JPH09261201A

JPH09261201A - スペクトラム拡散伝送方式

Info

Publication number: JPH09261201A
Application number: JP8063369A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Akiyama; 俊之秋山
Original assignee: Hitachi Denshi KK
Current assignee: Hitachi Denshi KK
Priority date: 1996-03-19
Filing date: 1996-03-19
Publication date: 1997-10-03
Also published as: US6038249A

Abstract

(57)【要約】【課題】２．４ＧＨｚの小電力通信帯（ＩＳＭ帯）を
通し、動画像あるいは準動画像を伝送するのに必要な伝
送レート１．５Ｍｂｐｓの情報符号を２チャンネル同時
伝送可能な伝送装置を提供する。【解決手段】２チャンネルの搬送波周波数ｆha，ｆhb
を互いに異なる値に設定し、受信装置をＱＰＳＫ変調を
復調した後、スペクトラム拡散（ＳＳ）の逆拡散を実施
する構成とし、送信装置のＳＳ拡散部の後段と受信装置
のＳＳ逆拡散部の前段にルートロールオフ特性を持つ低
域ろ波器（ＬＰＦ）を挿入した回路構成にする。これに
より、従来の回路構成のスペクトラム拡散方式による伝
送装置ではできなかった、１．５Ｍｂｐｓの２チャンネ
ル同時伝送が可能になる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
伝送方式に関するものであり、特に、符号の長さが短い
拡散符号(ＰＮ符号)を用いる時にも、近接した位置で、
複数チャンネルの情報符号を同時に受信することを可能
にするものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のスペクトラム拡散方式による伝送
装置の送信装置の回路構成を図１０に、受信装置の回路
構成を図１１に示す。この回路構成は、遅延検波２相位
相変調(ＤＢＰＳＫ)方式とスペクトラム拡散(ＳＳ)方式
を併用する伝送装置の回路構成である。遅延コード処理
部２は、伝送する情報符号を遅延検波に適した符号列に
変換する回路である。また、ＳＳ拡散部３はスペクトラ
ム拡散方式の直接拡散変調を実施する回路、ＰＮ符号発
生器４は直接拡散変調で用いる拡散符号(ＰＮ符号)を発
生する回路、ＰＮクロック発生器５はＰＮ符号のビット
周波数ｆpnを定めるクロックパルスを発生する回路であ
る。以下、この周波数ｆpnを、簡単のため、チップレー
トあるいはチップ周波数と記す。送信装置の入力端子１
から入力した情報符号は、遅延コード処理部２でコード
変換された後、ＳＳ拡散部３でＰＮ符号発生器４からの
拡散符号により乗積変調され、ベースバンドの拡散信号
に変換される。ＬＰＦ６は、図１２に一点鎖線で模式的
に示す特性１１を持つ低域ろ波器（ＬＰＦ）であり、拡
散信号の周波数成分(実線の曲線で示す)の中から、その
主成分を構成するメインローブ１２(実線の太線部)を取
り出す回路である。ＬＰＦ６で取り出された拡散信号の
メインローブ成分は、変調部７で搬送周波数ｆｈの２相
位相変調(ＢＰＳＫ)信号に変調され、伝送信号としてア
ンテナ８から送信される。

【０００３】一方、図１１の受信装置では、アンテナ２
０で受信した受信信号をＢＰＦ２１に入力する。ＢＰＦ
２１は、搬送周波数ｆｈを中心とする帯域幅２×ｆpnの
成分を通過させる帯域ろ波器(ＢＰＦ)であり、伝送され
た変調信号のメインローブ成分を取り出すことができ
る。取り出されたメインローブの信号は、ＳＳ逆拡散部
２２でＰＮ符号を掛けて逆拡散され、ＢＰＳＫ方式の復
調部２３でベースバンドに復調された後、Ａ／Ｄ変換器
２４でディジタル信号に変換される。そして、遅延検波
処理部２５で遅延検波のための処理が施され、情報符号
として出力される。なお、ＰＮ符号発生器２６とＰＮク
ロック発生器２７は、送信装置のＰＮ符号発生器４とＰ
Ｎクロック発生器５と同じ機能を有する回路である。こ
こで、ＰＮ符号としては、位相が一致した時と外れた時
の自己相関値の差が大きい符号を用いる必要がある。こ
の性質を持つ符号として、繰り返しビット数(以下、チ
ップ長と記す）が、２^k−１（ｋ＝正数）で表せるチッ
プ長を持つ、ｍ系列の擬似雑音符号あるいはＧｏｌｄ符
号が知られており、通常、これらの符号がＰＮ符号とし
て使われる。

【０００４】ＳＳ方式には、大きな２つの特徴がある。
その１つは、大きな拡散処理利得が得られることであ
る。例えば、チップ長が２５５チップのＰＮ符号を用い
ると、１０×ｌｏｇ(２５５)＝２４[ｄＢ]の拡散処理利
得が得られる。これは、ＤＢＰＳＫ方式単独で伝送した
場合よりも、伝送距離を１０倍以上（受信信号のＣ／Ｎ
が２４ｄＢ増加した時の性能に匹敵）伸ばせることを意
味する。ここで、拡散処理利得は、チップ長の長いＰＮ
符号を用いるほど大きくなる。そのため、通常、伝送帯
域の帯域幅と伝送レートから許される範囲で、できるだ
け長いチップ長のＰＮ符号を用いる。ここで、Ｃ：搬送
波、Ｎ：雑音を表す。２つ目の特徴は、図１３の(ａ)に
模式的に示す様に、同一の伝送帯域を複数のチャンネル
で共有できることである。ＳＳ方式では、異なるＰＮ
符号を用いる他のチャンネルの信号は、受信信号にラン
ダム雑音として混入して受信信号のＣ／Ｎを下げるだけ
で、当該チャンネルのＳＳ逆拡散処理を妨げない性質が
ある。そこで、ＳＳ方式の伝送装置では、通常、相互相
関の小さい、互いに異なる複数のＰＮ符号を用いると共
に、Ｃ／Ｎの劣化はその拡散処理利得によって補う方法
で、複数チャンネルの同時伝送を実施するように構成す
る。

