JP3193016B2 - ゼロ交差検出を用いた変調装置及び方法 - Google Patents
ゼロ交差検出を用いた変調装置及び方法Info
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- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、符号分割多元接続
（Code Division Multiple Access：ＣＤＭＡ）システ
ムの帯域拡散装置及び方法に関する。
（Code Division Multiple Access：ＣＤＭＡ）システ
ムの帯域拡散装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１は従来の帯域拡散装置であって、Ｏ
ＱＰＳＫ（Offset Quadrature PhaseShift Keying）方
式のＤＳ／ＣＤＭＡ（Direct Sequence／ＣＤＭＡ）の
構造を示している。
ＱＰＳＫ（Offset Quadrature PhaseShift Keying）方
式のＤＳ／ＣＤＭＡ（Direct Sequence／ＣＤＭＡ）の
構造を示している。
【０００３】図１を参照すると、ＤＩ（ｔ）はＩチャネ
ル（又はI-arm）入力データであり、ＤＱ（ｔ）はＱチ
ャネル（又はQ-arm）入力データである。乗算器１０５
は、ＤＩ（ｔ）に直交符号ＷＩ（ｔ）を乗算して直交変
調し、乗算器１０６は、ＤＱ（ｔ）に直交符号ＷＱ
（ｔ）を乗算して直交変調する。直交変調されたＩチャ
ネル信号（In-phase信号）及びＱチャネル信号（Quadra
ture-phase信号）は各々利得調整器１０７、１０８で利
得調整されて拡散器に送られる。
ル（又はI-arm）入力データであり、ＤＱ（ｔ）はＱチ
ャネル（又はQ-arm）入力データである。乗算器１０５
は、ＤＩ（ｔ）に直交符号ＷＩ（ｔ）を乗算して直交変
調し、乗算器１０６は、ＤＱ（ｔ）に直交符号ＷＱ
（ｔ）を乗算して直交変調する。直交変調されたＩチャ
ネル信号（In-phase信号）及びＱチャネル信号（Quadra
ture-phase信号）は各々利得調整器１０７、１０８で利
得調整されて拡散器に送られる。
【０００４】拡散器は乗算器１１１〜１１４からなる。
乗算器１１１は利得調整器１０７の出力にＩチャネル拡
散シーケンスＰＩ（ｔ）を乗算し、乗算器１１２は、利
得調整器１０８の出力にＩチャネル拡散シーケンスＰＩ
（ｔ）を乗算し、乗算器１１３は利得調整器１０８の出
力にＱチャネル拡散シーケンスＰＱ（ｔ）を乗算し、乗
算器１１４は利得調整器１０７の出力にＱチャネル拡散
シーケンスＰＱ（ｔ）の出力を乗算する。次いで減算器
１１５は、乗算器１１１の出力から乗算器１１３の出力
を減算してＩチャネルの拡散信号ＸＩ（ｔ）を生成し、
加算器１１６は、乗算器１１２の出力と乗算器１１４の
出力とを加算してＱチャネルの拡散信号ＸＱ（ｔ）を生
成する。即ちこの拡散器は、乗算器１１１、１１３の出
力信号の差をＩチャネルの信号ＸＩ（ｔ）とし、乗算器
１１２、１１４の出力信号の和をＱチャネルの信号ＸＱ
（ｔ）とする。
乗算器１１１は利得調整器１０７の出力にＩチャネル拡
散シーケンスＰＩ（ｔ）を乗算し、乗算器１１２は、利
得調整器１０８の出力にＩチャネル拡散シーケンスＰＩ
（ｔ）を乗算し、乗算器１１３は利得調整器１０８の出
力にＱチャネル拡散シーケンスＰＱ（ｔ）を乗算し、乗
算器１１４は利得調整器１０７の出力にＱチャネル拡散
シーケンスＰＱ（ｔ）の出力を乗算する。次いで減算器
１１５は、乗算器１１１の出力から乗算器１１３の出力
を減算してＩチャネルの拡散信号ＸＩ（ｔ）を生成し、
加算器１１６は、乗算器１１２の出力と乗算器１１４の
出力とを加算してＱチャネルの拡散信号ＸＱ（ｔ）を生
成する。即ちこの拡散器は、乗算器１１１、１１３の出
力信号の差をＩチャネルの信号ＸＩ（ｔ）とし、乗算器
１１２、１１４の出力信号の和をＱチャネルの信号ＸＱ
（ｔ）とする。
【０００５】ＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭＡシステム
では、拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）をＦＩＲろ波
器（Finite Impulse Response filter）１２０、１２１
でろ波する前に、拡散信号ＸＱ（ｔ）を遅延器１１９を
通じて１／２チップ遅延させる。拡散信号ＸＩ（ｔ）は
ＦＩＲろ波器１２０でＩチャネル送信信号ＳＩ（ｔ）に
変換され、拡散信号ＸＱ（ｔ）は、遅延器１１９で１／
２チップ遅延された後、ＦＩＲろ波器１２１でＱチャネ
ル送信信号ＳＱ（ｔ）に変換される。
では、拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）をＦＩＲろ波
器（Finite Impulse Response filter）１２０、１２１
でろ波する前に、拡散信号ＸＱ（ｔ）を遅延器１１９を
通じて１／２チップ遅延させる。拡散信号ＸＩ（ｔ）は
ＦＩＲろ波器１２０でＩチャネル送信信号ＳＩ（ｔ）に
変換され、拡散信号ＸＱ（ｔ）は、遅延器１１９で１／
２チップ遅延された後、ＦＩＲろ波器１２１でＱチャネ
ル送信信号ＳＱ（ｔ）に変換される。
【０００６】このような構造の従来の帯域拡散装置は、
Ｑチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を１／２チップ遅延させ
て拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）のゼロ交差の発生
を防止することにより、送信信号ＳＩ（ｔ）及びＳＱ
（ｔ）のゼロ交差を避ける。ゼロ交差を避けることによ
って、ＦＩＲろ波された信号が後段の電力増幅器のよう
な非線形回路で増幅される際のサイドローブ（sidelob
e）を低減できる。
Ｑチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を１／２チップ遅延させ
て拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）のゼロ交差の発生
を防止することにより、送信信号ＳＩ（ｔ）及びＳＱ
（ｔ）のゼロ交差を避ける。ゼロ交差を避けることによ
って、ＦＩＲろ波された信号が後段の電力増幅器のよう
な非線形回路で増幅される際のサイドローブ（sidelob
e）を低減できる。
【０００７】しかしＣＤＭＡシステムは、直交符号を用
いて使用者チャネルを変調する。この場合、Ｉチャネル
とＱチャネル信号の直交性を保つために、２つのチャネ
ル信号の時間及び位相が一致しなければならない。従っ
て、図１のようなＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭＡシス
テムは、位相差をつけないＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭ
Ａシステムと違って、Ｉチャネル信号ＸＩ（ｔ）とＱチ
ャネル信号ＸＱ（ｔ）との直交性を保つことができず位
相エラーを起こす。即ち、ＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤ
ＭＡシステムの出力信号が受信側で復調される場合、チ
ャネル雑音がないにもかかわらず、Ｉチャネル信号とＱ
チャネル信号との間の完全な直交性が保たれないため、
相互干渉によって位相エラーが生じ、システムの性能が
劣化する。
いて使用者チャネルを変調する。この場合、Ｉチャネル
とＱチャネル信号の直交性を保つために、２つのチャネ
ル信号の時間及び位相が一致しなければならない。従っ
て、図１のようなＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭＡシス
テムは、位相差をつけないＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭ
Ａシステムと違って、Ｉチャネル信号ＸＩ（ｔ）とＱチ
ャネル信号ＸＱ（ｔ）との直交性を保つことができず位
相エラーを起こす。即ち、ＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤ
ＭＡシステムの出力信号が受信側で復調される場合、チ
ャネル雑音がないにもかかわらず、Ｉチャネル信号とＱ
チャネル信号との間の完全な直交性が保たれないため、
相互干渉によって位相エラーが生じ、システムの性能が
劣化する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、ＣＤ
ＭＡ通信システムで送信信号間の直交性を安定して維持
できる帯域拡散装置及び方法を提供することにある。
ＭＡ通信システムで送信信号間の直交性を安定して維持
できる帯域拡散装置及び方法を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
る本発明は、第１及び第２入力信号を直交変調して帯域
拡散させるＣＤＭＡシステムの変調装置において、帯域
拡散後の第１入力信号と第２入力信号との間のゼロ交差
を検出するゼロ交差検出器と、帯域拡散後の第１入力信
号を遅延する第１遅延器と、帯域拡散後の第２入力信号
を第１遅延器の遅延量とは異なる量遅延する第２遅延器
と、ゼロ交差検査器によるゼロ交差検出時に第１及び第
２遅延器の出力を第１チャネル及び第２チャネルの信号
として選択し、ゼロ交差を検出しないと帯域拡散後の第
１及び第２入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの
信号として選択する選択器と、を備えることを特徴とす
る。この場合たとえば、その第１入力信号がインフェー
ズチャネルであり、第２入力信号がクォードラチャーフ
ェーズチャネルである。
る本発明は、第１及び第２入力信号を直交変調して帯域
拡散させるＣＤＭＡシステムの変調装置において、帯域
拡散後の第１入力信号と第２入力信号との間のゼロ交差
を検出するゼロ交差検出器と、帯域拡散後の第１入力信
号を遅延する第１遅延器と、帯域拡散後の第２入力信号
を第１遅延器の遅延量とは異なる量遅延する第２遅延器
と、ゼロ交差検査器によるゼロ交差検出時に第１及び第
２遅延器の出力を第１チャネル及び第２チャネルの信号
として選択し、ゼロ交差を検出しないと帯域拡散後の第
１及び第２入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの
信号として選択する選択器と、を備えることを特徴とす
る。この場合たとえば、その第１入力信号がインフェー
ズチャネルであり、第２入力信号がクォードラチャーフ
ェーズチャネルである。
【００１０】あるいは、第１及び第２入力信号を直交変
調して帯域拡散させるＣＤＭＡシステムの変調装置にお
いて、帯域拡散後の第１入力信号と第２入力信号との間
のゼロ交差を検出するゼロ交差検出器と、帯域拡散後の
第１入力信号を遅延する遅延器と、ゼロ交差検査器によ
るゼロ交差検出時に遅延器の出力及び帯域拡散後の第２
入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの信号として
