JPH05114894A - 直接拡散変調方法および直接拡散変調器 - Google Patents
直接拡散変調方法および直接拡散変調器Info
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- JPH05114894A JPH05114894A JP27295191A JP27295191A JPH05114894A JP H05114894 A JPH05114894 A JP H05114894A JP 27295191 A JP27295191 A JP 27295191A JP 27295191 A JP27295191 A JP 27295191A JP H05114894 A JPH05114894 A JP H05114894A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、送信データ系列を拡散系列でスペ
クトル拡散する直接拡散変調方法および直接拡散変調器
に関し、高効率の電力増幅器を用いた場合でも、スペク
トルの広がりを抑えることができることを目的とする。 【構成】 第１データ系列と第１拡散系列との排他的論
理和をとって第１拡散チップ系列を生成する第１拡散手
段と、第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和
をとって第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段
と、前記２つの拡散チップ系列をシリアル信号に変換す
る符号変換手段と、前記シリアル信号のベースバンド帯
域制限を行う波形整形手段と、波形整形されたシリアル
信号からディジタル位相連続周波数変調波を生成する変
調手段とを備えたことを特徴とする。
クトル拡散する直接拡散変調方法および直接拡散変調器
に関し、高効率の電力増幅器を用いた場合でも、スペク
トルの広がりを抑えることができることを目的とする。 【構成】 第１データ系列と第１拡散系列との排他的論
理和をとって第１拡散チップ系列を生成する第１拡散手
段と、第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和
をとって第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段
と、前記２つの拡散チップ系列をシリアル信号に変換す
る符号変換手段と、前記シリアル信号のベースバンド帯
域制限を行う波形整形手段と、波形整形されたシリアル
信号からディジタル位相連続周波数変調波を生成する変
調手段とを備えたことを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、送信データ系列を拡散
系列でスペクトル拡散する直接拡散変調方法および直接
拡散変調器に関する。特に、送信電力効率の高い変調波
を生成する直接拡散変調方法および直接拡散変調器に関
する。
系列でスペクトル拡散する直接拡散変調方法および直接
拡散変調器に関する。特に、送信電力効率の高い変調波
を生成する直接拡散変調方法および直接拡散変調器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】直接拡散伝送方式は、送信側と受信側で
同じ拡散符号を用いてスペクトル拡散およびスペクトル
逆拡散を行うことにより、対応する送受信装置間の通信
を可能にするものである。すなわち、送信側で送信デー
タ系列を擬似ランダム符号である拡散系列でスペクトル
拡散して送信する。一方、通信相手の受信側では送信側
と同じ拡散系列を用いてスペクトル逆拡散を行うことに
より、伝送された送信データ系列の復調を可能とし、送
信側と受信側との通信を実現する。
同じ拡散符号を用いてスペクトル拡散およびスペクトル
逆拡散を行うことにより、対応する送受信装置間の通信
を可能にするものである。すなわち、送信側で送信デー
タ系列を擬似ランダム符号である拡散系列でスペクトル
拡散して送信する。一方、通信相手の受信側では送信側
と同じ拡散系列を用いてスペクトル逆拡散を行うことに
より、伝送された送信データ系列の復調を可能とし、送