【０００５】この様なＳＳ方式を用いる伝送装置におい
ては、２４７１〜２４９７ＭＨｚの帯域幅２６ＭＨｚ
の、通称、ＩＳＭ帯と呼ばれる周波数帯域が割り当てら
れている。この帯域で用いるＰＮ符号のチップレートｆ
pnは、通常、拡散信号のメインローブが伝送できるよう
に２６[MHz]／２＝１３[Mcps] 以下に設定される。この
ＩＳＭ帯を利用した無線伝送装置としては、伝送レー
ト、２５６ｋｂｐｓの無線ＬＡＮが有る。この場合、使
用できるＰＮ符号の最大チップ長は、１３[Mcps]／２５
６[kbps]＝５０[チップ]になる。しかし、ＰＮ符号とし
て使用可能な５０チップの符号は、一般に知られていな
い。計算機を用いて探索することも考えられるが、チッ
プ長が長すぎ、膨大な計算量になるため現実的でない。
そのため、この無線ＬＡＮでは、使用できる最大チップ
長の系列符号である３１チップの系列符号をＰＮ符号と
して用いている。したがって、チップレートは、２５６
[kbps]×３１[チップ]＝８[Mcps]になり、伝送信号のメ
インローブの帯域幅は、この２倍の１６ＭＨｚになる。
この値は、ＩＳＭ帯の帯域幅２６ＭＨｚより小さい。一
方、３１チップあるいはそれ以下の短いチップ長の符号
は、相互相関が小さく、独立性の高い符号の数が少な
い。例えば、３１チップのｍ系列符号の場合、３種に過
ぎない。そこで、上記の帯域幅に対する余裕を利用
し、図１３(ｂ)の様に、搬送波周波数が異なる２チャン
ネル(それぞれのチャンネルで同じＰＮ符号が使用可能
になる)を設けることにより、同時使用可能なチャンネ
ル数を２倍に増加させている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、防災システ
ムや監視装置においては、動画像あるいは準動画像の伝
送が可能で、免許の申請や手続きの不要な無線伝送装置
に対する要望が強い。しかも、例えば、図１４に示す様
に、異なる２地点(一般には複数点)からの２チャンネル
以上の動画像あるいは準動画像を、センタ(基地局)で同
時に受信したいという要望が強い。第１の要望を満たし
得る周波数帯域としてＩＳＭ帯がある。一方、動画像
を伝送するには、近年の画像圧縮技術を駆使しても、少
なくとも、２５６ｋｂｐｓの約４倍の１Ｍｂｐｓ以上、
できれば、１．５Ｍｂｐｓ以上の伝送レートが必要であ
る。また、符号誤りの発生頻度は、少なくとも、１分
間当たり、１回以下(１．５Ｍｂｐｓのときの符号誤り
率、１／１０⁸以下）である必要がある。ところで、Ｉ
ＳＭ帯では、電波法により１０チップ以上のチップ長の
ＰＮ符号を用いることが義務付けられている。そのた
め、前記ＤＢＰＳＫを用いたＳＳ方式の伝送装置では、
１Ｍｂｐｓから１．３Ｍｂｐｓ＝１３[Mcps]／１０[チ
ップ]までの伝送は可能であるが、これを越える、１．
５Ｍｂｐｓの情報符号は伝送できない。１．３Ｍｂｐｓ
を越える伝送レートの情報符号を伝送するには、図１０
の変調部７と図１１の復調部２３を、２相位相変調(Ｂ
ＰＳＫ)方式から４相位相変調(ＱＰＳＫ)方式に置き換
え、伝送レートを上げる必要がある。

【０００７】このＱＰＳＫ方式への置き換えを施した回
路構成を図１５と図１６に示す。ＱＰＳＫ方式では、入
力の情報符号をＩ，Ｑの２成分に振り分け、それぞれを
搬送波のｓｉｎ波とｃｏｓ波で変調して伝送する。図１
５のＳＳ拡散部３は、このＩ，Ｑ成分をそれぞれＳＳ拡
散する回路で、図１０の拡散部３とは内部の回路構成が
異なる。しかし、ＢＰＳＫ方式におけるＳＳ拡散と同じ
処理を、Ｉ，Ｑの２成分に施すという点を除き、同一の
働きをする。そこで、回路部の番号は同一の番号を用
い、図１５のＳＳ拡散部も同じく、ＳＳ拡散部３とし
た。また、図１５のＬＰＦ６ＩとＬＰＦ６Ｑは、図１０
のＬＰＦ６と同じ処理をＩ，Ｑ両成分に施す低域ろ波器
である。そこで簡単のため、図１５の説明でＬＰＦ６と
記すときは、ＬＰＦ６ＩとＬＰＦ６Ｑの両方を指すもの
とする。図１５，図１６の他の回路についても、図１
０，図１１の回路と同じ働きをする回路には同じ番号を
付して示した。各回路の動作は、上記の点を除き図１０
と図１１の回路と同一になる。ここで、遅延検波４相位
相変調(ＤＱＰＳＫ)方式に置き換えた伝送装置によっ
て、１．５Ｍｂｐｓの情報を伝送する場合、使用できる
ＰＮ符号のチップ長は、１３[Mcps]／１．５[Mbps]×２
[相]＝１７[チップ] 以下になる。前述のチップ長が５
０チップの場合と異なり、１７チップの場合はチップ長
が短いため、計算機による探索が可能であるが、上記の
無線ＬＡＮと同様に、使用できる最大長の系列符号であ
る１５チップのＰＮ符号を用いるとすると、そのチップ
レートは、１．５[Mbps]×１５[チップ]／２[相]＝１
１．２５[Mcps]になる。また、伝送信号のメインローブ
の帯域幅は、この２倍の２２．５ＭＨｚ＜２６ＭＨｚに
なる。

【０００８】ところで、前述の第２の要望に従って、セ
ンタで同時に２チャンネルの動画像あるいは準動画像の
情報符号を受信する場合、２チャンネルとも同画質の画
像を得るには、２チャンネルの受信レベルを等しくする
必要がある。しかし、その時のＣ／Ｎは０ｄＢと低い。
これに対し、ＤＱＰＳＫ方式単独で、符号誤り率、約１
／１０⁸ 以下の性能を得るためには、理論上、約１７ｄ
Ｂ以上のＣ／Ｎの受信信号が必要である。したがって、
１．５Ｍｂｐｓの２チャンネルの信号を同時に受信する
ためには、このＣ／Ｎの差を埋めるための少なくとも、
１７ｄＢ以上の拡散処理利得が必要になる。しかし、１
５チップのチップ長では約１２ｄＢの拡散処理利得しか
得られず、第２の要望である、１．５Ｍｂｐｓの２チャ
ンネルの同時伝送はできない。本発明は、これらの欠点
を除去し、上記の２つの要望に係わる動画像あるいは準
動画像を、センタで同時に受信することを可能にするス
ペクトラム拡散方式の伝送装置を提供することを目的と
するものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の第１の伝送方式は、ディジタル情報をスペ
クトラム拡散符号化して伝送し、当該拡散信号を受信
し、逆拡散符号化して元のディジタル情報を得るスペク
トラム拡散伝送方式において、所定の伝送帯域の帯域幅と所定の伝送レートから許さ
れる最大長の系列符号より短いチップ長の拡散符号(Ｐ
Ｎ符号)を用い、２チャンネル以上の複数のチャンネルを設け、各チャンネルの搬送波周波数ｆha，ｆhb，…を、互い
に異なる値に設定することを特徴とするスペクトラム拡
散伝送方式である。すなわち、例えば、１．５Ｍｂｐｓの２チャンネル伝送
の場合、最大長の１５チップの系列符号を、積極的に更
に短い１０チップのＰＮ符号に変える。つまり、メイン
ローブの帯域幅を、１５チップの符号を用いる場合の２
２．５ＭＨｚの帯域幅より、更に小さい、１．５[Mbps]
×１０[チップ]／２[相]×２＝１５ＭＨｚ＜２６ＭＨｚ
に設定する。そして、生じた１１ＭＨｚの余裕帯域を
用い、図１３(ｃ)に示す如く、２チャンネルのメインロ
ーブの帯域位置をＩＳＭ帯の上下両サイドいっぱいに離
隔し、他チャンネルの干渉成分１３を減らす。

