JP2007306582A

JP2007306582A - ダイレクトシーケンス拡散システム

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Publication number: JP2007306582A
Application number: JP2007140429A
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Inventors: Brian K Butler; ブライアン・ケー・バトラー; Jafar M Mohseni; ジャファール・エム・モーセニ; Deepu John; ディープ・ジョン; Haitao Zhang; ハイタオ・ザン
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Priority date: 2000-11-03
Filing date: 2007-05-28
Publication date: 2007-11-22
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Abstract

【課題】拡散システムによって出力されたそれぞれの拡散信号は、１つのデータ信号よりも多くのデータ信号を基にしている。したがって、このような拡散システムを使用する場合には、データ信号のいくつかの分離処理が拡散の前に行なわなければならない。分離処理オペレーションがデータ信号の複雑性を増大すると、拡散システムの複雑性を増大することになり、所望の動作を実現することができない。
【解決手段】２つのデータ信号を拡散する。このシステムは、データ信号及びデータ信号双方に基づいた出力信号のうちの１つに基づいて、フィルタリングされた信号を生成する。１つの例では、拡散システムは、２つのデータ信号のＱＰＳＫ拡散を実行するのに使用され、このＱＰＳＫ拡散は、実際には、２つのデータ信号の分離処理を含む。このような分離制御は、フィルタリング及び／又は利得制御を含むことができる。
【選択図】図１７

Description

本発明は、デジタルデータ伝送に関する。

拡散スペクトラム通信技術は、ノイズに対して強く、低送信電力で使用が可能であり、傍受の可能性も小さい。このような理由から、多くの拡散スペクトラム技術の早期開発が、軍事研究者によって行なわれている。近年、しかしながら、この技術の利点が、さらに、消費者の分野、特に、高性能デジタルセルラー電話システムにおいて使用が増大している。

多くの他の通信技術が、１つ以上のデータ信号単独でキャリア信号を変調するのに対して、拡散スペクトラム技術もまた、擬似ランダムノイズ、すなわち、”擬似ノイズ”（ＰＮ）信号でキャリア信号を変調している。拡散スペクトラムシステムの周波数ホッピングの変位において、特定の時点におけるＰＮ信号の値は、伝送された信号の周波数を決定し、そして、その信号のスペクトラムが拡散される。ダイレクトシーケンス拡散スペクトラム（ＤＳＳＳ）の変形においては、キャリアが２つの信号によって変調され、そのスペクトラムが拡散されるので、ＰＮ信号のビットレート（”チップレート”という）は、情報信号のビットレートよりも高くなるように選択される。

１つのチャネル上の多重の個々の信号をサポートする通信システムは、種々の信号を受信器において区別するために、いくつかの技術を持たなければならない。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）システムにおいては、個々の信号は、時間軸上で直交する（すなわち、分離可能）ように、オーバラップしないで伝送される。周波数分割多重（ＦＤＭＡ）システムにおいては、上記信号は、周波数軸上において直交するように、帯域制限されて伝送される。符号化拡散多重アクセス（ＣＤＭＡ）システムにおいては、信号は、直交或いは修正されていないコードシーケンスによる変調を経ることによって拡散される。上記信号は、コード軸上において、直交或いは略直交しており、受信器において、互いに分離可能な状態の間は、同時に同じチャネルを通して伝送することができるからである。例示的なＣＤＭＡシステムが、本発明の譲り受け人に譲り渡された米国特許４，９０１，３０７号、名称”SPREAD SPECTRAUM MULTIPLE−ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"、１９９０年２月１３日発行に開示されている。

ＣＤＭＡＤＳＳＳシステムにおいては、次に、それぞれ個々のキャリア信号がデータ信号及び擬似ノイズ（ＰＮ）信号によって変調される。この擬似ノイズ（ＰＮ）信号は、少なくとも他のユーザに割り当てられたＰＮ信号に対して略直交する。これにより、他のユーザの信号から分離可能な状態の間、伝送された信号のスペクトラムの拡散が行なわれる。拡散及び変調をキャリアに対して行なう前に、データ信号は、一般的に、種々の符号化及びインターリービング処理に付される。これら処理は、例えば、受信器においてデータの冗長性を増大させ、エラー修正を可能にするために行なわれる。データ信号は、盗聴者に対して特別のセキュリティを行なうために暗号化されることもある。拡散スペクトラム通信システムにおけるＣＤＭＡ信号の生成は、本発明の譲受人に譲り受けされ、１９９２年４月７日に発行された米国特許５，１０３，４５９号の名称”SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDM CELLULLAR TELEPHONE SYSTEM"に開示されている。