選択し、ゼロ交差を検出しないと帯域拡散後の第１及び
第２入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの信号と
して選択する選択器と、を備えることを特徴とする。こ
の場合、その第１入力信号が、インフェーズチャネル又
はクォードラチャーフェーズチャネルのいずれかであ
る。
調して帯域拡散させるＣＤＭＡシステムの変調装置にお
いて、帯域拡散後の第１入力信号と第２入力信号との間
のゼロ交差を検出するゼロ交差検出器と、帯域拡散後の
第１入力信号を遅延する遅延器と、ゼロ交差検査器によ
るゼロ交差検出時に遅延器の出力及び帯域拡散後の第２
入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの信号として
選択し、ゼロ交差を検出しないと帯域拡散後の第１及び
第２入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの信号と
して選択する選択器と、を備えることを特徴とする。こ
の場合、その第１入力信号が、インフェーズチャネル又
はクォードラチャーフェーズチャネルのいずれかであ
る。
【００１１】また、本発明によれば、ＣＤＭＡシステム
の帯域拡散装置において、直交変調した第１入力信号及
び第２入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合し
て第１拡散信号及び第２拡散信号を生成する拡散器と、
第１拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出し
てゼロ交差検出信号を出力するゼロ交差検出器と、第１
拡散信号をスタガリングする第１遅延器と、第２拡散信
号を第１遅延器のスタガリング量とは異なる量スタガリ
ングする第２遅延器と、ゼロ交差検出信号に従い、ゼロ
交差が検出される場合には第１遅延器による第１スタガ
リング信号を選択し、ゼロ交差が検出されない場合には
第１拡散信号を選択する第１選択器と、ゼロ交差検出信
号に従い、ゼロ交差が検出される場合には第２遅延器に
よる第２スタガリング信号を選択し、ゼロ交差が検出さ
れない場合には第２拡散信号を選択する第２選択器と、
を備えることを特徴とする。この場合、第１遅延器と第
２遅延器のスタガリング量は異なり、第１拡散信号と第
２拡散信号との位相差を１／２チップにするとゼロ交差
防止に最もよい。そしてたとえば、第１入力信号がイン
フェーズチャネルであり、第２入力信号がクォードラチ
ャーフェーズチャネルである。
の帯域拡散装置において、直交変調した第１入力信号及
び第２入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合し
て第１拡散信号及び第２拡散信号を生成する拡散器と、
第１拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出し
てゼロ交差検出信号を出力するゼロ交差検出器と、第１
拡散信号をスタガリングする第１遅延器と、第２拡散信
号を第１遅延器のスタガリング量とは異なる量スタガリ
ングする第２遅延器と、ゼロ交差検出信号に従い、ゼロ
交差が検出される場合には第１遅延器による第１スタガ
リング信号を選択し、ゼロ交差が検出されない場合には
第１拡散信号を選択する第１選択器と、ゼロ交差検出信
号に従い、ゼロ交差が検出される場合には第２遅延器に
よる第２スタガリング信号を選択し、ゼロ交差が検出さ
れない場合には第２拡散信号を選択する第２選択器と、
を備えることを特徴とする。この場合、第１遅延器と第
２遅延器のスタガリング量は異なり、第１拡散信号と第
２拡散信号との位相差を１／２チップにするとゼロ交差
防止に最もよい。そしてたとえば、第１入力信号がイン
フェーズチャネルであり、第２入力信号がクォードラチ
ャーフェーズチャネルである。
【００１２】さらに本発明では、ＣＤＭＡシステムの帯
域拡散装置において、直交変調した第１入力信号と第２
入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合させて第
１拡散信号及び第２拡散信号を生成する拡散器と、第１
拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出してゼ
ロ交差検出信号を出力するゼロ交差検出器と、第１拡散
信号をスタガリングする遅延器と、ゼロ交差検出信号に
従い、ゼロ交差が検出される場合には遅延器によるスタ
ガリング信号を選択し、ゼロ交差が検出されない場合に
は第１拡散信号を選択する選択器と、を備えることを特
徴とする。その遅延器は、第１拡散信号と第２拡散信号
との位相差を１／２チップにするものであるとゼロ交差
防止に最もよい。この場合、第１入力信号がインフェー
ズチャネル又はクォードラチャーフェーズチャネルのい
ずれかである。
域拡散装置において、直交変調した第１入力信号と第２
入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合させて第
１拡散信号及び第２拡散信号を生成する拡散器と、第１
拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出してゼ
ロ交差検出信号を出力するゼロ交差検出器と、第１拡散
信号をスタガリングする遅延器と、ゼロ交差検出信号に
従い、ゼロ交差が検出される場合には遅延器によるスタ
ガリング信号を選択し、ゼロ交差が検出されない場合に
は第１拡散信号を選択する選択器と、を備えることを特
徴とする。その遅延器は、第１拡散信号と第２拡散信号
との位相差を１／２チップにするものであるとゼロ交差
防止に最もよい。この場合、第１入力信号がインフェー
ズチャネル又はクォードラチャーフェーズチャネルのい
ずれかである。
【００１３】そして、本発明では、ＣＤＭＡシステムの
帯域拡散方法において、直交変調した第１入力信号及び
第２入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合して
第１拡散信号及び第２拡散信号を生成する過程と、第１
拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出する過
程と、第１拡散信号をスタガリングする過程と、ゼロ交
差を検出したときに第１拡散信号のスタガリング信号及
び第２拡散信号を選択し、ゼロ交差を検出しないときに
第１及び第２拡散信号を選択して出力する過程と、を含
むことを特徴とする。この場合、第１拡散信号のスタガ
リング信号と第２拡散信号との位相差を１／２チップに
するとゼロ交差防止に最もよい。また、第１拡散信号
は、インフェーズチャネル又はクォードラチャーフェー
ズチャネルのいずれかである。
帯域拡散方法において、直交変調した第１入力信号及び
第２入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合して
第１拡散信号及び第２拡散信号を生成する過程と、第１
拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出する過
程と、第１拡散信号をスタガリングする過程と、ゼロ交
差を検出したときに第１拡散信号のスタガリング信号及
び第２拡散信号を選択し、ゼロ交差を検出しないときに
第１及び第２拡散信号を選択して出力する過程と、を含
むことを特徴とする。この場合、第１拡散信号のスタガ
リング信号と第２拡散信号との位相差を１／２チップに
するとゼロ交差防止に最もよい。また、第１拡散信号
は、インフェーズチャネル又はクォードラチャーフェー
ズチャネルのいずれかである。
【００１４】あるいは本発明では、ＣＤＭＡシステムの
帯域拡散方法において、直交変調した第１入力信号及び
第２入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合して
第１拡散信号及び第２拡散信号を生成する過程と、第１
拡散信号及び第２拡散信号を異なるスタガリング量でス
タガリングする過程と、第１拡散信号と第２拡散信号と
の間のゼロ交差を検出する過程と、ゼロ交差を検出した
ときに第１及び第２拡散信号の各スタガリング信号を選
択し、ゼロ交差を検出しないときに第１及び第２拡散信
号を選択して出力する過程と、を含むことを特徴とす
る。この場合、第１拡散信号と第２拡散信号のスタガリ
ング量が異なり、第１拡散信号のスタガリング信号と第
２拡散信号のスタガリング信号の位相差を１／２チップ
にするとゼロ交差防止に最もよい。またたとえば、第１
拡散信号はインフェーズチャネルであり、第２拡散信号
はクォードラチャーフェーズチャネルである。
帯域拡散方法において、直交変調した第１入力信号及び
第２入力信号を各々対応する拡散シーケンスと結合して
第１拡散信号及び第２拡散信号を生成する過程と、第１
拡散信号及び第２拡散信号を異なるスタガリング量でス
タガリングする過程と、第１拡散信号と第２拡散信号と
の間のゼロ交差を検出する過程と、ゼロ交差を検出した
ときに第１及び第２拡散信号の各スタガリング信号を選
択し、ゼロ交差を検出しないときに第１及び第２拡散信
号を選択して出力する過程と、を含むことを特徴とす
る。この場合、第１拡散信号と第２拡散信号のスタガリ
ング量が異なり、第１拡散信号のスタガリング信号と第
２拡散信号のスタガリング信号の位相差を１／２チップ
にするとゼロ交差防止に最もよい。またたとえば、第１
拡散信号はインフェーズチャネルであり、第２拡散信号
はクォードラチャーフェーズチャネルである。
【００１５】
【発明の実施の形態】本発明の実施形態によるＯＱＰＳ
Ｋ方式のＤＳ／ＣＤＭＡシステムは、Ｉチャネル信号と
Ｑチャネル信号との直交性を最大限に維持して位相エラ
ーを最小化し、かつゼロ交差を避け、サイドローブの増
大を防止する。このため、本発明の実施形態では、帯域
拡散した信号のゼロ交差の発生を検出し、ゼロ交差を検
出しない場合は、拡散したＩチャネル信号及びＱチャネ
ル信号をそのまま出力し、ゼロ交差が発生する場合は、
拡散されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をランダ
ムにスタガリングしてゼロ交差を避け、送信信号間の直
交性を最大限に保つ。
Ｋ方式のＤＳ／ＣＤＭＡシステムは、Ｉチャネル信号と
Ｑチャネル信号との直交性を最大限に維持して位相エラ
ーを最小化し、かつゼロ交差を避け、サイドローブの増
大を防止する。このため、本発明の実施形態では、帯域
拡散した信号のゼロ交差の発生を検出し、ゼロ交差を検
出しない場合は、拡散したＩチャネル信号及びＱチャネ
ル信号をそのまま出力し、ゼロ交差が発生する場合は、
拡散されたＩチャネル信号及びＱチャネル信号をランダ
ムにスタガリングしてゼロ交差を避け、送信信号間の直
交性を最大限に保つ。
【００１６】以下の説明において、‘遅延’とは、信号
を正の方向（＋方向）に前進させる場合及び負の方向
（−方向）に遅延させる場合の両方を指し、‘ランダム
スタガリング’は‘遅延’と同一な意味として用いる。
また、‘ランダムスタガ’は遅延器と同じ機能を持つ。
を正の方向（＋方向）に前進させる場合及び負の方向