【００１０】更に説明すれば、１．５Ｍｂｐｓの２チャ
ンネル伝送の場合において、最大長の１５チップの系列
符号を１０チップのＰＮ符号に変えるとともに、そのチ
ップレートを、１．５[Mbps]×１０[チップ]／２[相]＝
７．５[Mcps]に設定する。また、２チャンネルの搬送波
周波数ｆha，ｆhbを、各チャンネルのメインローブの帯
域位置が、ＩＳＭ帯(2471〜2497MHz，中心周波数2484MH
z)の上下両サイドいっぱいに離隔するように、ｆha＝
(２４８４−５．５)[MHz]，ｆhb＝(２４８４＋５．５)
[MHz]に設定する。この様に設定すると、２チャンネル
の搬送波周波数は、互いに１１ＭＨｚ離隔される。図
１３（ｃ）の周波数分布のように、２チャンネルの搬送
波周波数を離隔すると、２チャンネルで同じＰＮ符号が
使用できるようになるだけでなく、他チャンネルからの
干渉成分１３が減り、同時に受信したときの受信信号の
Ｃ／Ｎを上げる働きがある。

【００１１】従来の最長の１５チップの系列符号を用い
る場合は、図１３(ｂ)の周波数分布のように、チップレ
ートが１１．３Ｍｂｐｓと大きくなり、メインローブを
できるだけ離隔しても、その搬送波周波数は、ｆha'＝
(２４８４−１.７５)ＭＨｚ，ｆhb'＝(２４８４＋１.７
５)ＭＨｚとなる。そのため、２チャンネルの搬送波周
波数の離隔幅は３．５ＭＨｚに過ぎず、受信信号のＣ／
Ｎは０ｄＢから約０．５ｄＢに改善されるに過ぎない。
これに対し、本発明の場合の離隔幅は、１１ＭＨｚと大
きく、他チャンネルの干渉成分１３は大幅に低減され、
受信信号のＣ／Ｎは、約１０．５ｄＢに改善される。そ
のため、１．５Ｍｂｐｓの２チャンネルの信号を同時に
受信するのに必要なＣ／Ｎの不足は、１７ｄＢ以上から
６．５ｄＢ以上へと大幅に低減される。この値は、１０
チップの拡散処理利得値＝１０×ｌｏｇ（１０）＝１０
ｄＢより小さく、Ｃ／Ｎの差を充分埋めることができ
る。そのため、１．５Ｍｂｐｓの２チャンネルの同時
伝送が可能になる。

【００１２】また、本発明の第２の伝送方式は、１．５
Ｍｂｐｓの２チャンネル同時伝送を可能にするだけでな
く、上記第１の伝送方式を用いた後に残る、後述するレ
ベル調整の際の問題を改善すると共に、最大伝送距離を
第１の伝送方式を用いる場合より、伸ばすことを可能に
するものである。すなわち、ディジタル情報をスペクト
ラム拡散符号化して伝送し、該拡散信号を受信し逆拡散
符号化して元のディジタル情報を得るスペクトラム拡散
伝送方式において、２チャンネル以上の複数のチャンネルを設け、各チャンネルの搬送波周波数ｆha，ｆhb，…を互いに
異なる値に設定し、該伝送方式の受信装置は、受信した伝送信号の２相位
相変調(ＢＰＳＫ変調)あるいは４相位相変調(ＱＰＳＫ
変調)を復調した後、復調して得たベースバンド信号か
らＳＳ変調(ＳＳ拡散)の復調(ＳＳ逆拡散)を実施する構
成を有し、所定のチャンネルＩに対するＳＳ拡散部と送信アンテ
ナの間、あるいは受信アンテナとＳＳ逆拡散部の間の少
なくともいずれか一方に、上記チャンネルＩの拡散符号
(ＰＮ符号)のビット周波数ｆpni(チップレート）で決ま
るメインローブ帯域より狭い範囲に当該拡散信号の帯域
を制限する周波数特性制御手段を設けたことを特徴とす
るスペクトラム拡散伝送方式である。

【００１３】本発明の第３の伝送方式は、上記第２の伝
送方式を実現する回路構成に関するものである。すなわ
ち、本発明の第３の伝送方式は、第２の伝送方式におい
て、所定のチャンネルＩに対するＳＳ拡散部と送信アンテ
ナの間に、該チャンネルＩの拡散符号(ＰＮ符号）のビ
ット周波数ｆpni(チップレート)で決まるメインローブ
帯域より狭い範囲に帯域制限するための、該チャンネル
Ｉのチップレートｆpni に対応するルート・ロールオフ
・フィルタを設け、該チャンネルＩの受信アンテナとＳＳ逆拡散部の間
に、該チャンネルＩのＰＮ符号のチップレートｆpni で
決まるメインローブ帯域より狭い範囲に帯域制限するた
めの、該チャンネルＩのチップレートｆpni に対応する
ルート・ロールオフ・フィルタを設けることを特徴とす
るスペクトラム拡散伝送方式である。

【００１４】また、本発明の第４の伝送方式は、所定のチャンネルＩに対するＳＳ拡散部と送信アンテ
ナの間に、該チャンネルＩの拡散符号(ＰＮ符号）のビ
ット周波数ｆpni(チップレート)で決まるメインローブ
帯域より狭い範囲に帯域制限するための、該チャンネル
Ｉのチップレートｆpni に対応するルート・ロールオフ
・フィルタを設け、該チャンネルＩの受信アンテナとＳＳ逆拡散部の間に
あって、該チャンネルＩのＰＮ符号のチップレートｆpn
i で決まる、メインローブ帯域より狭い範囲に帯域制限
するフィルタを、復調したベースバンド信号とこれをＰ
Ｎ符号のパルス周期Ｔ(１／ｆpni）の２分の１の時間Ｔ
／２、遅延した信号との和を取って構成する２タップの
フィルタ(第１のフィルタ)と、ベースバンド信号の内の
ＰＮ符号の周波数ｆpni 以上の周波数成分を除去するロ
ーパスフィルタ(第２のフィルタ)で構成することを特徴
とする上記第２の伝送方式によるスペクトラム拡散伝送
方式である。また、本発明の第５の伝送方式は、所定のチャンネルＩ
の受信アンテナとＳＳ逆拡散部の間に、該チャンネルＩ
の拡散符号(ＰＮ符号）のビット周波数ｆpni(チップレ
ート)で決まるメインローブ帯域より狭い範囲に帯域制
限するための、該チャンネルＩのチップレートｆpniに
対応するルート・ロールオフ・フィルタを設けることを
特徴とする上記の第２の伝送方式によるスペクトラム拡
散伝送方式である。