入力データ信号のスペクトラムの拡散を行なうために、ダイレクトシーケンス拡散スペクトラムシステムは、通常、バイナリーＰＳＫ（ＢＰＳＫ）或いは直交ＰＳＫ（ＱＰＳＫ）のようなフェーズシフトキーイング（ＰＳＫ）の変化を使用する。ＢＰＳＫ拡散においては、例えば、拡散システムの出力に入力されるデータのマッピングは、以下の複合関係によって定義される。

ここで、in_nは入力データ信号、pn_I_n及びpn_Q_nは、それぞれＩ及びＱチャネルのための対応する擬似ノイズシーケンスであり、out_I_n及びout_Q_nは対応する出力Ｉ及びＱコンポーネントであり、jは−１の平方根であり、Ｎはキャリア信号に対して変調される入力データ信号の数であり、種々の入力信号、出力コンポーネント及び擬似ノイズシーケンスエレメントは、＋１或いは−１の値をもつことが可能である。図１は、ＢＰＳＫ拡散アレイを示す図であり、このＢＰＳＫ拡散アレイは、２つの乗算器１０、２０を拡散器として使用する。表１は、与えられた入力レンジに対応する出力値を示す図である。

図２は、拡散器として２つのＸＯＲゲート３０，４０を使用する図１の回路のデジタル化したものを示す（図２において大文字で表されたデジタル信号は同じ名称で図１において小文字のアナログ信号に対応する）。表３は、デジタル入力の許容レンジと、この拡散アレイのための対応するデジタル出力値を示す（例示的なアナログーデジタルマッピングが表２に示されている）。図３に示すように、出力信号OUT_I_1及びOUT_Q_1各々のスペクトラムが、チップレート倍数でノードを有する正弦機能（すなわち、sin(x)/x)によって示されている。

図４は、Ｎ＝２の場合について、拡散手法を実現するＢＰＳＫ拡散システムについての回路図である（本発明の実施の形態においては、PN_I_1=PN_I_2=PN_I及びPN_Q_1=PN_Q_2=PN_Q）。拡散器としてのＸＯＲゲート１１０，１２０，１３０及び１４０を有する拡散器アレイ１００によって拡散が行なわれた後、各１ビット幅の入力信号は、Ｐビット幅の信号に、デジタルパルス成形フィルタ１５０，１６０，１７０及び１８０のうちの１つによって、Ｐビット幅の信号に変換される。デジタルパルス成形フィルタ１５０，１６０，１７０及び１８０は、出力信号のバンド幅をチップレートに制限する。応用例としては、Ｐは１１であるが、使用目的のために適切な性能／複雑性の関係を与えるいずれの値を採ることができる。パルス成形フィルタの理想的な応答が図５に示されている。この場合において、ｘ軸はチップレートに正規化された周波数を示し、ｙ軸はピーク値に正規化された大きさを示している。

最も共通に使用されているデジタルフィルタのタイプは、リニア定係数フィルタであり、このフィルタは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）或いは無限インパルス応答（ＩＩＲ）を有するように構成することができる。変換機能を実現する汎用３タップ有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタルフィルタのブロック図が図６において示されている。

ここで、Ｄは遅れ要素を示し、G0〜G3は増幅要素を示し、この増幅要素は定乗算器として実現され、この定乗算器のファクタは、係数g0〜g3である。

変換機能を実現する汎用３タップ無限インパルス応答（ＩＩＲ）デジタルフィルタのブロック図（ダイレクト形II）が図７において示されている。

ここで、Ｄは遅れ要素を示し、A1及びA3、B0〜B3は増幅要素を示し、この増幅要素は定乗算器として実現され、この定乗算器のファクタは、それぞれ係数A1〜A3、B0〜B3である。FIRフィルタ及びIIRフィルタのそれぞれの特性及び利点、図６及び図７に示された構成に加えた種々の他のフィルタの構成、及びフィルタ係数を選択する方法は、"Electronic Filter Design Handbook, 2^nd ed., A.B. Williams and F.J. Taylor, McGraw-Hill, New York, NY, 1998; section XVI of The Circuits 、 Filters Handbook, ed. by W.-K. Chen, CRC Press, Boca Raton, FL, 1995 及びDigital Filtering : an introduction, E.P. Cunningham, Houghton Miffilin, Boston, MA, 1992”に述べられている。