信側と受信側との通信を実現する。
【０００３】このような直接拡散伝送方式では、妨害
波に対する通話品質の劣化が少ない、通信の秘匿が可
能である、ベースバンドにおける変復調処理が可能で
あり、ＣＭＯＳ−ＩＣ化による小型かつ低価格の通信機
が実現できる、広帯域利得により通信品質の向上が可
能である、などの特徴がある。
波に対する通話品質の劣化が少ない、通信の秘匿が可
能である、ベースバンドにおける変復調処理が可能で
あり、ＣＭＯＳ−ＩＣ化による小型かつ低価格の通信機
が実現できる、広帯域利得により通信品質の向上が可
能である、などの特徴がある。
【０００４】図３は、従来の直接拡散変調器の構成例
(a) および直接拡散変調波のスペクトル(b) を示す図で
ある。図において、送信データ系列｛ｄ｝は周期Ｔごと
のデータを表しており、２値データのビットレートは１
／Ｔである。この送信データ系列が入力端子（ＩＮ）３
１から第１ミキサ３２に入力され、周波数ｆc のキャリ
ヤ信号と乗算されてＢＰＳＫ変調波として第２ミキサ３
３に入力される。
(a) および直接拡散変調波のスペクトル(b) を示す図で
ある。図において、送信データ系列｛ｄ｝は周期Ｔごと
のデータを表しており、２値データのビットレートは１
／Ｔである。この送信データ系列が入力端子（ＩＮ）３
１から第１ミキサ３２に入力され、周波数ｆc のキャリ
ヤ信号と乗算されてＢＰＳＫ変調波として第２ミキサ３
３に入力される。
【０００５】一方、拡散系列発生器（ＰＮ）３４は、送
信データ系列｛ｄ｝に同期して拡散系列ｂ(t) を出力す
る。なお、拡散系列長はＴであり、その系列はＮc 個の
拡散チップから構成される。１チップ長Ｔc はＴ／Ｎc
である。この拡散系列ｂ(t)は、低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）３５を介して帯域制限された拡散信号ｃ(t) とな
って第２ミキサ３３に入力される。
信データ系列｛ｄ｝に同期して拡散系列ｂ(t) を出力す
る。なお、拡散系列長はＴであり、その系列はＮc 個の
拡散チップから構成される。１チップ長Ｔc はＴ／Ｎc
である。この拡散系列ｂ(t)は、低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ）３５を介して帯域制限された拡散信号ｃ(t) とな
って第２ミキサ３３に入力される。
【０００６】第２ミキサ３３では、ＢＰＳＫ変調波と拡
散信号ｃ(t) とを乗算することにより、その出力にはＮ
c 倍に帯域が拡大された直接拡散変調波が得られる。こ
の直接拡散変調波は、電力増幅器（ＰＡ）３６で増幅さ
れて出力端子（ＯＵＴ）３７から出力される。
散信号ｃ(t) とを乗算することにより、その出力にはＮ
c 倍に帯域が拡大された直接拡散変調波が得られる。こ
の直接拡散変調波は、電力増幅器（ＰＡ）３６で増幅さ
れて出力端子（ＯＵＴ）３７から出力される。
【０００７】ここで、低域通過フィルタ３５がない場合
の直接拡散変調波のスペクトルを図３(b) に実線で示す
が、低域通過フィルタ３５を設けることにより、図３
(b) に破線で示すように直接拡散変調波のスペクトルを
その帯域幅に応じて制限することができる。すなわち、
低域通過フィルタ３５の帯域を狭くすると直接拡散変調
波の帯域も狭くなり、隣接する変調波の通信品質に与え
る影響を小さくすることができる。
の直接拡散変調波のスペクトルを図３(b) に実線で示す
が、低域通過フィルタ３５を設けることにより、図３
(b) に破線で示すように直接拡散変調波のスペクトルを
その帯域幅に応じて制限することができる。すなわち、
低域通過フィルタ３５の帯域を狭くすると直接拡散変調
波の帯域も狭くなり、隣接する変調波の通信品質に与え
る影響を小さくすることができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、送信電力効率
をよくするために電力増幅器３６としてＣ級増幅器を用
いた場合には、出力は定振幅変調信号へ非線形変換され
るので、直接拡散変調波は低域通過フィルタ３５がない
ときと同じように、サイドローブが広帯域に広がったス
ペクトルに再び戻ってしまう問題点があった。