【００１５】ここで、第１の伝送方式を用いても依然と
して次の課題が残る。この課題を、図１７を用いて説明
する。図１７は、符号誤り率１／１０⁸ を得ることを条
件に、第１の伝送方式を用いて２チャンネル同時伝送を
した時の最大伝送距離と伝送レートの関係を、ＰＮ符号
のチップ長をパラメータにして示したものである。ただ
し、最大伝送距離は、１３チップのＰＮ符号を用いて１
チャンネル伝送した時の最大伝送距離を基準距離１．０
として示した。図１７から明らかなように、１０チップ
のＰＮ符号を用いることにより、１．５Ｍｂｐｓの情報
符号の２チャンネル同時伝送が可能になる。ここで、図
中の破線は、１チャンネルのみ伝送しているときの最大
伝送距離を示している。ところで、２チャンネル同時伝
送においては、図１４の受信点で２チャンネルの伝送信
号レベルが略等しくなるように送信電力を調整する必要
がある。そこで、移動局の位置設定と初期調整において
は、まず１チャンネルずつ伝送して送信電力を調整した
後、２チャンネル同時伝送を開始することになる。この
時、図１７の１．５Ｍｂｐｓ点のように、１チャンネル
のみ伝送するときと２チャンネル同時伝送するときの最
大伝送距離に大きな差が有ると、１チャンネルずつなら
伝送できても２チャンネル同時伝送はできない場合が生
じる。そのため、送信電力の調整と伝送距離の調整の問
題が複雑に絡み、移動局の設定位置の決定と送信電力の
初期調整作業が複雑で使い勝手が悪くなる問題が生じ
る。

【００１６】また、１チャンネル伝送時と２チャンネル
伝送時の最大伝送距離の差の大きさは、他チャンネルの
干渉成分の影響が、拡散処理利得の処理能力の限界に近
づいていることを意味する。そのため、他チャンネルの
移動局が位置を変更したり、出力レベルを変更すると、
最大伝送距離や符号誤り率が大幅に変化し、伝送装置の
設定法や使用方法が微妙で、使い勝手が悪くなる問題が
生じる。更に、伝送距離としては少しでも遠くまで伝送
できることを要求されるが、伝送帯域幅から許されるチ
ップ長より短いＰＮ符号を用いるので、２チャンネルの
同時伝送だけでなく、常時１チャンネルの伝送のみ実施
する時にも最大伝送距離が短くなる欠点がある。以上の
問題点と欠点を改善するには、レベル調整のため１チャ
ンネルずつ伝送するときの最大伝送距離と２チャンネル
同時伝送するときの最大伝送距離の差を小さくする、ま
た最大伝送距離を伸ばすためにチップ長の長いＰＮ符号
を使用できるようにすることが必要である。

【００１７】本発明の第２の伝送方式は、該第１の伝送
方式をもってしても残る課題を解決または改善すること
ができる他の方法を提供するものである。この第２の方
式に第３の方式を適用することによって実現した場合の
特性を図１８に示す。図１８の実線は、本発明による第
３の方式を用いた時の最大伝送距離と伝送レートの関係
を示している(図１７と同じ条件で算出)。図中の一点鎖
線は図１７に示した特性である。図から明らかなよう
に、１．５Ｍｂｐｓの情報符号を、１０チップのＰＮ符
号を用いて１チャンネルのみ伝送するときの最大伝送距
離と、２チャンネル同時伝送するときの最大伝送距離は
ほとんど重なり、その差は大幅に改善される。そのた
め、移動局の位置設定と初期調整においても、送信電力
の調整と、伝送距離の調整の問題が複雑に絡んで移動局
の設定位置の決定と送信電力の初期調整作業が複雑にな
ることの無い、使い勝手の良い伝送装置を構成すること
ができる。

【００１８】また、さらに最大伝送距離を伸ばせる１３
チップのＰＮ符号（第１の方式では１．５Ｍｂｐｓの情
報符号は伝送できなかった）を用いても、１チャンネル
のみ伝送するときの最大伝送距離と２チャンネル同時伝
送するときの最大伝送距離の差は少なく、初期調整が比
較的容易で使い勝手の良い伝送装置を構成できる。この
場合、チップ長が１０チップから１３チップに長くなる
ため、更に最大伝送距離が伸びるという効果も得られ
る。本発明による第２の方式を、第４の方式及び第５の
方式を用いて実現する場合においても、第３の方式を用
いる場合に比べ改善の程度はやや劣るものの、同様の効
果を得ることができる。これらの方式については、実施
例の中で更に詳しく述べる。

【００１９】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例によるスペ
クトラム拡散伝送方式における、送信装置の回路構成例
を図１に、受信装置の回路構成例を図２に示す。図１の
送信装置の回路構成は、図１５の回路のＳＳ拡散部３と
ＬＰＦ６の間に、当該チャンネルＡのチップレートｆpn
a(後述する様に、図１５のチップレートｆpna より大き
な値に設定する）に対応するルート・ロールオフ・フィ
ルタ特性を持つディジタルフィルタ３０と、その出力を
アナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器３１を、新たに挿
入した構成になっている。ただし、図１５のＬＰＦ６
を、Ｄ／Ａ変換器３１で発生する高調波成分を除去する
特性を有するＬＰＦ３２に置き換えた。図２の受信装置
の回路構成は、図１６の回路の復調部２３とＳＳ逆拡散
部２２の順序を入れ替えた回路構成に成っている。た
だし、この入れ替えに合わせ、ＳＳ逆拡散部２２を、そ
の内部回路がマッチドフィルタ等からなるＳＳ逆拡散部
２２’に置き換えている。一方、図１６の復調部２３か
らは、既に逆拡散されたベースバンド信号が出力され
る。そのため、ＬＰＦ２８とＡ／Ｄ変換器２４は、１．
５Ｍｂｐｓの情報符号のベースバンド成分を取り出して
Ａ／Ｄ変換する回路３３，２４になっている。