（−方向）に遅延させる場合の両方を指し、‘ランダム
スタガリング’は‘遅延’と同一な意味として用いる。
また、‘ランダムスタガ’は遅延器と同じ機能を持つ。
【００１７】図２は本発明のＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／Ｃ
ＤＭＡシステムの帯域拡散装置であって、ＤＩ（ｔ）、
ＤＱ（ｔ）はそれぞれＩチャネル、Ｑチャネルの入力信
号である。直交符号発生器２１１、２２１は、Ｉチャネ
ルの直交符号ＷＩ（ｔ）及びＱチャネルの直交符号ＷＱ
（ｔ）を生成する。本実施形態では直交符号としてウォ
ルシ符号（walsh code）を用いる。乗算器２１３、２２
３は直交変調器として機能し、乗算器２１３でＩチャネ
ル入力信号ＤＩ（ｔ）に直交符号ＷＩ（ｔ）を乗算して
直交変調したＤＩ（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）を生成し、乗算器
２２３でＱチャネル入力信号ＤＱ（ｔ）に直交符号ＷＱ
（ｔ）を乗算して直交変調したＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）
を生成する。利得調整器２１５は、乗算器２１３から出
力される直交変調されたＩチャネル信号の利得を調整
し、利得調整器２２５は、乗算器２２３から出力される
直交変調されたＱチャネル信号の利得を調整する。
ＤＭＡシステムの帯域拡散装置であって、ＤＩ（ｔ）、
ＤＱ（ｔ）はそれぞれＩチャネル、Ｑチャネルの入力信
号である。直交符号発生器２１１、２２１は、Ｉチャネ
ルの直交符号ＷＩ（ｔ）及びＱチャネルの直交符号ＷＱ
（ｔ）を生成する。本実施形態では直交符号としてウォ
ルシ符号（walsh code）を用いる。乗算器２１３、２２
３は直交変調器として機能し、乗算器２１３でＩチャネ
ル入力信号ＤＩ（ｔ）に直交符号ＷＩ（ｔ）を乗算して
直交変調したＤＩ（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）を生成し、乗算器
２２３でＱチャネル入力信号ＤＱ（ｔ）に直交符号ＷＱ
（ｔ）を乗算して直交変調したＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）
を生成する。利得調整器２１５は、乗算器２１３から出
力される直交変調されたＩチャネル信号の利得を調整
し、利得調整器２２５は、乗算器２２３から出力される
直交変調されたＱチャネル信号の利得を調整する。
【００１８】ＰＮ（Pseudo-random Noise）シーケンス
発生器２１７、２２７は、ＩチャネルのＰＮシーケンス
ＰＩ（ｔ）及びＱチャネルのＰＮシーケンスＰＱ（ｔ）
を生成する。拡散器２３０は、利得調整器２１５、２２
５から出力されるＩチャネル及びＱチャネルの直交変調
信号にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）及びＰＱ（ｔ）を乗算
して帯域拡散する。この拡散器２３０において、乗算器
２３１は、利得調整器２１５から出力されるＩチャネル
の直交変調信号ＤＩ（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）にＰＮシーケン
スＰＩ（ｔ）を乗算してＤＩ（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＩ
（ｔ）を生成する。乗算器２３２は、利得調整器２２５
から出力されるＱチャネルの直交変調信号ＤＱ（ｔ）＊
ＷＱ（ｔ）にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）を乗算してＤＱ
（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊ＰＩ（ｔ）を生成する。乗算器２
２３は、利得調整器２２５から出力されるＱチャネルの
直交変調信号ＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）にＰＮシーケンス
ＰＱ（ｔ）を乗算してＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊ＰＱ
（ｔ）を生成する。乗算器２３４は、利得調整器２１５
から出力されるＩチャネルの直交変調信号ＤＩ（ｔ）＊
ＷＩ（ｔ）にＰＮシーケンスＰＱ（ｔ）を乗算してＤＩ
（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＱ（ｔ）を生成する。減算器２
３５は、乗算器２３１の出力から乗算器２３３の出力を
減算してＩチャネルの拡散信号ＸＩ（ｔ）＝ＤＩ（ｔ）
＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＩ（ｔ）−ＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊
ＰＱ（ｔ）を生成する。加算器２３６は、乗算器２３
２、２３４の出力を加算してＱチャネルの拡散信号ＸＱ
（ｔ）＝ＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊ＰＩ（ｔ）＋ＤＩ
（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＱ（ｔ）を生成する。
発生器２１７、２２７は、ＩチャネルのＰＮシーケンス
ＰＩ（ｔ）及びＱチャネルのＰＮシーケンスＰＱ（ｔ）
を生成する。拡散器２３０は、利得調整器２１５、２２
５から出力されるＩチャネル及びＱチャネルの直交変調
信号にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）及びＰＱ（ｔ）を乗算
して帯域拡散する。この拡散器２３０において、乗算器
２３１は、利得調整器２１５から出力されるＩチャネル
の直交変調信号ＤＩ（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）にＰＮシーケン
スＰＩ（ｔ）を乗算してＤＩ（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＩ
（ｔ）を生成する。乗算器２３２は、利得調整器２２５
から出力されるＱチャネルの直交変調信号ＤＱ（ｔ）＊
ＷＱ（ｔ）にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）を乗算してＤＱ
（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊ＰＩ（ｔ）を生成する。乗算器２
２３は、利得調整器２２５から出力されるＱチャネルの
直交変調信号ＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）にＰＮシーケンス
ＰＱ（ｔ）を乗算してＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊ＰＱ
（ｔ）を生成する。乗算器２３４は、利得調整器２１５
から出力されるＩチャネルの直交変調信号ＤＩ（ｔ）＊
ＷＩ（ｔ）にＰＮシーケンスＰＱ（ｔ）を乗算してＤＩ
（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＱ（ｔ）を生成する。減算器２
３５は、乗算器２３１の出力から乗算器２３３の出力を
減算してＩチャネルの拡散信号ＸＩ（ｔ）＝ＤＩ（ｔ）
＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＩ（ｔ）−ＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊
ＰＱ（ｔ）を生成する。加算器２３６は、乗算器２３
２、２３４の出力を加算してＱチャネルの拡散信号ＸＱ
（ｔ）＝ＤＱ（ｔ）＊ＷＱ（ｔ）＊ＰＩ（ｔ）＋ＤＩ
（ｔ）＊ＷＩ（ｔ）＊ＰＱ（ｔ）を生成する。
【００１９】ゼロ交差検出器（zero-crossing detecto
r）２４１は、拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）とのゼ
ロ交差を検出し、その結果から信号ＺＣを生成する。第
１ランダムスタガ２４３は、Ｉチャネル拡散信号ＸＩ
（ｔ）を所定チップ遅延する。第２ランダムスタガ２４
５は、Ｑチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を所定チップ遅延
する。選択器２４７の第１入力端子ＡにはＩチャネル拡
散信号ＸＩ（ｔ）が入力され、第２入力端子Ｂには第１
ランダムスタガ２４３の出力が入力され、選択端子Ｓに
は信号ＺＣが入力される。この選択器２４７は、ゼロ交
差検出信号ＺＣがゼロ交差を検出しないときにＩチャネ
ル拡散信号ＸＩ（ｔ）を選択し、ゼロ交差を検出すると
第１ランダムスタガ２４３の出力を選択して出力する。
選択器２４９の第１入力端子ＡにはＱチャネル拡散信号
ＸＱ（ｔ）が入力され、第２入力端子Ｂには第２ランダ
ムスタガ２４５の出力が入力され、選択端子Ｓには信号
ＺＣが入力される。この選択器２４９は、ゼロ交差検出
信号ＺＣがゼロ交差を検出しないときにＱチャネル拡散
信号ＸＱ（ｔ）を選択し、ゼロ交差を検出すると第２ラ
ンダムスタガ２４５の出力を選択して出力する。
r）２４１は、拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）とのゼ
ロ交差を検出し、その結果から信号ＺＣを生成する。第
１ランダムスタガ２４３は、Ｉチャネル拡散信号ＸＩ
（ｔ）を所定チップ遅延する。第２ランダムスタガ２４
５は、Ｑチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を所定チップ遅延
する。選択器２４７の第１入力端子ＡにはＩチャネル拡
散信号ＸＩ（ｔ）が入力され、第２入力端子Ｂには第１
ランダムスタガ２４３の出力が入力され、選択端子Ｓに
は信号ＺＣが入力される。この選択器２４７は、ゼロ交
差検出信号ＺＣがゼロ交差を検出しないときにＩチャネ
ル拡散信号ＸＩ（ｔ）を選択し、ゼロ交差を検出すると
第１ランダムスタガ２４３の出力を選択して出力する。
選択器２４９の第１入力端子ＡにはＱチャネル拡散信号
ＸＱ（ｔ）が入力され、第２入力端子Ｂには第２ランダ
ムスタガ２４５の出力が入力され、選択端子Ｓには信号
ＺＣが入力される。この選択器２４９は、ゼロ交差検出
信号ＺＣがゼロ交差を検出しないときにＱチャネル拡散
信号ＸＱ（ｔ）を選択し、ゼロ交差を検出すると第２ラ
ンダムスタガ２４５の出力を選択して出力する。
【００２０】ＦＩＲろ波器２５１は、選択器２４７の出
力をＦＩＲろ波して送信信号ＳＩ（ｔ）を出力する。Ｆ
ＩＲろ波器２５３は選択器２４９の出力をＦＩＲろ波し
て送信信号ＳＱ（ｔ）を出力する。
力をＦＩＲろ波して送信信号ＳＩ（ｔ）を出力する。Ｆ
ＩＲろ波器２５３は選択器２４９の出力をＦＩＲろ波し
て送信信号ＳＱ（ｔ）を出力する。
【００２１】図２において、乗算器２１３はＩチャネル
入力信号ＤＩ（ｔ）に直交符号ＷＩ（ｔ）をかけて直交
変調し、乗算器２２３はＱチャネル入力信号ＤＱ（ｔ）
に直交符号ＷＱ（ｔ）をかけて直交変調する。直交変調