をよくするために電力増幅器３６としてＣ級増幅器を用
いた場合には、出力は定振幅変調信号へ非線形変換され
るので、直接拡散変調波は低域通過フィルタ３５がない
ときと同じように、サイドローブが広帯域に広がったス
ペクトルに再び戻ってしまう問題点があった。
【０００９】本発明は、Ｃ級増幅器その他による高効率
の電力増幅器を用いた場合でも、スペクトルの広がりを
抑えることができる直接拡散変調方法および直接拡散変
調器を提供することを目的とする。
の電力増幅器を用いた場合でも、スペクトルの広がりを
抑えることができる直接拡散変調方法および直接拡散変
調器を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明の
直接拡散変調方法は、第１データ系列を第１拡散系列で
スペクトル拡散処理し、第２データ系列を第２拡散系列
でスペクトル拡散処理し、それぞれ第１拡散チップ系列
および第２拡散チップ系列を生成する拡散処理を行い、
直接拡散変調波の同相成分振幅が前記第１拡散チップ系
列と相関を有し、直交成分振幅が前記第２拡散チップ系
列を１／２チップ長遅延させたオフセット拡散チップ系
列と相関を有する定振幅変調処理を行うことを特徴とす
る。
直接拡散変調方法は、第１データ系列を第１拡散系列で
スペクトル拡散処理し、第２データ系列を第２拡散系列
でスペクトル拡散処理し、それぞれ第１拡散チップ系列
および第２拡散チップ系列を生成する拡散処理を行い、
直接拡散変調波の同相成分振幅が前記第１拡散チップ系
列と相関を有し、直交成分振幅が前記第２拡散チップ系
列を１／２チップ長遅延させたオフセット拡散チップ系
列と相関を有する定振幅変調処理を行うことを特徴とす
る。
【００１１】請求項２に記載の発明の直接拡散変調器
は、第１データ系列と第１拡散系列との排他的論理和を
とって第１拡散チップ系列を生成する第１拡散手段と、
第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和をとっ
て第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段と、前記
２つの拡散チップ系列をシリアル信号に変換する符号変
換手段と、前記シリアル信号のベースバンド帯域制限を
行う波形整形手段と、波形整形されたシリアル信号から
ディジタル位相連続周波数変調波を生成する変調手段と
を備えたことを特徴とする。
は、第１データ系列と第１拡散系列との排他的論理和を
とって第１拡散チップ系列を生成する第１拡散手段と、
第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和をとっ
て第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段と、前記
２つの拡散チップ系列をシリアル信号に変換する符号変
換手段と、前記シリアル信号のベースバンド帯域制限を
行う波形整形手段と、波形整形されたシリアル信号から
ディジタル位相連続周波数変調波を生成する変調手段と
を備えたことを特徴とする。
【００１２】請求項３に記載の発明の直接拡散変調器
は、第１データ系列と第１拡散系列との排他的論理和を
とって第１拡散チップ系列を生成する第１拡散手段と、
第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和をとっ
て第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段と、前記
第１拡散チップ系列の波形を半波正弦パルスとする第１
波形整形手段と、前記第２拡散チップ系列を１／２チッ
プ長遅延させた信号の波形を半波正弦パルスとする第２
波形整形手段と、前記各半波正弦パルスの拡散チップ系
列を同相ベースバンド信号および直交ベースバンドとし
て直交変調を行うオフセットＱＰＳＫ変調手段とを備え
たことを特徴とする。
は、第１データ系列と第１拡散系列との排他的論理和を
とって第１拡散チップ系列を生成する第１拡散手段と、
第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和をとっ