実際には、パルス成形フィルタは、一般的に、通常二分の一のチップレートでシャープなカットオフを提供するために多くのタップ数を有している。例えば、”ＴＲ４５Mobile Station -- Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular Systems[TIA/EIA/SP-3693[TIA/EIA-95として発行],TIA[Telecommunications Industry Association], Arlington, VA, 1997)"後のパルス成形ＦＩＲフィルタは、４８タップを有しており、その係数g0〜g47は、表４に示されている。上述の２冊のTR45標準が、非常に多いＣＤＭＡＤＳＳＳの応用についてのアスペクトを記述しており、その性能は、本発明の使用を通して改善することができる。

フィルタ処理後、デジタル信号が、デジタル／アナログ変換器（図示せず）によってアナログに変換される前に、利得調整（図示せず）が行なわれてもよい。このような処理は、例えば、上述の米国特許第5,103,459号において述べられている。次に、種々のOUT_I_nに対応するアナログ信号が、同相の送信器の出力成分を生成するために加算され、種々のOUT_Q_nに対応するアナログ信号が、直交出力を生成するために加算される。

ＢＰＳＫの改良において注意すべきことは、種々のデータ信号のパスは、そのデータ信号がアナログ信号に変換されるまでは一致しないということである。具体的には、拡散システムによって出力されたそれぞれの信号は、１つのデータ信号のみを基にしている。したがって、１つのデータ信号は、ＢＰＳＫ拡散の前後のいずれか一方で異なる処理が行なわれることができる。

他のＰＳＫ変調技術においては、しかしながら、拡散システムによって出力されたそれぞれの拡散信号は、１つのデータ信号よりも多くのデータ信号を基にしている。したがって、このような手法の存在する拡散システムを使用する場合には、データ信号のいくつかの分離処理が拡散の前に行なわなければならない。分離処理オペレーションがデータ信号の複雑性を増大すると（例えば、データ信号のビット幅を増大することによる）、拡散システムの複雑性を結果的に増大することになり、所望の動作を実現することができない状態にすることが必要とされる可能性がある。このような処理を実行することを可能にする実用的な拡散システムを得れば望ましい。

本発明の１つの実施の形態に係る拡散システムは、第１の拡散器、第２の拡散器、フィルタ及び加算器を含む。第１の拡散器は、第１のデータ信号に基づいて、第１の拡散信号を生成するように構成され、かつ配置されている。例えば、第１の拡散器（これはＸＯＲゲートとして実現可能である）は、第１のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散する。第２の拡散器（これはＸＯＲゲートとして実現可能である）は、第２のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスとは異なる第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散する。

フィルタは、第１の拡散信号に基づいてフィルタリングされた信号を生成するように構成され、かつ配置されている。このフィルタは、１ビット幅信号として第１の拡散信号を受信し、１ビット幅以上の幅をもつ信号としてフィルタリングされた信号を出力することが可能である。具体化の１つとして、フィルタは、第１の拡散信号のビットレートの２分の１に略等しい遮断周波数を有するロウパスフィルタを有する。

加算器は、フィルタリングされた信号及び第２の拡散信号に基づいて、デジタル加算信号を生成する。いくつかの具体化においては、加算器は、他の入力から他の入力のうちの１つの入力を減算することができる。

本発明の他の形態に係る拡散システムによれば、乗算器を有していてもよい。１つの具現化においては、増幅要素がフィルタと加算器との間における信号線路において存在する。他の実現形態においては、第２の拡散器と加算器との間の信号線路に存在する。

本発明の他の実施の形態に係る拡散システムは、第３の拡散器及び第４の拡散器を含む。この第３の拡散器は、第１のデータ信号に基づいて、第３の拡散信号を生成するように構成され、かつ配置されている。例えば、第１の拡散器（ＸＯＲゲートとして実現可能である）は、第１のデータ信号を第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散することができる。第４の拡散器は、第２のデータ信号に基づいて、第４の拡散信号を生成するように構成され、かつ配置されている。例えば、第４の拡散器（ＸＯＲゲートとして実現可能である）は、第２のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散することができる。