されたＩチャネル及びＱチャネル信号は、利得調整器２
１５、２２５で利得調整された後、拡散器２３０で拡散
されてＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）として出力される。
入力信号ＤＩ（ｔ）に直交符号ＷＩ（ｔ）をかけて直交
変調し、乗算器２２３はＱチャネル入力信号ＤＱ（ｔ）
に直交符号ＷＱ（ｔ）をかけて直交変調する。直交変調
されたＩチャネル及びＱチャネル信号は、利得調整器２
１５、２２５で利得調整された後、拡散器２３０で拡散
されてＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）として出力される。
【００２２】この拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）の
生成過程は以下のようである。まず、乗算器２３１は利
得調整器２１５から出力されるＩチャネルの直交変調信
号にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）を乗算して拡散信号を生
成し、乗算器２３３は利得調整器２２５から出力される
Ｑチャネルの直交変調信号にＰＮシーケンスＰＱ（ｔ）
を乗算して拡散信号を生成する。減算器２３５は、乗算
器２３１、２３３から出力される拡散信号の差を求めて
Ｉチャネルの拡散信号ＸＩ（ｔ）を生成する。また、乗
算器２３２は利得調整器２２５から出力されるＱチャネ
ルの直交変調信号にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）を乗算し
て拡散信号を生成し、乗算器２３４は利得調整器２１５
から出力されるＩチャネルの直交変調信号にＰＮシーケ
ンスＰＱ（ｔ）を乗算して拡散信号を生成する。加算器
２３６は乗算器２３２、２３４から出力される拡散信号
を加算してＱチャネルの拡散信号ＸＱ（ｔ）を生成す
る。
生成過程は以下のようである。まず、乗算器２３１は利
得調整器２１５から出力されるＩチャネルの直交変調信
号にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）を乗算して拡散信号を生
成し、乗算器２３３は利得調整器２２５から出力される
Ｑチャネルの直交変調信号にＰＮシーケンスＰＱ（ｔ）
を乗算して拡散信号を生成する。減算器２３５は、乗算
器２３１、２３３から出力される拡散信号の差を求めて
Ｉチャネルの拡散信号ＸＩ（ｔ）を生成する。また、乗
算器２３２は利得調整器２２５から出力されるＱチャネ
ルの直交変調信号にＰＮシーケンスＰＩ（ｔ）を乗算し
て拡散信号を生成し、乗算器２３４は利得調整器２１５
から出力されるＩチャネルの直交変調信号にＰＮシーケ
ンスＰＱ（ｔ）を乗算して拡散信号を生成する。加算器
２３６は乗算器２３２、２３４から出力される拡散信号
を加算してＱチャネルの拡散信号ＸＱ（ｔ）を生成す
る。
【００２３】本発明のＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭＡ
装置では、拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）をＦＩＲ
ろ波する前に、拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）とのゼ
ロ交差を検出し、ゼロ交差を検出するとＯＱＰＳＫ方式
で変調を行う。拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）との間
にゼロ交差を検出すると、ＯＱＰＳＫ方式で変調を行っ
てＩチャネル信号とＱチャネル信号との間に１／２チッ
プの位相差を設けることによって、Ｉチャネルの送信信
号ＳＩ（ｔ）とＱチャネルの送信信号ＳＱ（ｔ）との間
のゼロ交差を防止できる。逆に、拡散信号ＸＩ（ｔ）と
ＸＱ（ｔ）との間にゼロ交差を検出しないと、ＱＰＳＫ
方式で変調を行ってＩチャネル信号とＱチャネル信号と
の直交性を最大限に維持し、位相エラーを最小化する。
装置では、拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）をＦＩＲ
ろ波する前に、拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）とのゼ
ロ交差を検出し、ゼロ交差を検出するとＯＱＰＳＫ方式
で変調を行う。拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）との間
にゼロ交差を検出すると、ＯＱＰＳＫ方式で変調を行っ
てＩチャネル信号とＱチャネル信号との間に１／２チッ
プの位相差を設けることによって、Ｉチャネルの送信信
号ＳＩ（ｔ）とＱチャネルの送信信号ＳＱ（ｔ）との間
のゼロ交差を防止できる。逆に、拡散信号ＸＩ（ｔ）と
ＸＱ（ｔ）との間にゼロ交差を検出しないと、ＱＰＳＫ
方式で変調を行ってＩチャネル信号とＱチャネル信号と
の直交性を最大限に維持し、位相エラーを最小化する。
【００２４】この時、ゼロ交差検出器２４１は、拡散信
号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）との間のゼロ交差の発生を検
出し、ゼロ交差を検出するとゼロ交差検出信号ＺＣ＝０
を出力し、システムはＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭＡ構
造になり、選択器２４７は拡散信号ＸＩ（ｔ）を選択
し、ＦＩＲろ波器２５１は拡散信号ＸＩ（ｔ）をろ波し
て送信信号ＳＩ（ｔ）を出力し、選択器２４９は拡散信
号ＸＱ（ｔ）を選択し、ＦＩＲろ波器２５３は拡散信号
ＸＱ（ｔ）をろ波して送信信号ＳＱ（ｔ）を出力する。
号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）との間のゼロ交差の発生を検
出し、ゼロ交差を検出するとゼロ交差検出信号ＺＣ＝０
を出力し、システムはＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭＡ構
造になり、選択器２４７は拡散信号ＸＩ（ｔ）を選択
し、ＦＩＲろ波器２５１は拡散信号ＸＩ（ｔ）をろ波し
て送信信号ＳＩ（ｔ）を出力し、選択器２４９は拡散信
号ＸＱ（ｔ）を選択し、ＦＩＲろ波器２５３は拡散信号
ＸＱ（ｔ）をろ波して送信信号ＳＱ（ｔ）を出力する。
【００２５】図３〜図５は、図２のゼロ交差検出器２４
１の構成図である。図３は、拡散信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ
（ｔ）が２進数である場合のゼロ交差検出器であり、図
４は、拡散信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベル
である場合のゼロ交差検出器であり、図５は、拡散信号
ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベルで、拡散信号の
いずれかがゼロ値を有する場合のゼロ交差検出器であ
る。このようなゼロ交差検出器２４１は、拡散信号ＸＩ
（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がゼロ（０）点を交差するかを検出
し、ゼロ点を交差すると、ＺＣ＝１を出力し、ゼロ点を
交差しない場合は、ＺＣ＝０を出力する。
１の構成図である。図３は、拡散信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ
（ｔ）が２進数である場合のゼロ交差検出器であり、図
４は、拡散信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベル
である場合のゼロ交差検出器であり、図５は、拡散信号
ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベルで、拡散信号の
いずれかがゼロ値を有する場合のゼロ交差検出器であ
る。このようなゼロ交差検出器２４１は、拡散信号ＸＩ
（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がゼロ（０）点を交差するかを検出
し、ゼロ点を交差すると、ＺＣ＝１を出力し、ゼロ点を
交差しない場合は、ＺＣ＝０を出力する。
【００２６】図３に示すゼロ交差検出器２４１は、拡散
信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）が２進値のとき、ｎ−１番
目のＸＩ（ｎ−１）、ＸＱ（ｎ−１）とｎ番目のＸＩ
（ｎ）、ＸＱ（ｎ）のレベルが同時に変わる場合を検出
する。フリップフロップ３１１は、ＸＩ（ｎ）信号を１
クロック遅延してＸＩ（ｎ−１）の信号を出力し、フリ
ップフロップ３１３はＸＱ（ｎ）信号を１クロック遅延
してＸＱ（ｎ−１）を出力する。そして、ＸＯＲ（excl
usive ＯＲ）ゲート３１５は、ＸＩ（ｎ）とＸＩ（ｎ−
１）とをＸＯＲ演算して出力し、ＸＯＲゲート３１７
は、ＸＱ（ｎ）とＸＱ（ｎ−１）とをＸＯＲ演算して出
力し、ＡＮＤゲート３１９はＸＯＲゲート３１５，３１
７の出力をＡＮＤ演算してＺＣ信号を出力する。
信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）が２進値のとき、ｎ−１番
目のＸＩ（ｎ−１）、ＸＱ（ｎ−１）とｎ番目のＸＩ
（ｎ）、ＸＱ（ｎ）のレベルが同時に変わる場合を検出
する。フリップフロップ３１１は、ＸＩ（ｎ）信号を１
クロック遅延してＸＩ（ｎ−１）の信号を出力し、フリ
ップフロップ３１３はＸＱ（ｎ）信号を１クロック遅延
してＸＱ（ｎ−１）を出力する。そして、ＸＯＲ（excl
usive ＯＲ）ゲート３１５は、ＸＩ（ｎ）とＸＩ（ｎ−
１）とをＸＯＲ演算して出力し、ＸＯＲゲート３１７
は、ＸＱ（ｎ）とＸＱ（ｎ−１）とをＸＯＲ演算して出
力し、ＡＮＤゲート３１９はＸＯＲゲート３１５，３１
７の出力をＡＮＤ演算してＺＣ信号を出力する。
【００２７】従って、図３のゼロ交差検出器２４１は、 Ｘ１（ｎ−１）＝０、ＸＱ（ｎ−１）＝０ → Ｘ１（ｎ）＝１、ＸＱ（ｎ）＝１ ＸＩ（ｎ−１）＝０、ＸＱ（ｎ−１）＝１ → ＸＩ（ｎ）＝１、ＸＱ（ｎ）＝０ ＸＩ（ｎ−１）＝１、ＸＱ（ｎ−１）＝０ → ＸＩ（ｎ）＝０、ＸＱ（ｎ）＝１ ＸＩ（ｎ−１）＝１、ＸＱ（ｎ−１）＝１ → ＸＩ（ｎ）＝０、ＸＱ（ｎ）＝０ の場合にゼロ交差を検出してＺＣ＝１を出力し、これ以
外のときＺＣ＝０となる。
外のときＺＣ＝０となる。
【００２８】図４に示すゼロ交差検出器２４１は、ＸＩ
（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベルの場合、ｎ−１番目
のＸＩ（ｎ−１）、ＸＱ（ｎ−１）とｎ番目のＸＩ
（ｎ）、ＸＱ（ｎ）の符号（sign）が同時に変わる場合
を検出する。符号検出器４１１、４１３は、各々ＸＩ
（ｎ）、ＸＱ（ｎ）の最上位ビットを検出して符号ビッ
トとして出力する。フリップフロップ４１５は、ＸＩ
（ｎ）の符号ビットを１クロック遅延してＸＩ（ｎ−
１）の符号ビットを出力し、フリップフロップ４１７
は、ＸＱ（ｎ）の符号ビットを１クロック遅延してＸＱ