て第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段と、前記
第１拡散チップ系列の波形を半波正弦パルスとする第１
波形整形手段と、前記第２拡散チップ系列を１／２チッ
プ長遅延させた信号の波形を半波正弦パルスとする第２
波形整形手段と、前記各半波正弦パルスの拡散チップ系
列を同相ベースバンド信号および直交ベースバンドとし
て直交変調を行うオフセットＱＰＳＫ変調手段とを備え
たことを特徴とする。
【００１３】
【作用】本発明は、２つの拡散系列を用いて２つのデー
タ系列の拡散処理を行い、得られた各拡散チップ系列を
用いて定振幅変調処理を行うことにより、直接拡散変調
波の同相成分と直交成分がそれぞれの対応する拡散系列
と相関を有し、かつ同相成分と直交成分のタイミングに
１／２チップ長のオフセットを有する一定振幅の直接拡
散変調波を生成することができる。
タ系列の拡散処理を行い、得られた各拡散チップ系列を
用いて定振幅変調処理を行うことにより、直接拡散変調
波の同相成分と直交成分がそれぞれの対応する拡散系列
と相関を有し、かつ同相成分と直交成分のタイミングに
１／２チップ長のオフセットを有する一定振幅の直接拡
散変調波を生成することができる。
【００１４】請求項２に記載の直接拡散変調器では、符
号変換手段，波形整形手段および変調手段により、一定
振幅の直接拡散変調波を生成する定振幅変調処理が行わ
れる。なお、波形整形手段は、直接拡散変調波の振幅を
一定にしたままスペクトルを狭くする機能を果たす。
号変換手段，波形整形手段および変調手段により、一定
振幅の直接拡散変調波を生成する定振幅変調処理が行わ
れる。なお、波形整形手段は、直接拡散変調波の振幅を
一定にしたままスペクトルを狭くする機能を果たす。
【００１５】請求項３に記載の直接拡散変調器では、第
１波形整形手段，第２波形整形手段およびオフセットＱ
ＰＳＫ変調手段により、一定振幅の直接拡散変調波を生
成する定振幅変調処理が行われる。
１波形整形手段，第２波形整形手段およびオフセットＱ
ＰＳＫ変調手段により、一定振幅の直接拡散変調波を生
成する定振幅変調処理が行われる。
【００１６】
【実施例】図１は、請求項２に記載の発明の直接拡散変
調器の実施例構成を示すブロック図(a) およびその動作
を説明するタイムチャート(b) である。
調器の実施例構成を示すブロック図(a) およびその動作
を説明するタイムチャート(b) である。
【００１７】なお、本実施例における２つの２値送信デ
ータ系列｛ｄi ｝，｛ｄq ｝は、それぞれ１／２Ｔのビ
ットレートであり、２Ｔのデータ長を有する。図におい
て、送信データ系列｛ｄi ｝が入力端子（ＩＮ1 ）１１
1 から排他的論理和回路１２1 に入力され、送信データ
系列｛ｄq ｝が入力端子（ＩＮ2 ）１１2 から排他的論
理和回路１２2 に入力される。各排他的論理和回路１２
1 ，１２2 では、それぞれ送信データ系列と第１拡散系
列発生器（ＰＮ１）１３1 および第２拡散系列発生器
（ＰＮ２）１３2 が発生する拡散系列との排他的論理和
が演算され、２つの拡散チップ系列ａi,n ，ａq,n を出
力する。なお、チップ数は拡散チップ系列当たりＮc で
あり、チップ長２Ｔc は２Ｔc ＝２Ｔ／Ｎc である。ま
た、２つの拡散チップ系列ａi,n ，ａq,n は、ｎが偶数
のとき定義されている。これらの拡散チップ系列は、符
号変換器１４に入力されてシリアル信号ａn に変換され
る。このシリアル信号ａn は、
ータ系列｛ｄi ｝，｛ｄq ｝は、それぞれ１／２Ｔのビ
ットレートであり、２Ｔのデータ長を有する。図におい
て、送信データ系列｛ｄi ｝が入力端子（ＩＮ1 ）１１
1 から排他的論理和回路１２1 に入力され、送信データ
系列｛ｄq ｝が入力端子（ＩＮ2 ）１１2 から排他的論
理和回路１２2 に入力される。各排他的論理和回路１２
1 ，１２2 では、それぞれ送信データ系列と第１拡散系
列発生器（ＰＮ１）１３1 および第２拡散系列発生器
（ＰＮ２）１３2 が発生する拡散系列との排他的論理和
が演算され、２つの拡散チップ系列ａi,n ，ａq,n を出
力する。なお、チップ数は拡散チップ系列当たりＮc で
