen Be
schreibung klar ersichtlich. Durch Anlegen einer vorgege
benen Umlaufspannung, deren Wert unter demjenigen der
Schnellabfall-Phase liegt, sofort nach der Schnellabfall-
Phase und bei Ausgang von einem Wert größer als IHMIN er
möglicht die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
die Reduzierung des Stromes auf vollständig kontrollierte
Weise. Dadurch wird der unkontrollierbare Bereich besei
tigt, der ansonsten die Zuverlässigkeit des Einspritz
steuerung-Schaltungssystems beeinträchtigen würde.
Außerdem verhindert die Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung, die sowohl einfach herzustellen ist als auch
leicht eingebaut werden kann, durch die Beseitigung der
Unterschwingphase ein ungewolltes Schließen des Ventils.
Schließlich besteht bei der Schaltung gemäß der vorlie
genden Erfindung die Möglichkeit, die Spannung in der Ab
fall- oder der langsamen Umlaufphase in Abhängigkeit von
der Last ohne Probleme durch die Veränderung der Anzahl
der kurzgeschlossenen Zenerdioden zu verändern.
Für den Fachmann ist offensichtlich, daß Veränderungen an
der hier beschriebenen und dargestellten Schaltung ge
macht werden können, ohne deshalb vom Bereich der vorlie
genden Erfindung abzuweichen. Insbesondere die Logik
schaltung 14 kann auf andere Weise ausgeführt werden,
wenn der Schalter 2 und die Umlaufzweige so gesteuert
werden, daß das Diagramm von Fig. 4 erhalten wird.
Claims (4)
1. Treiberschaltung für induktive Lasten (1), insbe
sondere für Kraftstoffeinspritzeinrichtungen, mit
einem in Reihe mit einer induktiven Last (L) ge schalteten Schalter (2);
einem zur induktiven Last (L) parallel geschalte ten ersten Stromumlaufzweig (18, 20) zur Aufrechterhal tung einer vorgegebenen Lastspannung (VCL), durch den ein schneller Abfall des Laststromes (IL) möglich ist;
einem zur induktiven Last (L) parallel geschalte ten zweiten Stromumlaufzweig (26), der ein langsames Ab fallen des Laststromes (IL) ermöglicht; und
einer Logik-Steuereinheit (14) zum Öffnen und Schließen des Schalters (2) und der Zweige (18, 20, 26), derart, daß die Last (L) mit einem Strom versorgt wird, der auf einen Spitzenwert (IP) ansteigt und dann auf einen niedrigeren Haltewert abfällt und um diesen oszil liert; dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (4, 16, 17) vorgesehen sind, mit denen die an der induktiven Last (L) anliegende und von dem ersten Zweig (18, 20) gelieferte Spannung während der Schnellabfall-Phase von dem vorgegebenen Wert (VCL) auf einen vorgegebenen niedrigeren Wert (VCL′) geändert wer den kann.
einem in Reihe mit einer induktiven Last (L) ge schalteten Schalter (2);
einem zur induktiven Last (L) parallel geschalte ten ersten Stromumlaufzweig (18, 20) zur Aufrechterhal tung einer vorgegebenen Lastspannung (VCL), durch den ein schneller Abfall des Laststromes (IL) möglich ist;
einem zur induktiven Last (L) parallel geschalte ten zweiten Stromumlaufzweig (26), der ein langsames Ab fallen des Laststromes (IL) ermöglicht; und
einer Logik-Steuereinheit (14) zum Öffnen und Schließen des Schalters (2) und der Zweige (18, 20, 26), derart, daß die Last (L) mit einem Strom versorgt wird, der auf einen Spitzenwert (IP) ansteigt und dann auf einen niedrigeren Haltewert abfällt und um diesen oszil liert; dadurch gekennzeichnet, daß Einrichtungen (4, 16, 17) vorgesehen sind, mit denen die an der induktiven Last (L) anliegende und von dem ersten Zweig (18, 20) gelieferte Spannung während der Schnellabfall-Phase von dem vorgegebenen Wert (VCL) auf einen vorgegebenen niedrigeren Wert (VCL′) geändert wer den kann.
2. Schaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeich
net, daß
der erste Umlaufzweig eine Anzahl spannungsge steuerter Spannungsquellen (18) umfaßt, und
die Einrichtungen zur Veränderung der Spannung eine Einrichtung (17) umfassen, die einige der gesteuer ten Quellen (18) kurzschließen.
der erste Umlaufzweig eine Anzahl spannungsge steuerter Spannungsquellen (18) umfaßt, und
die Einrichtungen zur Veränderung der Spannung eine Einrichtung (17) umfassen, die einige der gesteuer ten Quellen (18) kurzschließen.
3. Schaltung gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeich
net, daß
die gesteuerten Quellen (18) eine Anzahl von in Reihe geschalteten Zenerdioden (18 1, 18 2, . . ., 18 i, 18 i+1, . . ., 18 n) umfassen, und
die Einrichtung zum Kurzschließen einen Transi stor (17) umfaßt, dessen Emitteranschluß und dessen Kol lektoranschluß mit einem Anschluß (A) der induktiven Last (L) bzw. mit einem Punkt zwischen den Anschlüssen von zwei benachbarten Zenerdioden (18) verbunden sind, wobei der Steueranschluß des Transistors (17) an den Ausgang eines Differenzverstärkers (4) angeschlossen ist, von dem ein erster Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle (8) und ein zweiter Eingang mit einem Laststrom-Meßelement (3) verbunden ist.
die gesteuerten Quellen (18) eine Anzahl von in Reihe geschalteten Zenerdioden (18 1, 18 2, . . ., 18 i, 18 i+1, . . ., 18 n) umfassen, und
die Einrichtung zum Kurzschließen einen Transi stor (17) umfaßt, dessen Emitteranschluß und dessen Kol lektoranschluß mit einem Anschluß (A) der induktiven Last (L) bzw. mit einem Punkt zwischen den Anschlüssen von zwei benachbarten Zenerdioden (18) verbunden sind, wobei der Steueranschluß des Transistors (17) an den Ausgang eines Differenzverstärkers (4) angeschlossen ist, von dem ein erster Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle (8) und ein zweiter Eingang mit einem Laststrom-Meßelement (3) verbunden ist.
4. Treiberschaltung für induktive Lasten (1), insbe
sondere für Kraftstoffeinspritzeinrichtungen, im wesent
lichen wie hier beschrieben und erläutert mit Bezug auf
die beigefügten Zeichnungen.
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