本発明の他の実施の形態及び応用例（デジタル信号処理方法を含む）も、ここで述べられる。

ＱＰＳＫ拡散においては、拡散システムの出力に入力されるデータのマッピングは、以下の複合関係によって定義される。

この場合において、in_I及びin_Qは２つの入力データ信号であり、pn_I及びpn_Qは、それぞれＩ及びＱチャネルの擬似ノイズシーケンスであり、out_I及びout_Qは、それぞれＩ及びＱチャネルの出力信号であり、jは−１のべき乗であり、入力信号及び擬似ノイズシーケンス要素は、＋１或いは−１の値をもつ。図８は、基本ＱＰＳＫ拡散システム２００の回路図を示す図であり、このシステムは、上述の関係を、拡散器としての４つの乗算器２１０、２２０、２３０、２４０、２つの加算器２５０、２６０及びそれぞれがスケーリングファクタ０．５を有する２つのスケーラ２７０、２８０を使用することによって、実現している。表５は、与えられた入力レンジに対応する拡散システム２００の出力値を示す図である。

図９は、図８のＱＰＳＫ拡散システムのデジタル実装図３００を示しており、この実装図では拡散器としてのＸＯＲゲート３１０，３２０，３３０，３４０、及び４入力１出力の２ビット乗算器３５０，３６０を使用している。各乗算器３５０，３６０は、指示された値を有する４つの直結２ビット入力及び２つの１ビット選択入力を有し、２つの１ビット選択入力は、それぞれＸＯＲゲート３１０，３２０，３３０，３４０のうちの１つの出力に接続されている。図１０は、この実装回路を有する他のＱＰＳＫ拡散システムの回路図を示す図である。システム３００への入力信号について、アナログ／デジタルマッピングが表２に示されている。システム３００の出力信号については、２つのデジタルビットが、３つのアナログ出力値（＋１，−１，０）を表すために必要とされる。システム３００のアナログ／デジタル出力マッピングは、表６（このマッピングにおいては、２ビットデジタル番号”１０”は使用されていない）において示されている。

図８及び図９においては、Ｉ及びＱ入力データストリームは、異なるパスにおいて処理されないことに注意すべきである。Ｉチャネルの出力は、部分的にＱチャネルの入力に依存し、Ｑチャネルの出力は、部分的にＩチャネルの入力に依存する。以下に述べるように、このような入力データの混合は、アーキテクチャに高性能の特徴を組み込みたい場合に、問題を引き起こす。

現存するいくつかのスペクトラム拡散システムは、フォワードリンク（すなわち、基地局から移動局までのパス）上のパイロット信号を備えている。これは、コヒーレントな復調に必要とされる位相基準を提供するためである。チャネルにパイロット信号を加えることが、ノイズレベルを増大することとなるが、リバースリンク上にパイロット信号を備えることの方がより問題である。何故ならば、多くの異なる移動局は、同時に、同じリバースリンクチャネル上で伝送が行なわれ、単に、これら伝送のそれぞれに異なるパイロット信号を加えるだけで、干渉の起きないレベルを作り出しているからである。

新しい拡散スペクトラムシステムにおいては、この問題は、異なるデータ伝送比のための異なるパイロット／データ信号電力比を使用することによって部分的に解決されている。この特徴を実行する一つの方法は、増幅要素をパイロット信号或いはデータ信号のいずれか一方に加えることである。図１１は、パイロット信号及びデータ信号のための分離された増幅要素が使用されている回路図を示す（ここで、例えば、パイロット信号は、IN_Iとして伝送され、データ信号は、IN_Qとして伝送される）。残念なことに、このような増幅要素の挿入は、システムの残部の複雑性を動的に増大する。

図４のＢＰＳＫ実装においては、数学的に等価な結果を、増幅制御が、信号IN_nで、或いは、対応する信号I_n及びQ_n上で択一的に行なわれているかにより得ることができる（これら２つのケースでそれぞれ異なる利得制御が実施されることが必要であり、その結果、２つの結果はラウンドオフ（まるめ）のような関連するエラーにより多少異なる）。この等価は、部分的に満足することができるものである。何故ならば、このＢＰＳＫ実装におけるそれぞれのデジタル出力信号は、１つの入力信号にのみ依存しているからである。したがって、設計者は、最小の全ての複雑性を生成するどちらのアプローチも選択することができる。例えば、パルス成形フィルタへの入力信号が、１ビット幅のままになるように、出力信号の利得制御を行なう。