あり、チップ長２Ｔc は２Ｔc ＝２Ｔ／Ｎc である。ま
た、２つの拡散チップ系列ａi,n ，ａq,n は、ｎが偶数
のとき定義されている。これらの拡散チップ系列は、符
号変換器１４に入力されてシリアル信号ａn に変換され
る。このシリアル信号ａn は、
【００１８】
【数１】
【００１９】により求めることができる。なお、ａi,n
は偶数時点ｎＴc の値、ａq,n-1 は奇数時点ｎＴc の値
であり、これらの時点を中心に±Ｔc の区間に広がって
いる。また、ａq,n-1 は偶数時点（ｎ−１）Ｔc で定義
されている値である。したがって、ａn は〔ｎＴc ，
(ｎ−１)Ｔc 〕で定義され、これらの信号は０と１の２
値である。図１(b) は、 (1)式の関係を具体例で示した
ものである。
は偶数時点ｎＴc の値、ａq,n-1 は奇数時点ｎＴc の値
であり、これらの時点を中心に±Ｔc の区間に広がって
いる。また、ａq,n-1 は偶数時点（ｎ−１）Ｔc で定義
されている値である。したがって、ａn は〔ｎＴc ，
(ｎ−１)Ｔc 〕で定義され、これらの信号は０と１の２
値である。図１(b) は、 (1)式の関係を具体例で示した
ものである。
【００２０】符号変換器１４から出力されるシリアル信
号ａn は、波形整形器１５で滑らかな信号ｖ(t) に変換
される。ただし、ｖ(t) は±１の範囲にあり、シリアル
信号ａn が単一パルスのときの面積は１である。波形整
形器１５から出力される信号ｖ(t) は、中心周波数
ｆc ，変調指数0.5 の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６に
入力され、ディジタル位相連続周波数変調波ｒ(t) とし
て出力端子（ＯＵＴ）１７から出力される。このディジ
タル位相連続周波数変調波ｒ(t)は、
号ａn は、波形整形器１５で滑らかな信号ｖ(t) に変換
される。ただし、ｖ(t) は±１の範囲にあり、シリアル
信号ａn が単一パルスのときの面積は１である。波形整
形器１５から出力される信号ｖ(t) は、中心周波数
ｆc ，変調指数0.5 の電圧制御発振器（ＶＣＯ）１６に
入力され、ディジタル位相連続周波数変調波ｒ(t) とし
て出力端子（ＯＵＴ）１７から出力される。このディジ
タル位相連続周波数変調波ｒ(t)は、
【００２１】
【数２】
【００２２】と表される。ただし、Re〔 〕は実数部を
表す。ここで、ｉ(t)＝cosθ(t) 、ｑ(t)＝sinθ(t)と
すると、 ｒ(t) ＝ｉ(t) cos(2πfcｔ) −ｑ(t) sin(2πfcｔ) …(3) となる。ディジタル位相連続周波数変調波ｒ(t) では、
ｉ(t) とｑ(t) が一定振幅を表しており、 ｉ2(t)＋ｑ2(t)＝１ …(4) となっている。図１(b) には、これらの波形の変化の一
例を示す。
表す。ここで、ｉ(t)＝cosθ(t) 、ｑ(t)＝sinθ(t)と
すると、 ｒ(t) ＝ｉ(t) cos(2πfcｔ) −ｑ(t) sin(2πfcｔ) …(3) となる。ディジタル位相連続周波数変調波ｒ(t) では、
ｉ(t) とｑ(t) が一定振幅を表しており、 ｉ2(t)＋ｑ2(t)＝１ …(4) となっている。図１(b) には、これらの波形の変化の一
例を示す。
【００２３】図に示すように、ｉ(t) とｑ(t) は、ａ
i,n とａq,n-1 を一定振幅条件 (4)式を満たしつつ波形
の変化を滑らかにしたものとなっている。すなわち、一
定振幅のままスペクトルを狭くしている。また、直接拡
散変調波の同相成分ｉ(t) と直交成分ｑ(t) は、明らか
にそれぞれの対応する拡散チップ系列ａi,nおよびａq,
n-1 と相関を有し、同相成分ｉ(t)と直交成分ｑ(t) の
タイミングには１／２チップ長Ｔc のオフセットがあ
る。このようにして得られた直接拡散変調波は一定振幅
であるので、Ｃ級増幅器のような定振幅増幅器において
もスペクトルが広がることはない。
i,n とａq,n-1 を一定振幅条件 (4)式を満たしつつ波形
の変化を滑らかにしたものとなっている。すなわち、一
定振幅のままスペクトルを狭くしている。また、直接拡
散変調波の同相成分ｉ(t) と直交成分ｑ(t) は、明らか