【００２０】これに対し、図２の復調部２３からは、チ
ップレートｆpna で拡散されている拡散信号が出力され
る。そのため、図２では、少なくとも周波数ｆpna の２
倍を越える周波数でサンプリングするＡ／Ｄ変換器２
４’に置き換えている。また、図１６のＬＰＦ２８は、
図２では当該チャンネルＡのチップレートｆpna に対応
するルート・ロールオフ・フィルタ特性を持つＬＰＦ３
３に置き換えている。図１の入力端子１から入力した情
報符号は、ＳＳ拡散部３で拡散した後、ディジタルフィ
ルタ３０に入力する。ディジタルフィルタ３０は、図１
５のＬＰＦ６の特性(図３(ａ)と図１２に一点鎖線で示
す特性１１)より、更に狭い周波数帯域に制限するルー
ト・ロールオフ・フィルタ特性(図３(ａ)に実線で示す
特性３４)を持つ。ディジタルフィルタ３０でメインロ
ーブより狭い範囲に帯域制限された拡散信号は、Ｄ／Ａ
変換器３１でアナログ信号に変換された後、ＬＰＦ３２
に入力する。ＬＰＦ３２は、Ｄ／Ａ変換器３１で発生す
る高調波成分を除去できるフィルタであればよく、図１
５のＬＰＦ６をそのまま用いても良い。この後、図１５
の回路と同様にしてＱＰＳＫ変調し、搬送波ｆhaに乗せ
てアンテナ８から送信する。所定伝送帯域内における、
チャンネルＡの送信信号の周波数分布を図１３(ｃ)に実
線で示す。一点鎖線は他のチャンネル(ここではチャン
ネルＢ)の送信信号の周波数分布である。破線は、ディ
ジタルフィルタ３０で帯域制限しない場合の、帯域幅２
×ｆpna のメインローブを示している。従来の伝送装
置では、図１３(ｂ)の様に、帯域幅２×ｆpna'のメイン
ローブを制限せずに伝送する。そのため、チップレート
ｆpna'は、このメインローブの信号成分がＩＳＭ帯の制
限帯域からはみ出さないように設定している。

【００２１】これに対し、本実施例では送信信号の周波
数帯域をメインローブより狭い範囲に制限している。そ
のため、図１３（ｃ）に破線で示すメインローブの範囲
が、ＩＳＭ帯の外にはみ出しても、実線で示す実際の信
号成分はＩＳＭ帯からはみ出すことはない。したがっ
て、従来の伝送装置で用いているチップレートｆpna'よ
り大きなチップレートｆpna を用いることができる。そ
の結果、同一の伝送レートで情報符号を伝送する場合、
従来の伝送装置よりチップ長が長く、拡散利得が大きい
ＰＮ符号を用いて伝送することができるようになる(雑
音の影響を受け難く、遠方まで伝送可能になる)。一
方、図２のアンテナ２０で受信した信号は、初めに復調
部２３でベースバンド信号のＩ成分とＱ成分の拡散信号
に復調する。図３（ｂ）は、復調したＩ，Ｑ成分のベー
スバンド信号の周波数分布を示したものであり、実線は
当該チャンネルＡの信号成分，一点鎖線はチャンネルＢ
の信号成分である。ＬＰＦ３３は、送信装置のディジタ
ルフィルタ３０と同じルート・ロールオフ・フィルタ特
性(図３(ａ)に実線で示す特性３４)を持つフィルタであ
り、他チャンネルの信号による干渉成分を充分除去する
ために設けたものである。つまり、チップレートｆpna
とｆpnbを上げると各々の信号の帯域が広がり、干渉成
分が増加する。しかし、ＬＰＦ３３を用いるとその干渉
成分の量が減るため、その低減量に見合った値までチッ
プレートを上げることが可能になる。そして、チップ長
が長く拡散処理利得の大きいＰＮ符号を用い、雑音の影
響を受け難く、遠方まで伝送できる伝送装置を実現する
ことができるようになる。

【００２２】また、ディジタルフィルタ３０による帯域
制限で生じる波形歪を低減するために設けられている。
一般に、帯域を制限するとパルス波形に歪が生じ、アイ
パターン(１，０を判定するための窓)が閉じる。そのた
め逆拡散の性能が劣化する。しかし、本実施例のディジ
タルフィルタ３０とＬＰＦ３３の２つのフィルタ特性か
ら得られる特性は、ディジタル伝送で通常使われるロー
ルオフ特性となる。そのため、復調して得たベースバン
ドの拡散信号のアイパターンは、充分開いた波形とな
り、これをマッチドフィルタ等の方法で逆拡散すること
により、拡散利得の減少等の性能劣化のほとんど無い、
良好な逆拡散処理を実施することができる。ＬＰＦ３３
で干渉成分を取り除いた信号は、ＳＳ逆拡散部２２’で
逆拡散され、遅延検波処理部２５で遅延検波された後、
情報符号として出力する。

【００２３】次に、図２において、復調部２３とＳＳ逆
拡散部２２’の順序を入れ替えた理由を以下に説明す
る。まず、比較のため、図１５と図１６の伝送装置の各
回路部の信号波形を説明する。図１５の変調部７に入力
する拡散信号は、メインローブあるいはこれを越える周
波数帯域を持つ。そのため、変調部７に入力する拡散信
号の波形は、図４（ｂ)の様にほぼ矩形波になってい
る。ただし、図４（ａ)は、ＳＳ拡散部３に入力する情
報符号の波形である。図１５の変調部７では、図４
(ｂ）のパルスに搬送波を掛けて変調する。図４（ｃ)
は、こうして得た伝送信号の波形である。この波形は、
図４（ｂ）のパルスに合わせて搬送波の位相を反転した
波形になっている。図１６の受信装置では、まず図４
（ｃ）と同じ波形の受信信号にＰＮ符号を掛け、反転し
た搬送波の位相を戻す。その後、復調部２３で基準とな
る搬送波信号を掛けて、図４(ｄ)のベースバンド信号を
復調する。そして、ＬＰＦ２８で情報符号の伝送レート
ｆb に対応する周波数帯域に帯域制限して、雑音成分を
除いた図４(ｅ)の信号波形に縦の破線で示す点の値をサ
ンプリングして情報符号を復調する。