（ｎ−１）の符号ビットを出力する。そして、ＸＯＲゲ
ート４１９はＸＩ（ｎ）とＸＩ（ｎ−１）の符号ビット
をＸＯＲ演算して出力し、ＸＯＲゲート４２１はＸＱ
（ｎ）とＸＱ（ｎ−１）の符号ビットをＸＯＲ演算して
出力し、ＡＮＤゲート４２３はＸＯＲゲート４１９、４
２１の出力をＡＮＤ演算してＺＣ信号を出力する。
（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベルの場合、ｎ−１番目
のＸＩ（ｎ−１）、ＸＱ（ｎ−１）とｎ番目のＸＩ
（ｎ）、ＸＱ（ｎ）の符号（sign）が同時に変わる場合
を検出する。符号検出器４１１、４１３は、各々ＸＩ
（ｎ）、ＸＱ（ｎ）の最上位ビットを検出して符号ビッ
トとして出力する。フリップフロップ４１５は、ＸＩ
（ｎ）の符号ビットを１クロック遅延してＸＩ（ｎ−
１）の符号ビットを出力し、フリップフロップ４１７
は、ＸＱ（ｎ）の符号ビットを１クロック遅延してＸＱ
（ｎ−１）の符号ビットを出力する。そして、ＸＯＲゲ
ート４１９はＸＩ（ｎ）とＸＩ（ｎ−１）の符号ビット
をＸＯＲ演算して出力し、ＸＯＲゲート４２１はＸＱ
（ｎ）とＸＱ（ｎ−１）の符号ビットをＸＯＲ演算して
出力し、ＡＮＤゲート４２３はＸＯＲゲート４１９、４
２１の出力をＡＮＤ演算してＺＣ信号を出力する。
【００２９】従って、図４のゼロ交差検出器２４１は、 sgn[XI（n-1）、XQ（n-1）]=＋、＋ → sgn[XI（n）、XQ（n）]=−、− sgn[XI（n-1）、XQ（n-1）]=＋、− → sgn[XI（n）、XQ（n）]=−、＋ sgn[XI（n-1）、XQ（n-1）]=−、＋ → sgn[XI（n）、XQ（n）]=＋、− sgn[XI（n-1）、XQ（n-1）]=−、− → sgn[XI（n）、XQ（n）]=＋、＋ の場合にゼロ交差を検出してＺＣ＝１を出力し、これ以
外のときＺＣ＝０となる。ここで、ｓｇｎ（Ｘ、Ｙ）
は、ＸとＹの符号を取る動作である。多くの場合、符号
検出器４１１、４１３は、最上位ビットを符号ビットと
して検出する。
外のときＺＣ＝０となる。ここで、ｓｇｎ（Ｘ、Ｙ）
は、ＸとＹの符号を取る動作である。多くの場合、符号
検出器４１１、４１３は、最上位ビットを符号ビットと
して検出する。
【００３０】図５に示すゼロ交差検出器２４１は、拡散
信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベルであり、い
ずれかの信号がゼロ（‘０’）値を有する場合、ゼロ
（‘０’）でないｎ−１番目の拡散信号の符号がｎ番目
の拡散信号で変わる場合を検出する。
信号ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）がマルチレベルであり、い
ずれかの信号がゼロ（‘０’）値を有する場合、ゼロ
（‘０’）でないｎ−１番目の拡散信号の符号がｎ番目
の拡散信号で変わる場合を検出する。
【００３１】符号検出器５１１は、ＸＩ（ｎ）の最上位
ビットを検出して符号ビットとして出力する。比較器５
１５は、拡散信号ＸＩ（ｎ）と‘０’を比較する。フリ
ップフロップ５２１はＸＩ（ｎ）の符号ビットを１クロ
ック遅延してＸＩ（ｎ−１）の符号ビットを出力する。
フリップフロップ５２３は比較器５１５の出力を１クロ
ック遅延して出力する。ＸＯＲゲート５２９はＸＩ
（ｎ）とＸＩ（ｎ−１）の符号ビットをＸＯＲ演算す
る。ＸＮＯＲ（exclusive ＮＯＲ）ゲート５３１は、比
較器５１５の出力とフリップフロップ５２３の出力とを
ＸＮＯＲ演算して出力し、ＡＮＤゲート５３７は、ＸＯ
Ｒゲート５２９の出力とＸＮＯＲゲート５３１の出力と
をＡＮＤ演算して出力する。
ビットを検出して符号ビットとして出力する。比較器５
１５は、拡散信号ＸＩ（ｎ）と‘０’を比較する。フリ
ップフロップ５２１はＸＩ（ｎ）の符号ビットを１クロ
ック遅延してＸＩ（ｎ−１）の符号ビットを出力する。
フリップフロップ５２３は比較器５１５の出力を１クロ
ック遅延して出力する。ＸＯＲゲート５２９はＸＩ
（ｎ）とＸＩ（ｎ−１）の符号ビットをＸＯＲ演算す
る。ＸＮＯＲ（exclusive ＮＯＲ）ゲート５３１は、比
較器５１５の出力とフリップフロップ５２３の出力とを
ＸＮＯＲ演算して出力し、ＡＮＤゲート５３７は、ＸＯ
Ｒゲート５２９の出力とＸＮＯＲゲート５３１の出力と
をＡＮＤ演算して出力する。
【００３２】符号検出器５１３は、ＸＱ（ｎ）の最上位
ビットを検出して符号ビットとして出力する。比較器５
１７は、拡散信号ＸＱ（ｎ）と‘０’を比較する。フリ
ップフロップ５２５はＸＱ（ｎ）の符号ビットを１クロ
ック遅延してＸＱ（ｎ−１）の符号ビットを出力する。
フリップフロップ５２７は比較器５１７の出力を１クロ
ック遅延して出力する。ＸＯＲゲート５３３はＸＱ
（ｎ）とＸＱ（ｎ−１）の符号ビットをＸＯＲ演算す
る。ＸＮＯＲゲート５３５は、比較器５１７の出力とフ
リップフロップ５２７の出力とをＸＮＯＲ演算して出力
し、ＡＮＤゲート５３９は、ＸＯＲゲート５３３の出力
とＸＮＯＲゲート５３５の出力とをＡＮＤ演算して出力
する。
ビットを検出して符号ビットとして出力する。比較器５
１７は、拡散信号ＸＱ（ｎ）と‘０’を比較する。フリ
ップフロップ５２５はＸＱ（ｎ）の符号ビットを１クロ
ック遅延してＸＱ（ｎ−１）の符号ビットを出力する。
フリップフロップ５２７は比較器５１７の出力を１クロ
ック遅延して出力する。ＸＯＲゲート５３３はＸＱ
（ｎ）とＸＱ（ｎ−１）の符号ビットをＸＯＲ演算す
る。ＸＮＯＲゲート５３５は、比較器５１７の出力とフ
リップフロップ５２７の出力とをＸＮＯＲ演算して出力
し、ＡＮＤゲート５３９は、ＸＯＲゲート５３３の出力
とＸＮＯＲゲート５３５の出力とをＡＮＤ演算して出力
する。
【００３３】ＯＲゲート５４１はＡＮＤゲート５３７、
５３９の出力をＯＲ演算してＺＣ信号をする。
５３９の出力をＯＲ演算してＺＣ信号をする。
【００３４】従って、図５のゼロ交差検出器２４１は、 XI（n-1）=０、sgn[XQ（n-1）]=＋ → XI（n）=０、sgn[XQ（n）]=− XI（n-1）=０、sgn[XQ（n-1）]=− → XI（n）=０、sgn[XQ（n）]=＋ sgn[XI（n-1）]=＋、XQ（n-1）=０ → sgn[XI（n）]=−、XQ（n）=０ sgn[XI（n-1）]=−、XQ（n-1）=０ → sgn[XI（n）]=＋、XQ（n）=０ の場合にゼロ交差を検出してＺＣ＝１を出力し、これ以
外のときＺＣ＝０となる。ここで、ｓｇｎ（Ｘ）はＸの
符号を取る動作である。多くの場合、符号検出器５１
１、５１３は、最上位ビットを符号ビットとして検出す
る。
外のときＺＣ＝０となる。ここで、ｓｇｎ（Ｘ）はＸの
符号を取る動作である。多くの場合、符号検出器５１
１、５１３は、最上位ビットを符号ビットとして検出す
る。
【００３５】図３〜図５のような構造の他に、拡散信号
ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）が概念上ゼロ交差する場合にも
類似の回路を構成すればいい。
ＸＩ（ｔ）、ＸＱ（ｔ）が概念上ゼロ交差する場合にも
類似の回路を構成すればいい。
【００３６】ゼロ交差検出器２４１は、拡散信号ＸＩ
（ｔ）とＸＱ（ｔ）とのゼロ交差を検出し、ゼロ交差を
検出するとゼロ交差検出信号ＺＣ＝１を出力する。ＺＣ
＝１となると、システムはＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤ
ＭＡ構造になる。この場合、選択器２４７は、第１ラン
ダムスタガ２４３で所定チップ遅延した拡散信号ＸＩ
（ｔ）を選択し、ＦＩＲろ波器２５１は第１ランダムス
タガ２４３の出力をろ波して送信信号ＳＩ（ｔ）を出力
し、選択器２４９は第２ランダムスタガ２４５で所定チ
ップ遅延した拡散信号ＸＱ（ｔ）を選択し、ＦＩＲろ波
器２５３は第２ランダムスタガ２４５の出力をろ波して
送信信号ＳＱ（ｔ）を出力する。
（ｔ）とＸＱ（ｔ）とのゼロ交差を検出し、ゼロ交差を
検出するとゼロ交差検出信号ＺＣ＝１を出力する。ＺＣ
＝１となると、システムはＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤ
ＭＡ構造になる。この場合、選択器２４７は、第１ラン
ダムスタガ２４３で所定チップ遅延した拡散信号ＸＩ
（ｔ）を選択し、ＦＩＲろ波器２５１は第１ランダムス
タガ２４３の出力をろ波して送信信号ＳＩ（ｔ）を出力
し、選択器２４９は第２ランダムスタガ２４５で所定チ
ップ遅延した拡散信号ＸＱ（ｔ）を選択し、ＦＩＲろ波
器２５３は第２ランダムスタガ２４５の出力をろ波して
送信信号ＳＱ（ｔ）を出力する。
【００３７】第１ランダムスタガ２４３及び第２ランダ
ムスタガ２４５は、以下のような機能を持ち、Ｉチャネ
ルとＱチャネルとの間の信号は互いに１／２チップの位
相差を有すると仮定する。
ムスタガ２４５は、以下のような機能を持ち、Ｉチャネ
ルとＱチャネルとの間の信号は互いに１／２チップの位
相差を有すると仮定する。
【００３８】第１の方法は、ランダム番号（random num
ber）を生成し、このランダム番号が正（＋）であれ
ば、拡散信号ＸＩ（ｔ）を＋１／４チップ遅延し、拡散
信号ＸＱ（ｔ）を−１／４チップ遅延して拡散信号ＸＩ
（ｔ）とＸＱ（ｔ）間の差を１／２チップにする。ま
た、ランダム番号が負（−）であれば、拡散信号ＸＩ
（ｔ）を−１／４チップ遅延し、拡散信号ＸＱ（ｔ）を
＋１／４チップ遅延して拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ
（ｔ）間の差を１／２にする。
ber）を生成し、このランダム番号が正（＋）であれ
ば、拡散信号ＸＩ（ｔ）を＋１／４チップ遅延し、拡散
信号ＸＱ（ｔ）を−１／４チップ遅延して拡散信号ＸＩ
（ｔ）とＸＱ（ｔ）間の差を１／２チップにする。ま
た、ランダム番号が負（−）であれば、拡散信号ＸＩ
（ｔ）を−１／４チップ遅延し、拡散信号ＸＱ（ｔ）を
＋１／４チップ遅延して拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ
（ｔ）間の差を１／２にする。
【００３９】第２の方法は、ランダム番号を生成し、こ
のランダム番号が正（＋）であれば、拡散信号ＸＩ
（ｔ）を−１／４チップ遅延し、拡散信号ＸＱ（ｔ）を
＋１／４チップ遅延して拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ
（ｔ）間の差を１／２チップにする。また、ランダム番
号が負（−）であれば、拡散信号ＸＩ（ｔ）を＋１／４
チップ遅延し、拡散信号ＸＱ（ｔ）を−１／４チップ遅
延して拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）間の差を１／２
チップにする。
のランダム番号が正（＋）であれば、拡散信号ＸＩ
（ｔ）を−１／４チップ遅延し、拡散信号ＸＱ（ｔ）を
＋１／４チップ遅延して拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ
（ｔ）間の差を１／２チップにする。また、ランダム番
号が負（−）であれば、拡散信号ＸＩ（ｔ）を＋１／４