にそれぞれの対応する拡散チップ系列ａi,nおよびａq,
n-1 と相関を有し、同相成分ｉ(t)と直交成分ｑ(t) の
タイミングには１／２チップ長Ｔc のオフセットがあ
る。このようにして得られた直接拡散変調波は一定振幅
であるので、Ｃ級増幅器のような定振幅増幅器において
もスペクトルが広がることはない。
【００２４】なお、以上の説明では電圧制御発振器１６
における変調指数を0.5 としたが、変調指数0.75にする
場合には、符号変換を多値の適当な変換に置き換えるこ
とにより同様に直接拡散変調波を得ることができる。
における変調指数を0.5 としたが、変調指数0.75にする
場合には、符号変換を多値の適当な変換に置き換えるこ
とにより同様に直接拡散変調波を得ることができる。
【００２５】図２は、請求項３に記載の発明の直接拡散
変調器の実施例構成を示すブロック図(a) およびその動
作を説明するタイムチャート(b) である。なお、本実施
例における２つの２値送信データ系列｛ｄi ｝，
｛ｄq ｝は、それぞれ１／２Ｔのビットレートであり、
２Ｔのデータ長を有する。
変調器の実施例構成を示すブロック図(a) およびその動
作を説明するタイムチャート(b) である。なお、本実施
例における２つの２値送信データ系列｛ｄi ｝，
｛ｄq ｝は、それぞれ１／２Ｔのビットレートであり、
２Ｔのデータ長を有する。
【００２６】図において、送信データ系列｛ｄi ｝が入
力端子（ＩＮ1 ）２１1 から排他的論理和回路２２1 に
入力され、送信データ系列｛ｄq ｝が入力端子（Ｉ
Ｎ2 ）２１2 から排他的論理和回路２２2 に入力され
る。各排他的論理和回路２２1 ，２２2 では、それぞれ
送信データ系列と第１拡散系列発生器（ＰＮ１）２３1
および第２拡散系列発生器（ＰＮ２）２３2 が発生する
拡散系列との排他的論理和が演算され、２つの拡散チッ
プ系列ａi,n ，ａq,n を出力する。
力端子（ＩＮ1 ）２１1 から排他的論理和回路２２1 に
入力され、送信データ系列｛ｄq ｝が入力端子（Ｉ
Ｎ2 ）２１2 から排他的論理和回路２２2 に入力され
る。各排他的論理和回路２２1 ，２２2 では、それぞれ
送信データ系列と第１拡散系列発生器（ＰＮ１）２３1
および第２拡散系列発生器（ＰＮ２）２３2 が発生する
拡散系列との排他的論理和が演算され、２つの拡散チッ
プ系列ａi,n ，ａq,n を出力する。
【００２７】ここで、一方の拡散チップ系列ａi,n を波
形整形器（Ｐ１）２４1 で波形整形して同相振幅信号ｉ
(t) を得る。すなわち、波形整形器２４1 では半波正弦
パルスｐ(t) ＝cos(πｔ／2Ｔc) （−Ｔc≦ｔ≦Ｔc）を
用いて、時点ｎＴc （ｎは偶数）において、ａi,n ＝１
のときはｐ(ｔ−ｎＴc) を出力し、ａi,n ＝０のときは
−ｐ(ｔ−ｎＴc) を出力する。
形整形器（Ｐ１）２４1 で波形整形して同相振幅信号ｉ
(t) を得る。すなわち、波形整形器２４1 では半波正弦
パルスｐ(t) ＝cos(πｔ／2Ｔc) （−Ｔc≦ｔ≦Ｔc）を
用いて、時点ｎＴc （ｎは偶数）において、ａi,n ＝１
のときはｐ(ｔ−ｎＴc) を出力し、ａi,n ＝０のときは
−ｐ(ｔ−ｎＴc) を出力する。
【００２８】また、他方の拡散チップ系列ａq,n は、遅
延回路（Ｄ）２５を介して１／２チップ長Ｔc だけ遅延
させた後に、波形整形器（Ｐ２）２４2 に入力して同様
に半波正弦パルス列である直交振幅信号ｑ(t) に変換さ
れる。
延回路（Ｄ）２５を介して１／２チップ長Ｔc だけ遅延
させた後に、波形整形器（Ｐ２）２４2 に入力して同様
に半波正弦パルス列である直交振幅信号ｑ(t) に変換さ
れる。
【００２９】このようにして得られる同相振幅信号ｉ
(t) および直交振幅信号ｑ(t) は、明らかに一定振幅条
件 (4)式を満たしており、直交変調器２６で処理するこ
とにより (3)式で表されるディジタル位相連続周波数変
調波ｒ(t) として出力端子（ＯＵＴ）２７から出力され
る。なお、直交変調器２６は、ミキサ２７1 で同相振幅
信号i(t)と周波数ｆc のキャリヤ信号cos(2πfct) との
乗算を行い、ミキサ２９ 2 で直交振幅信号ｑ(t)とπ/2