【００２４】ところで、図１の回路の様に拡散信号をメ
インローブより狭い帯域に制限すると、拡散信号の波形
は、図５(ｂ)に実線で示す正弦波に近い鈍った波形にな
る。そのため、図１の変調部７で変調して得た伝送信号
は、図５(ｃ)の様な振幅変化の大きな波形(図４(ｃ)に
対応する信号)になる。ただし、図５(ａ)は、図４(ａ)
と同じ情報符号の波形である。この伝送信号を図１６の
回路に従って先に逆拡散した後復調すると、復調して得
たベースバンド信号の波形は、図５（ｄ）の様に振幅の
変化を繰り返す波形(図４(ｄ)に対応する信号)になり、
その平均レベルが下がる。そのため、ＬＰＦ２８を通し
て雑音成分を除いた後の信号波形は、図５(ｅ)に実線で
示す様に、図４(ｅ)の波形(図５(ｅ)に破線で示す)より
振幅が小さくなり、Ｓ／Ｎが劣化することになる。した
がって、当然期待できる拡散利得が得られず、伝送距離
も短くなる問題が生じる。

【００２５】これに対し、本実施例による図２の受信装
置では、初めに復調してから逆拡散する。すなわち、図
５（ｃ）の伝送信号をまず復調部２３とＬＰＦ３３に通
し、図５（ｆ)に示すベースバンド信号に復調する。そ
して、図５（ｆ)の信号波形に破線で示す点の値をサン
プリングして逆拡散することによって情報符号を得る。
この時、図１のディジタルフィルタ３０と図２のＬＰＦ
３３の特性を合わせるとディジタル通信で良く知られて
いるロールオフフィルタ特性になっているため、図５
(ｆ)の破線で示す点の値(アイパターンの開口)は、メイ
ンローブ以下に帯域制限しなかった場合とほとんど変わ
らず、当然期待できる拡散利得が得られる。そして、干
渉雑音が低下する分だけチップレートを上げ、チップ長
の長いＰＮ符号を用いることにより、伝送距離を伸ばす
ことが可能になる。この様に、本実施例によるスペクト
ラム拡散方式の伝送装置の送信装置では、送信信号の帯
域をメインローブより狭い範囲に制限している。そし
て、従来の伝送装置で用いているチップレートｆpna'よ
り大きなチップレートｆpna を用いても、実際の信号成
分はＩＳＭ帯からはみ出すことはない。そのため、同一
の伝送レートで情報符号を伝送する場合、従来の伝送装
置よりチップ長が長く拡散利得が大きいＰＮ符号を用い
て伝送することができるようになる。その結果、雑音の
影響を受け難くなり、遠方まで伝送が可能になる。

【００２６】また、受信装置のＬＰＦ３３で他チャンネ
ルの信号による干渉成分を充分除去するので、その低減
量に見合った値までチップレートを上げると共に、チッ
プ長の長いＰＮ符号を用いることにより、雑音の影響を
受け難く遠方まで伝送できる伝送装置を実現することが
できるようになる。しかも、ディジタルフィルタ３０と
ＬＰＦ３３で帯域制限しても、拡散利得の性能はほとん
ど劣化しない。これらの効果を総合すると、最大伝送距
離と伝送レートの関係は、既に図１８とその説明で前記
した様に、例えば１．５Ｍｂｐｓの情報符号を１０チッ
プのＰＮ符号を用いて１チャンネルのみ伝送するときの
最大伝送距離と、２チャンネル同時伝送するときの最大
伝送距離の差は大幅に改善される。そのため、移動局の
位置設定と初期調整においても、送信電力の調整と伝送
距離の調整の問題が複雑に絡んで移動局の設定位置の決
定と送信電力の初期調整作業が複雑になるようなことの
無い、使い勝手の良い伝送装置を構成することができ
る。また、更に最大伝送距離を伸ばせる１３チップのＰ
Ｎ符号（図１７の方法では１．５Ｍｂｐｓの情報符号は
伝送できなかった）を用いても、１チャンネルのみ伝送
するときの最大伝送距離と２チャンネル同時伝送すると
きの最大伝送距離の差は少なく、初期調整が比較的容易
で使い勝手の良い伝送装置を構成できる。この場合、チ
ップ長が１０チップから１３チップに長くなるため、更
に最大伝送距離が伸びるという効果も得られる。

【００２７】なお、第１の実施例では、送信装置での帯
域制限用のフィルタを、ディジタルフィルタ３０で構成
し、受信装置での帯域制限用のフィルタをアナログフィ
ルタであるＬＰＦ３３で実施する場合を用いて説明し
た。しかし、送信装置と受信装置の帯域制限用のフィ
ルタを共にディジタルフィルタで構成する、あるいは送
信装置と受信装置の帯域制限用のフィルタを共にアナロ
グフィルタで構成する、あるいは第１の実施例とは逆
に、送信装置の帯域制限用のフィルタはアナログフィル
タで構成し、受信装置の帯域制限用のフィルタはディジ
タルフィルタで構成するようにしても良いのは明らかで
ある。ディジタルフィルタは多くの掛け算回路が必要
で、回路規模が増大する傾向が有る。特に受信装置では
信号レベルが変動するため演算を簡略化することが難し
く、高速な演算素子と大きな回路規模が必要になる。し
かし、温度特性や製造ばらつき、あるいは群遅延特性の
平坦性などの安定性から、ディジタルフィルタを用いる
ことが望ましい。

【００２８】本発明の第２の実施例によるスペクトラム
拡散方式の伝送装置における、受信装置の回路構成例を
図６に示す。送信装置としては、図１の送信装置と同じ
送信装置を用いる。図６の受信装置の回路構成は、基本
的には図２の回路構成と同じであり、図２のＬＰＦ３３
が持つルート・ロールオフ・フィルタ特性に類似した周
波数特性を、２つのフィルタに分けて実現する点が図２
の回路と異なる。この内の第１のフィルタは、ベースバ
ンド信号の内のＰＮ符号の周波数ｆpna 以上の周波数成
分を除去するローパスフィルタＬＰＦ４０である。第２
のフィルタは、ベースバンド信号自身と、このベースバ
ンド信号をＰＮ符号のパルス周期Ｔ(１／ｆpna）の２分
の１の時間Ｔ／２、遅延した信号との和を取って構成す
る２タップのディジタルフィルタ４１である。

【００２９】ディジタルフィルタ４１は、図７に実線と
破線で示す余弦関数で表せる周波数特性を持ち、周波数
ｆpna の点で０を通過する。これに対しＬＰＦ４０に
は、図７に一点鎖線で示す様に、ほぼメインローブ部分
のみを通過させる比較的急峻で群遅延特性の平坦な特性
を持たせる。ＬＰＦ４０の３ｄＢダウンのカットオフ周
波数は、周波数ｆpna よりやや低くなっても良い。この
２つのフィルタを総合した特性は、ルートロールオフ特
性に近い、ほぼ図７の実線で示す特性となる。この総合
した特性は、ややルートロールオフと異なるためその効
果もやや劣る。例えば、チップ長を１３チップにする
と、１チャンネルのみ伝送するときの最大伝送距離と、
２チャンネル同時伝送するときの最大伝送距離の差はや
や増える。しかしその差は、１３チップのＰＮ符号を用
いているにもかかわらず、図１７の１０チップの場合に
おける約２２％から約７％に減少し、１０％を切ってい
る。そのため、最大伝送距離近傍で使用しない限り、初
期調整が極端に煩雑にはならず、使い勝手に関し許容で
きる範囲に納めたまま、１チャンネル伝送時の最大伝送
距離を図１７の１０チップの場合に比べ約１．１５倍に
伸ばすことができる。すなわち、本実施例でも総合した
フィルタ特性がルートロールオフ特性に近いため、基本
的には第１の実施例と同様の効果を得ることができる。