チップ遅延し、拡散信号ＸＱ（ｔ）を−１／４チップ遅
延して拡散信号ＸＩ（ｔ）とＸＱ（ｔ）間の差を１／２
チップにする。
【００４０】図６はランダムスタガ２４３、２４５の構
成図である。図６において、Ｉチャネル信号とＱチャネ
ル信号間の差を１／２チップに維持するために、クロッ
クＣＫ１（Early clock）を基準クロックに対して＋１
／４チップ遅延し、クロックＣＫ２（Late clock）を−
１／４チップ遅延する。ランダムシーケンス発生器６１
９はランダムシーケンスを生成する。ここで、ランダム
シーケンス発生器６１９はＰＮシーケンス発生器とな
る。フリップフロップ６１１、６１３及び選択器６２１
は第１ランダムスタガ２４３になり、フリップフロップ
６１５、６１７及び選択器６２３は第２ランダムスタガ
２４５になる。
成図である。図６において、Ｉチャネル信号とＱチャネ
ル信号間の差を１／２チップに維持するために、クロッ
クＣＫ１（Early clock）を基準クロックに対して＋１
／４チップ遅延し、クロックＣＫ２（Late clock）を−
１／４チップ遅延する。ランダムシーケンス発生器６１
９はランダムシーケンスを生成する。ここで、ランダム
シーケンス発生器６１９はＰＮシーケンス発生器とな
る。フリップフロップ６１１、６１３及び選択器６２１
は第１ランダムスタガ２４３になり、フリップフロップ
６１５、６１７及び選択器６２３は第２ランダムスタガ
２４５になる。
【００４１】図６において、ランダムシーケンス発生器
６１９の出力に従ってＲＩ（ｎ）は基準時点のＸＩ
（ｎ）より＋又は−１／４チップ遅延して出力され、Ｒ
Ｑ（ｎ）は基準時点のＸＱ（ｎ）より−又は＋１／４チ
ップ遅延して出力されるので、ＲＩ（ｎ）とＲＱ（ｎ）
は１／２チップの差を持つ。従って、ＸＩ（ｎ）とＸＱ
（ｎ）がゼロ交差した場合でも、ＲＩ（ｎ）とＲＱ
（ｎ）が１／２チップの差を有するため、ゼロ交差が避
けられる。
６１９の出力に従ってＲＩ（ｎ）は基準時点のＸＩ
（ｎ）より＋又は−１／４チップ遅延して出力され、Ｒ
Ｑ（ｎ）は基準時点のＸＱ（ｎ）より−又は＋１／４チ
ップ遅延して出力されるので、ＲＩ（ｎ）とＲＱ（ｎ）
は１／２チップの差を持つ。従って、ＸＩ（ｎ）とＸＱ
（ｎ）がゼロ交差した場合でも、ＲＩ（ｎ）とＲＱ
（ｎ）が１／２チップの差を有するため、ゼロ交差が避
けられる。
【００４２】図７は、本発明のＣＤＭＡ通信システムに
おいて、チャネル信号間のゼロ交差を検出する過程のフ
ローチャートである。７１１段階で、Ｉチャネル信号Ｘ
Ｉ（ｎ）とＱチャネル信号ＸＱ（ｎ）信号が入力される
と、７１３段階でＩチャネル信号ＸＩ（ｎ）及びＱチャ
ネル信号ＸＱ（ｎ）とＩチャネル信号ＸＩ（ｎ−１）及
びＱチャネル信号ＸＱ（ｎ−１）を分析し、７１５段階
で、図３、図４、図５のような回路を用いてＩチャネル
及びＱチャネル信号間のゼロ交差を検出する。Ｉチャネ
ルとＱチャネル信号との間にゼロ交差を検出しないと、
７１９段階で入力信号ＸＩ（ｎ）及びＸＱ（ｎ）を位相
差無しに変調して送信信号として出力する。その後、７
２１段階で、ＸＩ（ｎ）をＸＩ（ｎ−１）として記憶
し、ＸＱ（ｎ）をＸＱ（ｎ−１）として記憶した後、次
の信号に備える。
おいて、チャネル信号間のゼロ交差を検出する過程のフ
ローチャートである。７１１段階で、Ｉチャネル信号Ｘ
Ｉ（ｎ）とＱチャネル信号ＸＱ（ｎ）信号が入力される
と、７１３段階でＩチャネル信号ＸＩ（ｎ）及びＱチャ
ネル信号ＸＱ（ｎ）とＩチャネル信号ＸＩ（ｎ−１）及
びＱチャネル信号ＸＱ（ｎ−１）を分析し、７１５段階
で、図３、図４、図５のような回路を用いてＩチャネル
及びＱチャネル信号間のゼロ交差を検出する。Ｉチャネ
ルとＱチャネル信号との間にゼロ交差を検出しないと、
７１９段階で入力信号ＸＩ（ｎ）及びＸＱ（ｎ）を位相
差無しに変調して送信信号として出力する。その後、７
２１段階で、ＸＩ（ｎ）をＸＩ（ｎ−１）として記憶
し、ＸＱ（ｎ）をＸＱ（ｎ−１）として記憶した後、次
の信号に備える。
【００４３】一方、７１５段階でＸＩ（ｎ）とＸＱ
（ｎ）との間にゼロ交差を検出すると、７１７段階でＸ
Ｉ（ｎ）とＸＱ（ｎ）が一定のチップ単位の位相差を有
するように制御する。この時、ＸＩ（ｎ）とＸＱ（ｎ）
を異なる方向にスタガリングして位相差を設定しても良
く、ＸＩ（ｎ）、ＸＱ（ｎ）のいずれか一つのチャネル
信号のみをスタガリングして位相差を設定しても良い。
また、固定値又はランダム値でＸＩ（ｎ）及びＸＱ
（ｎ）をスタガリングさせて位相差を設定しても良い。
このようにＸＩ（ｎ）とＸＱ（ｎ）が位相差を有するよ
うスタガリングすることにより、ＸＩ（ｎ）とＸＱ
（ｎ）との間にゼロ交差が起こらなくなり、７１９段階
に進む。
（ｎ）との間にゼロ交差を検出すると、７１７段階でＸ
Ｉ（ｎ）とＸＱ（ｎ）が一定のチップ単位の位相差を有
するように制御する。この時、ＸＩ（ｎ）とＸＱ（ｎ）
を異なる方向にスタガリングして位相差を設定しても良
く、ＸＩ（ｎ）、ＸＱ（ｎ）のいずれか一つのチャネル
信号のみをスタガリングして位相差を設定しても良い。
また、固定値又はランダム値でＸＩ（ｎ）及びＸＱ
（ｎ）をスタガリングさせて位相差を設定しても良い。
このようにＸＩ（ｎ）とＸＱ（ｎ）が位相差を有するよ
うスタガリングすることにより、ＸＩ（ｎ）とＸＱ
（ｎ）との間にゼロ交差が起こらなくなり、７１９段階
に進む。
【００４４】従って、本発明による帯域拡散装置はＩチ
ャネル信号とＱチャネル信号との間のゼロ交差を検出
し、ゼロ交差を検出すると、Ｉチャネル信号とＱチャネ
ル信号との間に位相差を設け、Ｉチャネル信号及びＱチ
ャネル信号が同時に変わるのを避けてゼロ交差を防止す
る。ゼロ交差を検出しない場合は、Ｉチャネル信号及び
Ｑチャネル信号をそのまま伝送する。つまり、チャネル
間の信号にゼロ交差が発生しないとチャネル信号をその
まま伝送し、ゼロ交差が発生するとＩチャネル信号とＱ
チャネル信号との間に位相差を設けて（ゼロ交差が発生
しないように）出力する。
ャネル信号とＱチャネル信号との間のゼロ交差を検出
し、ゼロ交差を検出すると、Ｉチャネル信号とＱチャネ
ル信号との間に位相差を設け、Ｉチャネル信号及びＱチ
ャネル信号が同時に変わるのを避けてゼロ交差を防止す
る。ゼロ交差を検出しない場合は、Ｉチャネル信号及び
Ｑチャネル信号をそのまま伝送する。つまり、チャネル
間の信号にゼロ交差が発生しないとチャネル信号をその
まま伝送し、ゼロ交差が発生するとＩチャネル信号とＱ
チャネル信号との間に位相差を設けて（ゼロ交差が発生
しないように）出力する。
【００４５】この時、Ｉチャネル信号、Ｑチャネル信号
間に位相差を設けるには、図２に示したように、Ｉチャ
ネル及びＱチャネルにランダムスタガ２４３、２４４が
備えられ、これを用いて該当チャネル信号を＋又は−方
向に遅延（本発明では１／４チップ遅延）させる。ラン
ダムスタガリングの代わりに、ゼロ交差を検出すると、
固定的にＩチャネル信号を＋１／４チップ遅延し、Ｑチ
ャネル信号を−１／４チップ遅延する方法でもよい。ま
た、＋又は−１／４チップの代わりに、１チップ時間よ
り短い時間Ｔを用いて、Ｉチャネル信号を＋Ｔ遅延し、
Ｑチャネル信号を−Ｔ遅延しても略同一な効果が得られ
る。
間に位相差を設けるには、図２に示したように、Ｉチャ
ネル及びＱチャネルにランダムスタガ２４３、２４４が
備えられ、これを用いて該当チャネル信号を＋又は−方
向に遅延（本発明では１／４チップ遅延）させる。ラン
ダムスタガリングの代わりに、ゼロ交差を検出すると、
固定的にＩチャネル信号を＋１／４チップ遅延し、Ｑチ
ャネル信号を−１／４チップ遅延する方法でもよい。ま
た、＋又は−１／４チップの代わりに、１チップ時間よ
り短い時間Ｔを用いて、Ｉチャネル信号を＋Ｔ遅延し、
Ｑチャネル信号を−Ｔ遅延しても略同一な効果が得られ
る。
【００４６】また、Ｉチャネル及びＱチャネルの各々に
ランダムスタガを接続せず、片方のチャネルのみを遅延
させても同じ効果が得られる。図８に、Ｑチャネルにラ
ンダムスタガを接続した帯域拡散装置を示す。
ランダムスタガを接続せず、片方のチャネルのみを遅延
させても同じ効果が得られる。図８に、Ｑチャネルにラ
ンダムスタガを接続した帯域拡散装置を示す。
【００４７】図８の帯域拡散装置は、図２のそれとチャ
ネル信号入力ＤＩ（ｔ）、ＤＱ（ｔ）から拡散器２３０
までの構成、動作は全く同じである。
ネル信号入力ＤＩ（ｔ）、ＤＱ（ｔ）から拡散器２３０
までの構成、動作は全く同じである。
【００４８】ゼロ交差検出器８１２は、拡散器２３０か
ら出力される拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）から両
拡散信号間のゼロ交差を検出して信号ＺＣを生成する。
ゼロ交差検出器８１２は、図３、図４、図５のような構
成を有し、その動作は前述の通りである。ランダムスタ
ガ８１４は、Ｑチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を所定チッ
プ単位遅延する。ランダムスタガ８１４は図６のような
構成を有し、その動作は前述の通りである。ここで、ラ
ンダムスタガ８１４はＸＱ（ｔ）信号を１／２チップ単
位遅延するよう設定する。選択器８１６の第１入力端子
ＡにＱチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を入力し、第２入力
端子Ｂにランダムスタガ８１４の出力を入力し、選択端
子Ｓにゼロ交差検出器８１２の出力ＺＣを入力する。選
択器８１６は、ゼロ交差検出信号ＺＣがゼロ交差を検出
しないとＱチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を選択し、ゼロ
交差を検出するとランダムスタガ８１６の出力を選択し
て出力する。
ら出力される拡散信号ＸＩ（ｔ）及びＸＱ（ｔ）から両
拡散信号間のゼロ交差を検出して信号ＺＣを生成する。
ゼロ交差検出器８１２は、図３、図４、図５のような構
成を有し、その動作は前述の通りである。ランダムスタ
ガ８１４は、Ｑチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を所定チッ
プ単位遅延する。ランダムスタガ８１４は図６のような
構成を有し、その動作は前述の通りである。ここで、ラ
ンダムスタガ８１４はＸＱ（ｔ）信号を１／２チップ単
位遅延するよう設定する。選択器８１６の第１入力端子
ＡにＱチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を入力し、第２入力
端子Ｂにランダムスタガ８１４の出力を入力し、選択端
子Ｓにゼロ交差検出器８１２の出力ＺＣを入力する。選
択器８１６は、ゼロ交差検出信号ＺＣがゼロ交差を検出
しないとＱチャネル拡散信号ＸＱ（ｔ）を選択し、ゼロ
交差を検出するとランダムスタガ８１６の出力を選択し
て出力する。
【００４９】ＦＩＲろ波器２５１はＸＩ（ｔ）をＦＩＲ
ろ波して送信信号ＳＩ（ｔ）を出力する。ＦＩＲろ波器
２５３は選択器８１６の出力をＦＩＲろ波して送信信号
ＳＱ（ｔ）を出力する。
ろ波して送信信号ＳＩ（ｔ）を出力する。ＦＩＲろ波器
２５３は選択器８１６の出力をＦＩＲろ波して送信信号
ＳＱ（ｔ）を出力する。
【００５０】図８の帯域拡散装置は、Ｉチャネル信号と