移相器２８を介して得られるキャリヤ信号−sin(2πf
ct) との乗算を行い、各乗算結果を加算器２９で加算し
て出力する構成である。図２(b) には、これらの波形の
変化の一例を示す。
(t) および直交振幅信号ｑ(t) は、明らかに一定振幅条
件 (4)式を満たしており、直交変調器２６で処理するこ
とにより (3)式で表されるディジタル位相連続周波数変
調波ｒ(t) として出力端子（ＯＵＴ）２７から出力され
る。なお、直交変調器２６は、ミキサ２７1 で同相振幅
信号i(t)と周波数ｆc のキャリヤ信号cos(2πfct) との
乗算を行い、ミキサ２９ 2 で直交振幅信号ｑ(t)とπ/2
移相器２８を介して得られるキャリヤ信号−sin(2πf
ct) との乗算を行い、各乗算結果を加算器２９で加算し
て出力する構成である。図２(b) には、これらの波形の
変化の一例を示す。
【００３０】図１に示す実施例と同様に、直接拡散変調
波の同相成分ｉ(t)と直交成分ｑ(t) は、それぞれの対
応する拡散チップ系列ａi,n ，ａq,n と相関を有する。
また、同相成分ｉ(t) と直交成分ｑ(t) のタイミングに
は１／２チップ長Ｔc のオフセットがある。この直接拡
散変調波のスペクトルは、θ(t) の波形が示すように周
波数が不連続なのでサイドローブを有するが、位相が連
続しているのでＱＰＳＫほどのサイドローブの広がりは
なく、Ｃ級増幅器のような定振幅増幅器においてもスペ
クトルの広がりを抑えることができる。
波の同相成分ｉ(t)と直交成分ｑ(t) は、それぞれの対
応する拡散チップ系列ａi,n ，ａq,n と相関を有する。
また、同相成分ｉ(t) と直交成分ｑ(t) のタイミングに
は１／２チップ長Ｔc のオフセットがある。この直接拡
散変調波のスペクトルは、θ(t) の波形が示すように周
波数が不連続なのでサイドローブを有するが、位相が連
続しているのでＱＰＳＫほどのサイドローブの広がりは
なく、Ｃ級増幅器のような定振幅増幅器においてもスペ
クトルの広がりを抑えることができる。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、一定振幅
の直接拡散変調波を生成することができるので、Ｃ級増
幅器などの非線形高効率電力増幅器を用いた増幅処理を
行っても帯域の広がりを抑えることができる。したがっ
て、直接拡散変調方式において隣接スペクトルを使用し
ている他のシステムへの影響を容易に回避することがで
きる。また、高効率電力増幅器の使用が可能になるの
で、移動通信や衛星通信などの電池容量が限られている
通信装置への利用に適する直接拡散変調器を実現するこ
とができる。
の直接拡散変調波を生成することができるので、Ｃ級増
幅器などの非線形高効率電力増幅器を用いた増幅処理を
行っても帯域の広がりを抑えることができる。したがっ
て、直接拡散変調方式において隣接スペクトルを使用し
ている他のシステムへの影響を容易に回避することがで
きる。また、高効率電力増幅器の使用が可能になるの
で、移動通信や衛星通信などの電池容量が限られている
通信装置への利用に適する直接拡散変調器を実現するこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項２に記載の発明の直接拡散変調器の実施
例構成およびその動作を説明する図である。
例構成およびその動作を説明する図である。
【図２】請求項３に記載の発明の直接拡散変調器の実施
例構成およびその動作を説明する図である。
例構成およびその動作を説明する図である。
【図３】従来の直接拡散変調器の構成例および直接拡散
変調波のスペクトルを示す図である。
変調波のスペクトルを示す図である。