【００３０】また、第１の実施例の最後に記した様に、
帯域制限用のフィルタはディジタルフィルタで構成する
のが望ましい。しかし、８ビット精度で１５タップ程度
以上の演算が必要になるルートロールオフ特性をディジ
タルフィルタのみで構成しようとすると、現状の技術で
は回路規模が増大してしまう欠点があった。これに対
し、本実施例で用いるディジタルフィルタ４１は２タッ
プのフィルタであり、比較的小さな回路規模で構成でき
る。補助的機能を有するＬＰＦ４０は、ほぼメインロー
ブ内で群遅延特性が平坦で所定の急峻さを有すれば良
く、比較的容易に実現できる。しかも、総合して得られ
るルートロールオフ特性は、ほぼ、ディジタルフィルタ
４１で定まり、ルートロールオフ特性をディジタルフィ
ルタ単独で実現する場合と同様の特性安定性を得ること
ができる。この様に、本実施例によるスペクトラム拡散
方式の伝送装置の受信装置では、ほぼ第１の実施例と同
様の効果が得られる上、更に、受信装置の回路規模を著
しく増大させることなく、単独のディジタルフィルタで
帯域制限用フィルタを構成した場合と同様に、フィルタ
特性の安定した回路を構成することができる。

【００３１】本発明の第３の実施例によるスペクトラム
拡散方式の伝送装置における、受信装置の回路構成例を
図８に示す。送信装置としては、図１５と同様のメイン
ローブを伝送する送信装置を用いる。図８の受信装置の
回路構成は、基本的には図２の回路構成と同じであり、
図２のルートロールオフ特性を持つＬＰＦ３３を、ロー
ルオフ・フィルタ特性を持つＬＰＦ４２に交換して構成
した点が図２の回路と異なる。送信装置から出力される
伝送信号は、図１３(ｂ)の様にメインローブ成分からな
り、図８の復調部２３で復調したベースバンド信号に
は、図９に斜線で示す様に、他チャンネルからの干渉成
分が存在する。しかし、図８の受信装置では、図９に
実線で示すロールオフ特性を有するＬＰＦ４２で帯域制
限した後に逆拡散し、情報符号を再生する。そのため、
図９から明らかな様に、他チャンネルからの干渉成分を
低減することができる。

【００３２】その結果、第１の実施例で述べたＬＰＦ３
３の第１の目的と同様の理由により、チップ長が長く拡
散処理利得の大きいＰＮ符号を用い、雑音の影響を受け
難く、遠方まで伝送できる伝送装置を実現することがで
きるようになる。また、ＬＰＦ４２はディジタル伝送で
通常使われるロールオフ特性を持つため、復調して得た
ベースバンドの拡散信号のアイパターンは充分開いた波
形となる。そのため、拡散利得の減少等の性能劣化のほ
とんど無い、良好な逆拡散処理を実施することができ、
第１の実施例と同様の効果を得ることができる。すなわ
ち、１チャンネルのみ伝送するときの最大伝送距離と２
チャンネル同時伝送するときの最大伝送距離の差が改善
される。そして、移動局の位置設定と初期調整において
も、送信電力の調整と伝送距離の調整の問題が複雑に絡
んで移動局の設定位置の決定と送信電力の初期調整作業
が複雑になることの無い、使い勝手の良い伝送装置を構
成することができる。また、更に最大伝送距離を伸ばせ
るチップ長の長いＰＮ符号を用いることができるように
なるため、更に遠距離までの伝送が可能になる。

【００３３】この様に、本実施例によるスペクトラム拡
散方式の伝送装置の送信装置においても、第１の実施例
に比べると効果は少ないものの、第１の実施例と同様の
効果を得ることができる。なお、上記の実施例は２チャ
ンネル同時伝送の例を用いて説明したが、２チャンネル
以上の場合でも同様の効果が得られるのは明らかであ
る。また、以上、ＤＱＰＳＫ方式とＳＳ方式を併用して
構成するスペクトラム拡散方式の伝送装置で、伝送レー
トが１．３Ｍｂｐｓ以上である場合を用いて説明した。
しかし、ＤＢＰＳＫ方式とＳＳ方式を併用して構成す
るスペクトラム拡散方式の伝送装置、あるいは動画像や
準動画像を伝送するのに必要な伝送レートである１．０
Ｍｂｐｓから１．３Ｍｂｐｓあるいはそれ以下の伝送レ
ートの場合においても、同様の効果を得られるのは明ら
かである。また、以上、ＩＳＭ帯を通して伝送する場合
について説明したが、帯域幅を制限された所定の伝送帯
域を用いる場合においても同様の効果が得られるのは明
らかである。また、以上、誤り訂正符号を用いない場合
を例にして説明した。しかし、誤り訂正符号を用いる場
合においても、目標とする符号誤り率１／１０⁸ が変化
するだけで、同様な効果が得られるのは明らかである。

【００３４】

【発明の効果】以上、本発明によるスペクトラム拡散方
式の伝送装置では、帯域幅２６ＭＨｚのＩＳＭ帯を通し
て、動画像あるいは準動画像の伝送に必要な１．５Ｍｂ
ｐｓの伝送レートの２チャンネル同時伝送が可能にな
る。また、１チャンネルのみ伝送するときの最大伝送距
離と２チャンネル同時伝送するときの最大伝送距離の差
は大幅に改善される。そのため、移動局の位置設定と初
期調整においても、送信電力の調整と伝送距離の調整の
問題が複雑に絡んで移動局の設定位置の決定と送信電力
の初期調整作業が複雑になることの無い、使い勝手の良
い伝送装置を構成することができる。また、同一の伝送
レートで情報符号を伝送する場合、従来の伝送装置より
チップ長が長く拡散利得が大きいＰＮ符号を用いて伝送
することができるようになる。その結果、雑音の影響を
受け難くなり、遠方まで伝送が可能になる。また、以上
の効果は、ＤＱＰＳＫ方式とＳＳ方式を併用して構成す
るスペクトラム拡散方式の伝送装置に限らず、ＤＢＰＳ
Ｋ方式とＳＳ方式を併用して構成するスペクトラム拡散
方式の伝送装置、あるいは動画像あるいは準動画像を伝
送するのに必要な伝送レート１．０Ｍｂｐｓ以上あるい
は通常の情報符号の伝送で用いるそれ以下の伝送レート
の場合においても、同様の効果を得ることができる。ま
た、ＩＳＭ帯に限らず、帯域幅を制限された任意の伝送
帯域を用いる場合においても同様の効果を得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例の伝送装置における送信
装置の構成を示すブロック図。