Ｑチャネル信号のゼロ交差を検出し、ゼロ交差発生時に
はＱチャネル信号を１／２チップ単位遅延することによ
ってゼロ交差を避ける方式である。ゼロ交差が検出され
ない場合は、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号をその
まま伝送する。図８ではＱチャネルにランダムスタガが
接続されているが、Ｉチャネルに接続しても同じ効果が
得られる。従って、図８の帯域拡散装置においても、ゼ
ロ交差を検出するとＩチャネル及びＱチャネル信号が同
時に変わらないようチャネル信号に位相差をつけて伝送
し、ゼロ交差を検出しないとチャネル信号をそのまま伝
送する。
Ｑチャネル信号のゼロ交差を検出し、ゼロ交差発生時に
はＱチャネル信号を１／２チップ単位遅延することによ
ってゼロ交差を避ける方式である。ゼロ交差が検出され
ない場合は、Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号をその
まま伝送する。図８ではＱチャネルにランダムスタガが
接続されているが、Ｉチャネルに接続しても同じ効果が
得られる。従って、図８の帯域拡散装置においても、ゼ
ロ交差を検出するとＩチャネル及びＱチャネル信号が同
時に変わらないようチャネル信号に位相差をつけて伝送
し、ゼロ交差を検出しないとチャネル信号をそのまま伝
送する。
【００５１】本発明は、ゼロ交差検出に基づいてＱＰＳ
Ｋ又はＯＱＰＳＫ方式で変調を行うＤＳ／ＣＤＭＡシス
テムについて説明しているが、ＱＰＳＫ及びＯＱＰＳＫ
方式を混用する非ＤＳ／ＣＤＭＡシステムにも適用でき
る。この場合、ろ波器２５１、２５３から出力される信
号は、ＱＰＳＫ変調器のＩチャネル及びＱチャネル信号
として入力する。
Ｋ又はＯＱＰＳＫ方式で変調を行うＤＳ／ＣＤＭＡシス
テムについて説明しているが、ＱＰＳＫ及びＯＱＰＳＫ
方式を混用する非ＤＳ／ＣＤＭＡシステムにも適用でき
る。この場合、ろ波器２５１、２５３から出力される信
号は、ＱＰＳＫ変調器のＩチャネル及びＱチャネル信号
として入力する。
【００５２】
【発明の効果】本発明のＯＱＰＳＫ方式のＤＳ／ＣＤＭ
Ａシステムは、帯域拡散時に拡散信号間のゼロ交差を検
出し、ゼロ交差が発生しない場合にはＱＰＳＫ方式を用
いてチャネル相互間の直交性を維持し、ゼロ交差が発生
した場合にはランダムスタガリングＯＱＰＳＫ変調を用
いることによって拡散信号間のゼロ交差が避けられる。
これにより、サイドロープを低減でき、Ｉチャネル信号
とＱチャネル信号との間の直交性の損失に基因する位相
エラーを最低限に抑えることができる。
Ａシステムは、帯域拡散時に拡散信号間のゼロ交差を検
出し、ゼロ交差が発生しない場合にはＱＰＳＫ方式を用
いてチャネル相互間の直交性を維持し、ゼロ交差が発生
した場合にはランダムスタガリングＯＱＰＳＫ変調を用
いることによって拡散信号間のゼロ交差が避けられる。
これにより、サイドロープを低減でき、Ｉチャネル信号
とＱチャネル信号との間の直交性の損失に基因する位相
エラーを最低限に抑えることができる。
【図１】従来のＣＤＭＡ通信システムの帯域拡散装置の
構成図。
構成図。
【図２】本発明の帯域拡散装置の構成図。
【図３】図２のゼロ交差検出器の第１構成図。
【図４】図２のゼロ交差検出器の第２構成図。
【図５】図２のゼロ交差検出器の第３構成図。
【図６】図２のランダムスタガの構成図。
【図７】本発明の帯域拡散装置の拡散信号の出力制御フ
ローチャート。
ローチャート。
【図８】本発明の帯域拡散装置の構成図。
２１１、２２１ 直交符号発生器 ２１３、２２３、２３１、２３２、２３３、２３４ 乗
算器 ２１５、２２５ 利得調整器 ２１７、２２７ ＰＮシーケンス発生器 ２３０ 拡散器 ２３５ 減算器 ２３６ 加算器 ２４１ ゼロ交差検出器 ２４３、２４５ ランダムスタガ ２４７、２４９ 選択器 ２５１、２５３ ＦＩＲろ波器
算器 ２１５、２２５ 利得調整器 ２１７、２２７ ＰＮシーケンス発生器 ２３０ 拡散器 ２３５ 減算器 ２３６ 加算器 ２４１ ゼロ交差検出器 ２４３、２４５ ランダムスタガ ２４７、２４９ 選択器 ２５１、２５３ ＦＩＲろ波器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−114894（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−172460（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−335925（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−180359（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−128654（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−96037（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/707 H04L 27/20
Claims (16)
- 【請求項１】 第１及び第２入力信号を直交変調して帯
域拡散させるＣＤＭＡシステムの変調装置において、帯域拡散後の 第１入力信号と第２入力信号との間のゼロ
交差を検出するゼロ交差検出器と、帯域拡散後の第１入
力信号を遅延する第１遅延器と、帯域拡散後の第２入力
信号を第１遅延器の遅延量とは異なる量遅延する第２遅
延器と、ゼロ交差検査器によるゼロ交差検出時に第１及
び第２遅延器の出力を第１チャネル及び第２チャネルの
信号として選択し、ゼロ交差を検出しないと帯域拡散後
の第１及び第２入力信号を第１チャネル及び第２チャネ
ルの信号として選択する選択器と、を備えたことを特徴
とする変調装置。 - 【請求項２】 第１入力信号がインフェーズチャネルで
あり、第２入力信号がクォードラチャーフェーズチャネ
ルである請求項１記載の変調装置。 - 【請求項３】 第１及び第２入力信号を直交変調して帯
域拡散させるＣＤＭＡシステムの変調装置において、帯域拡散後の 第１入力信号と第２入力信号との間のゼロ
交差を検出するゼロ交差検出器と、帯域拡散後の第１入
力信号を遅延する遅延器と、ゼロ交差検査器によるゼロ
交差検出時に遅延器の出力及び帯域拡散後の第２入力信
号を第１チャネル及び第２チャネルの信号として選択
し、ゼロ交差を検出しないと帯域拡散後の第１及び第２
入力信号を第１チャネル及び第２チャネルの信号として
選択する選択器と、を備えたことを特徴とする変調装
置。 - 【請求項４】 第１入力信号がインフェーズチャネル又
はクォードラチャーフェーズチャネルのいずれかである
請求項３記載の変調装置。 - 【請求項５】 ＣＤＭＡシステムの帯域拡散装置におい
て、直交変調した 第１入力信号及び第２入力信号を各々対応
する拡散シーケンスと結合して第１拡散信号及び第２拡
散信号を生成する拡散器と、第１拡散信号と第２拡散信
号との間のゼロ交差を検出してゼロ交差検出信号を出力
するゼロ交差検出器と、第１拡散信号をスタガリングす
る第１遅延器と、第２拡散信号を第１遅延器のスタガリ
ング量とは異なる量スタガリングする第２遅延器と、ゼ
ロ交差検出信号に従い、ゼロ交差が検出される場合には
第１遅延器による第１スタガリング信号を選択し、ゼロ
交差が検出されない場合には第１拡散信号を選択する第
１選択器と、ゼロ交差検出信号に従い、ゼロ交差が検出
される場合には第２遅延器による第２スタガリング信号
を選択し、ゼロ交差が検出されない場合には第２拡散信
号を選択する第２選択器と、を備えたことを特徴とする
帯域拡散装置。 - 【請求項６】 第１遅延器と第２遅延器とにより第１拡
散信号と第２拡散信号との位相差を１／２チップにする
請求項５記載の帯域拡散装置。 - 【請求項７】 第１入力信号がインフェーズチャネルで
あり、第２入力信号がクォードラチャーフェーズチャネ
ルである請求項５記載の帯域拡散装置。 - 【請求項８】 ＣＤＭＡシステムの帯域拡散装置におい
て、直交変調した 第１入力信号と第２入力信号を各々対応す
る拡散シーケンスと結合させて第１拡散信号及び第２拡
散信号を生成する拡散器と、第１拡散信号と第２拡散信
号との間のゼロ交差を検出してゼロ交差検出信号を出力
するゼロ交差検出器と、第１拡散信号をスタガリングす
る遅延器と、ゼロ交差検出信号に従い、ゼロ交差が検出
される場合には遅延器によるスタガリング信号を選択
し、ゼロ交差が検出されない場合には第１拡散信号を選
択する選択器と、を備えたことを特徴とする帯域拡散装
置。 - 【請求項９】 遅延器により第１拡散信号と第２拡散信
号との位相差を１／２チップにする請求項８記載の帯域
拡散装置。 - 【請求項１０】 第１入力信号がインフェーズチャネル
又はクォードラチャーフェーズチャネルのいずれかであ
る請求項８記載の帯域拡散装置。 - 【請求項１１】 ＣＤＭＡシステムの帯域拡散方法にお
いて、直交変調した 第１入力信号及び第２入力信号を各々対応
する拡散シーケンスと結合して第１拡散信号及び第２拡
散信号を生成する過程と、第１拡散信号と第２拡散信号
との間のゼロ交差を検出する過程と、第１拡散信号をス
タガリングする過程と、ゼロ交差を検出したときに第１
拡散信号のスタガリング信号及び第２拡散信号を選択
し、ゼロ交差を検出しないときに第１及び第２拡散信号
を選択して出力する過程と、を含むことを特徴とする帯
域拡散方法。 - 【請求項１２】 第１拡散信号のスタガリング信号と第
２拡散信号との位相差を１／２チップにする請求項１１
記載の帯域拡散方法。 - 【請求項１３】 第１拡散信号がインフェーズチャネル
又はクォードラチャーフェーズチャネルのいずれかであ
る請求項１１記載の帯域拡散方法。 - 【請求項１４】 ＣＤＭＡシステムの帯域拡散方法にお
いて、直交変調した 第１入力信号及び第２入力信号を各々対応
する拡散シーケンスと結合して第１拡散信号及び第２拡
散信号を生成する過程と、第１拡散信号及び第２拡散信
号を異なるスタガリング量でスタガリングする過程と、
第１拡散信号と第２拡散信号との間のゼロ交差を検出す
る過程と、ゼロ交差を検出したときに第１及び第２拡散
信号の各スタガリング信号を選択し、ゼロ交差を検出し
ないときに第１及び第２拡散信号を選択して出力する過
程と、を含むことを特徴とする帯域拡散方法。 - 【請求項１５】 第１拡散信号のスタガリング信号と第
２拡散信号のスタガリング信号の位相差が１／２チップ
である請求項１４記載の帯域拡散方法。 - 【請求項１６】 第１拡散信号がインフェーズチャネル
であり、第２拡散信号がクォードラチャーフェーズチャ
ネルである請求項１４記載の帯域拡散方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1998P7667 | 1998-03-03 | ||
| KR1019980007667A KR19990074228A (ko) | 1998-03-03 | 1998-03-03 | 영교차 검출을 이용한 변조장치 및 방법 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11331040A JPH11331040A (ja) | 1999-11-30 |