１１1 ，２１1 入力端子（ＩＮ1 ） １１2 ，２１2 入力端子（ＩＮ2 ） １２1 ，１２2 ，２２1 ，２２2 排他的論理和回路 １３1 ，２３1 第１拡散系列発生器（ＰＮ１） １３2 ，２３2 第２拡散系列発生器（ＰＮ２） １４ 符号変換器 １５ 波形整形器 １６ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １７，２７ 出力端子（ＯＵＴ） ２４1 波形整形器（Ｐ１） ２４2 波形整形器（Ｐ２） ２５ 遅延回路（Ｄ） ２６ 直交変調器 ２７1 ，２７2 ミキサ ２８ π／２移相器 ２９ 加算器 ３１ 入力端子（ＩＮ） ３２ 第１ミキサ ３３ 第２ミキサ ３４ 拡散系列発生器（ＰＮ） ３５ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ） ３６ 電力増幅器（ＰＡ） ３７ 出力端子（ＯＵＴ）
Claims (3)
- 【請求項１】 第１データ系列を第１拡散系列でスペク
トル拡散処理し、第２データ系列を第２拡散系列でスペ
クトル拡散処理し、それぞれ第１拡散チップ系列および
第２拡散チップ系列を生成する拡散処理を行い、 直接拡散変調波の同相成分振幅が前記第１拡散チップ系
列と相関を有し、直交成分振幅が前記第２拡散チップ系
列を１／２チップ長遅延させたオフセット拡散チップ系
列と相関を有する定振幅変調処理を行うことを特徴とす
る直接拡散変調方法。 - 【請求項２】 第１データ系列と第１拡散系列との排他
的論理和をとって第１拡散チップ系列を生成する第１拡
散手段と、 第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和をとっ
て第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段と、 前記２つの拡散チップ系列をシリアル信号に変換する符
号変換手段と、 前記シリアル信号のベースバンド帯域制限を行う波形整
形手段と、 波形整形されたシリアル信号からディジタル位相連続周
波数変調波を生成する変調手段とを備えたことを特徴と
する直接拡散変調器。 - 【請求項３】 第１データ系列と第１拡散系列との排他
的論理和をとって第１拡散チップ系列を生成する第１拡
散手段と、 第２データ系列と第２拡散系列との排他的論理和をとっ
て第２拡散チップ系列を生成する第２拡散手段と、 前記第１拡散チップ系列の波形を半波正弦パルスとする
第１波形整形手段と、前記第２拡散チップ系列を１／２
チップ長遅延させた信号の波形を半波正弦パルスとする
第２波形整形手段と、 前記各半波正弦パルスの拡散チップ系列を同相ベースバ
ンド信号および直交ベースバンドとして直交変調を行う
オフセットＱＰＳＫ変調手段とを備えたことを特徴とす
る直接拡散変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27295191A JP2920792B2 (ja) | 1991-10-21 | 1991-10-21 | 直接拡散変調方法および直接拡散変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27295191A JP2920792B2 (ja) | 1991-10-21 | 1991-10-21 | 直接拡散変調方法および直接拡散変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05114894A true JPH05114894A (ja) | 1993-05-07 |
| JP2920792B2 JP2920792B2 (ja) | 1999-07-19 |
Family
ID=17521056
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27295191A Expired - Lifetime JP2920792B2 (ja) | 1991-10-21 | 1991-10-21 | 直接拡散変調方法および直接拡散変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2920792B2 (ja) |
-
1991
- 1991-10-21 JP JP27295191A patent/JP2920792B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2920792B2 (ja) | 1999-07-19 |
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