図８のＱＰＳＫ拡散器においては、しかしながら、入力信号が混合する。したがって、従来のＱＰＳＫ実装においては、同様の再配置は不可能であり、そして、これらのシステムにおいては、利得制御が信号が拡散システムに入力される前に、行なわれなければならない。利得要素は、１ビット幅入力をあるＭビット幅の出力に変換し、拡散システムへのその入力は、単一幅のストリームは、Ｍビット幅のストリームになり、そして、拡散システムの要素は、その結果、より複雑になるからである。この回路の複雑性の増大は、パルス成形フィルタ３７２、３７８によって合成される。この合成は、これらデバイスが、一般的に、拡散器よりも多くの処理をサンプル毎に実行するにつれて行なわれる。

上述のように、ＱＰＳＫ拡散システムの入力に個々の利得制御を加える従来のアプローチは、ハードウェアの複雑性を著しく増大させる結果となる。図１５に示した本発明の一実施の形態に係る拡散システムは、回路要素の新規な配置を有し、ハードウェア及び電力を著しく軽減することができ等価なデジタル機能を実行するものである。図１５に示された簡素なハードウェアを有するシステムが、どのように図１１の回路と同じ動作を実行することができるかを示すために、変換シリーズに対する等価性を実証する。

最初に、図８のＱＰＳＫ拡散システムを２つのセクション４００、４１０に分け、拡散乗算器２１０，２２０，２３０，２４０から拡散加算器２５０，２６０を分離する。（図８のスケーラ２７０，２８０は、セクション４１０にアドレスアドレスを添え、或いは後段に含ませても良い。多くの実装においては、出力信号の関連値のみが対象となり、それらの絶対値は対象となっていない。したがって、スケーラは、図１２、１４、１５のように、省略されている。）図１１の回路にこの手法を適用し、増幅要素２０５、２０７を拡散乗算器にしたがうように動かし、そして、それぞれが利得要素２０５、２０７と機能的に等価な利得要素２０６、２０８を加えると、図１２に示す回路を得ることができる。理論的に等価な結果を得るための乗算及び利得オペレーションの整流作用（コミュテーション）をサポートするファクタは、乗算オペレーションに対する利得オペレーションの等価を含み、この乗算は、リニアで、時不変オペレーションであり、そして、入力パスは拡散乗算器の出力で分離されたままである。

図１２の回路においては、乗算拡散器への入力は、現在のところ、１ビット幅のみである。したがって、１つのＸＯＲゲート（図１３においては、ＸＯＲゲート２１２，２２２，２３２，２４２を有する）のみを持つこれらの乗算器それぞれを、通常の配置が必要とされるＭビット乗算器の代わりに実現することができる。実現可能な利点は、両方の回路エリアにおける改良及びスピードである。

線形定係数フィルタもまた線形及び時不変演算子であり、図１２の右側に対して再配置と同じタイプを実行し、拡散加算が行なわれる前にパルス成形フィルタを移動して図１４の回路を得る。フィルタ４７２、４８２は、それぞれフィルタ３７２、３８２と等価であり、これらは簡素化され、フィルタ３７２、３８２への入力幅の幅がＭ以上であるか否かに依存する。フィルタ４７４、４８４は、それぞれフィルタ４７２、４８２と機能的に等価である。フィルタ３７２、３７４、３８２、３８４の出力幅に依存して、加算器２５２、２６２は、それぞれ加算器２５０、２６０と同じとなり、或いは、異なる入力幅を有する。最初に、この再配置は、４つのＭビット入力パルス成形フィルタを２つのみのそれとは別に有するので、望ましいものではないように見える。しかしながら、この配置のさらなる変形が行なわれる。

この実証の次のステップにおいては、図１５に示したパルス成形フィルタの後に利得要素を移動する。利得要素３０５，３０６，３０７，３０８への入力は、今のところ、複数ビット幅であり、複雑性に関して多少の増大を引き起こす。本実施の形態においては、しかしながら、フィルタ５７２，５７４，５８２，５８４への入力は、１ビット幅のみである。この特徴は、全体的な複雑性を大幅に低減する。各利得要素が１つの乗算のみの等価性を持つのに対し、それぞれのフィルタは、多数の乗算と等価な働きをする。