| JP3193016B2 true JP3193016B2 (ja) | 2001-07-30 |
Family
ID=19534430
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5611399A Expired - Fee Related JP3193016B2 (ja) | 1998-03-03 | 1999-03-03 | ゼロ交差検出を用いた変調装置及び方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6396869B1 (ja) |
| JP (1) | JP3193016B2 (ja) |
| KR (1) | KR19990074228A (ja) |
| CN (1) | CN1133307C (ja) |
| GB (1) | GB2336976B (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6728225B1 (en) * | 2000-02-10 | 2004-04-27 | Interdigital Technology Corporation | Asymmetrical forward/reverse transmission bandwidth |
| KR100423724B1 (ko) | 2001-06-09 | 2004-03-22 | 주식회사 팬택앤큐리텔 | 무선통신시스템에서 복합 직교 위상 편이 방식을 이용한데이터 처리 장치 및 그 방법 |
| US20030021357A1 (en) * | 2001-07-24 | 2003-01-30 | Victor Korol | Method and apparatus of zero deflection |
| DE10214581A1 (de) * | 2002-04-02 | 2003-10-23 | Infineon Technologies Ag | Demodulation eines digital frequenzmodulierten analogen Empfangssignals durch Auswertung der zeitlichen Abstände zwischen den Nulldurchgängen |
| US7412008B2 (en) * | 2003-06-30 | 2008-08-12 | Freescale Semiconductor, Inc. | Programmable phase mapping and phase rotation modulator and method |
| US7317752B2 (en) * | 2003-07-11 | 2008-01-08 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and system for locating a GPS correlated peak signal |
| US8149956B1 (en) * | 2007-04-23 | 2012-04-03 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army | Method of automated demodulation and classification of phase-shift-keying signals using hysteretic differential zero-crossing time samples |
| KR100998475B1 (ko) | 2008-06-04 | 2010-12-06 | 에스케이텔레콤 주식회사 | 디지털 고주파 처리 기술을 이용한 근거리 무선 신호 송신장치 및 방법 |
| US8755461B2 (en) * | 2008-05-29 | 2014-06-17 | Sk Telecom Co., Ltd. | Local wireless signal transmitting/receiving apparatus and method using digital radio frequency processing technology |
| CN101398447B (zh) * | 2008-10-30 | 2011-03-30 | 上海大学 | 过零检测器与边沿-脉冲转换器及其应用 |
| MX2012000847A (es) * | 2009-07-17 | 2012-07-17 | Invensys Rail Corp | Comunicaciones de circuito de via. |
| US8500071B2 (en) * | 2009-10-27 | 2013-08-06 | Invensys Rail Corporation | Method and apparatus for bi-directional downstream adjacent crossing signaling |
| US8660215B2 (en) * | 2010-03-16 | 2014-02-25 | Siemens Rail Automation Corporation | Decoding algorithm for frequency shift key communications |
| ES2700539T3 (es) | 2013-05-14 | 2019-02-18 | Broadnet Invest AG | Señal que representa datos, método y dispositivo para generar tal señal y método y dispositivo para determinar los datos representados a partir de tal señal |
| US9166577B2 (en) | 2014-01-29 | 2015-10-20 | Qualcomm Incorporated | Modulation through differentially delayed clocks |
| CN104767498B (zh) * | 2015-04-30 | 2017-07-21 | 上海艾为电子技术股份有限公司 | 增益控制方法及装置 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4338579A (en) * | 1980-07-30 | 1982-07-06 | Communications Satelite Corp. | Frequency shift offset quadrature modulation and demodulation |
| JP2728114B2 (ja) * | 1994-07-11 | 1998-03-18 | 日本電気株式会社 | Ｆｍ変調回路 |
| JPH09223983A (ja) * | 1996-02-16 | 1997-08-26 | Fujitsu Ltd | スペクトラム拡散通信用送信機及び受信機 |
| EP0795983A1 (de) * | 1996-03-11 | 1997-09-17 | Deutsche ITT Industries GmbH | Modulator für OQPSK |
| US5818867A (en) * | 1996-09-09 | 1998-10-06 | Itt Industries, Inc. | QPSK/QBL-MSK waveform enhancement |
| US5903555A (en) * | 1996-10-30 | 1999-05-11 | Trw Inc. | Modulation method and system using constant envelope ODSCDMA with low out-of-band emissions for non-linear amplification |
| US5960040A (en) * | 1996-12-05 | 1999-09-28 | Raytheon Company | Communication signal processors and methods |
| US6094450A (en) * | 1997-06-20 | 2000-07-25 | Cincinnati Electronics Corporation | Spread spectrum chip shift keying modulation/demodulation system and method |
-
1998
- 1998-03-03 KR KR1019980007667A patent/KR19990074228A/ko not_active Application Discontinuation
-
1999
- 1999-03-03 US US09/261,748 patent/US6396869B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-03 CN CN99103097A patent/CN1133307C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-03 GB GB9904815A patent/GB2336976B/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-03 JP JP5611399A patent/JP3193016B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2336976A (en) | 1999-11-03 |
| US6396869B1 (en) | 2002-05-28 |
| GB2336976B (en) | 2000-06-14 |
| CN1239366A (zh) | 1999-12-22 |
| GB9904815D0 (en) | 1999-04-28 |
| CN1133307C (zh) | 2003-12-31 |
| JPH11331040A (ja) | 1999-11-30 |
| KR19990074228A (ko) | 1999-10-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20010418 |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090525 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100525 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110525 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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