【図２】本発明の第１の実施例の伝送装置における受信
装置の構成を示すブロック図。

【図３】本発明の第１の実施例の回路のフィルタ特性と
その役割の説明図。

【図４】従来のスペクトラム拡散方式の伝送装置におけ
る各回路部の信号波形図。

【図５】本発明の第１の実施例の伝送装置における各回
路部の信号波形図。

【図６】本発明の第２の実施例の伝送装置における受信
装置の構成を示すブロック図。

【図７】本発明の第２の実施例の回路のフィルタ特性と
その役割の説明図。

【図８】本発明の第３の実施例の伝送装置における受信
装置の構成を示すブロック図。

【図９】本発明の第３の実施例の回路のフィルタ特性と
その役割の説明図。

【図１０】従来のスペクトラム拡散方式の送信装置の構
成を示すブロック図。

【図１１】従来のスペクトラム拡散方式の受信装置の構
成を示すブロック図。

【図１２】ＬＰＦ６のフィルタ特性とその役割の説明
図。

【図１３】伝送信号の周波数分布構成を示す模式図。

【図１４】２チャンネル伝送の模式図。

【図１５】ＤＱＰＳＫスペクトラム拡散方式の送信装置
の構成を示すブロック図。

【図１６】ＤＱＰＳＫスペクトラム拡散方式の受信装置
の構成を示すブロック図。

【図１７】本発明の第１の伝送方式による最大伝送距離
と伝送レートの関係を示す図。

【図１８】本発明の第３の伝送方式による最大伝送距離
と伝送レートの関係を示す図。

【符号の説明】

２：遅延コード処理部、３：ＳＳ拡散部、４，２６：Ｐ
Ｎ符号発生器、５，２７：ＰＮクロック発生器、６：Ｌ
ＰＦ（メインローブを通過する低域ろ波器）、７：変調
部（ＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫ）、８，２０：アンテ
ナ、２２，２２’：ＳＳ逆拡散部、２３：復調部（ＢＰ
ＳＫあるいはＱＰＳＫ）、２４'Ｉ，２４’Ｑ：Ａ／Ｄ
変換器、２５：遅延検波処理部、３０Ｉ，３０Ｑ：ディ
ジタルフィルタ、３１Ｉ，３１Ｑ：Ｄ／Ａ変換器、３２
Ｉ，３２Ｑ：ＬＰＦ、３３Ｉ，３３Ｑ：ルートロールオ
フ特性を持つＬＰＦ、４０Ｉ，４０Ｑ：急峻なＬＰＦ、
４１：ディジタルフィルタ、４２Ｉ，４２Ｑ：ロールオ
フ特性を持つＬＰＦ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】２相位相変調(ＢＰＳＫ）方式あるいは
４相位相変調(ＱＰＳＫ）方式と直接拡散変調によるス
ペクトラム拡散方式を併用して構成するスペクトラム拡
散方式の伝送装置において、所定の伝送帯域と所定の伝
送レートから許される最大長の系列符号より短い繰り返
しビット数(チップ長)の拡散符号を用い、２チャンネル
以上の複数のチャンネルを設け、当該各チャンネルの搬
送波周波数ｆha，ｆhb，…を互いに異なる値に設定する
ことを特徴とするスペクトラム拡散伝送方式。
【請求項２】２相位相変調(ＢＰＳＫ）方式あるいは
４相位相変調(ＱＰＳＫ）方式と直接拡散変調によるス
ペクトラム拡散方式を併用して構成するスペクトラム拡
散方式の伝送装置において、２チャンネル以上の複数の
チャンネルを設け、当該各チャンネルの搬送波周波数ｆ
ha，ｆhb，…を互いに異なる値に設定し、上記伝送装置
の受信装置に、受信した信号のＢＰＳＫ変調あるいはＱ
ＰＳＫ変調を復調した後、復調して得たベースバンド信
号からスペクトラム拡散変調の復調(ＳＳ逆拡散)を実施
する構成を有し、上記伝送装置の送信装置の上記所定の
チャンネルに対するスペクトラム拡散部と送信アンテナ
の間の回路あるいは上記伝送装置の受信装置の受信アン
テナとスペクトラム逆拡散部の間の回路の少なくともい
ずれか一方に、対応する周波数特性を当該チャンネルの
拡散符号のビット周波数(チップレート)で決まるメイン
ローブ帯域より狭い範囲に帯域制限する周波数特性制御
手段を有することを特徴とするスペクトラム拡散伝送方
式。
【請求項３】請求項２において、上記伝送装置の送信
装置の上記所定のチャンネルに対するスペクトラム拡散
部と送信アンテナの間の回路あるいは上記伝送装置の受
信装置の受信アンテナとスペクトラム逆拡散部の間の回
路の少なくともいずれか一方に、対応する周波数特性を
当該チャンネルの拡散符号のビット周波数(チップレー
ト)で決まるメインローブ帯域より狭い範囲に帯域制限
する周波数特性制御手段を、ルート・ロールオフ・フィ
ルタとしたことを特徴とするスペクトラム拡散伝送方
式。
【請求項４】請求項２において、上記伝送装置の送信
装置の上記所定のチャンネルに対するスペクトラム拡散
部と送信アンテナの間に設ける上記周波数特性制御手段
を、ルート・ロールオフ・フィルタとし、上記伝送装置
の受信装置の受信アンテナとスペクトラム逆拡散部の間
に設ける上記周波数特性制御手段を、復調したベースバ
ンド信号とこれを拡散符号のパルス周期の２分の１の時
間、遅延した信号との和を取って構成する２タップの第
１のフィルタと、当該ベースバンド信号の内の拡散符号
の周波数以上の周波数成分を除去する第２のフィルタと
により構成したことを特徴とするスペクトラム拡散伝送
方式。
【請求項５】請求項２において、上記伝送装置の受信
装置の受信アンテナとスペクトラム逆拡散部の間に設け
る上記周波数特性制御手段を、ロールオフ・フィルタと
したことを特徴とするスペクトラム拡散伝送方式。
【請求項６】請求項１乃至５において、当該伝送に用
いる伝送帯域として２．４ＧＨｚの小電力通信帯域(Ｉ
ＳＭ帯域)を用い、該伝送帯域を伝送する複数のチャン
ネルの内の少なくとも１チャンネルで伝送する情報符号
のビット周波数(伝送レート)を１Ｍｂｐｓ以上としたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散伝送方式。