潜在的に、１ビット幅のバイナリ信号が入力されるフィルタを低減することによって、実証された本発明の応用は、さらに最適化した使用を可能にする。例えば、２００１年１０月３１日に出願され、代理人番号０１００８７Ｐ、米国実用特許番号ＸＸ／ＸＸＸ，ＸＸＸ、”DIGITAL FILTER WITH STATE STORAGE"が１ビット幅入力パルス成形フィルタを実現可能なデジタルフィルタを開示しており、これにより、これは参考のために組み入れられる。これらの入力幅に起因して、加算器３５２、３６２は、それぞれ加算器２５２、２６２と同じとなることも可能であり、或いは、デジタルフィルタは異なる入力幅をもつことも可能である。

信号IN_I及びIN_Qのレベル間の比を制御するために、２つの信号のうちの１つのレベルを制御することが必要となる。図１６は、本発明の実施の形態に係る拡散システムを示し、この拡散システムにおいては、ただ１つの入力信号パスが利得要素４０５，４０６を介して制御されており、その結果、多少アーキテクチャを簡略化する。出力信号の利得全体を制御することも望ましい場合には、このような利得制御を、更なるステージに追加し、或いは、存在する後のステージに組み込むことが可能である。それらの入力の幅に依存して、各加算器４５２，４６２は、加算器３５２、３６２と同じとなることが可能であり、或いは、異なる入力幅を持つことも可能である。

図１７は、本発明の実施の形態に係る拡散システムを示す図であり、このシステムにおいては、２つのフィルタのみが使用されている。乗算器６１０−６４０が、例えば、信号IN_I、IN_Qのそれぞれの遷移毎に上りエッジを有し、５０パーセントの動作周期を有するクロック信号によって制御されることが可能である。フィルタ信号のパスの使用を交互にすることにより、ハードウェアの必要条件が低減される。特定の実装では、乗算器及び加算器３５２、３６２の間、或いは加算器に続いて、ラッチ（図示せず）を設けても良い。図１６に示すように、利得要素３０５，３０７（或いは、もしこのような制御が不要であれば、両方）のうちの１つを省略することも望ましい。

前述の最適な実施の形態の記述は、当業者に本発明を作り、そして、使用を可能にする。本発明の実施の形態に対して種々の変形が可能であり、ここで提示した一般原則は、同様に、他の実施の形態に適用することができる。例えば、本発明の実施の形態は、部分的に、或いは全体的に、結線回路、或いは特定用途の集積回路に組み込まれる回路構成として実現することができる。

本発明の実施の形態は、また、不揮発性記憶装置にロードされた機械読み取り可能なファームウェアプログラム或いは、データ格納媒体から又はデータ格納媒体へロードされる機械読み取り可能なソフトウェアプログラムとして実現することができ、このコードは、マイクロプロセッサ、或いは他のデジタル信号ユニットのようなロジック要素のアレイによって実行可能な命令である。したがって、本発明は、上記の実施の形態に限定することを意図するものではなく、ここで述べられた任意の方法における原則及び新規な特徴と一致する最も広い観点に従うものである。

ＢＰＳＫ拡散アレイの回路図である。図１の回路のデジタル実装図である。チップレートに正規化した周波数に対するｄＢ単位の大きさをプロットした図１の回路の出力における信号のスペクトルを示す図である。ＢＰＳＫ拡散システムの回路図である。チップレートに正規化した周波数に対するピーク値に対して正規化された大きさをプロットしたチップレートに制限した信号のバンド幅を制限する理想的なロウパスフィルタの周波数応答のスペクトラムを示す図である。３タップＦＩＲフィルタの一実施の形態のブロック図である。３タップＩＩＲフィルタの一実施の形態のブロック図である。基本ＱＰＳＫ拡散システムの回路図である。図８の回路のデジタル実装図である。他のＱＰＳＫ拡散システムの回路図を示す図である。改良型ＱＰＳＫ拡散システムの回路図である。図１１のシステムに対する新規な改良を示す回路図である。図１２において示された拡散アレイ４００のデジタル実装を示す図である。図１２のシステムに対する新規な改良を示す回路図である。本発明の実施の形態に係る拡散システムを示す回路図である。本発明の実施の形態に係る拡散システムを示す回路図である。本発明の実施の形態に係る拡散システムを示す回路図である。

Claims

第１のデータ信号に基づいて、第１の拡散信号を生成するように、構成され、かつ配置された第１の拡散器と、
第２のデータ信号に基づいて、第２の拡散信号を生成するように、構成され、かつ配置された第２の拡散器と、
前記第１の拡散信号に基づいて、フィルタリングされた信号を生成するように、構成され、かつ配置されたフィルタと、
前記フィルタリングされた信号及び前記第２の拡散信号に基づいて、デジタル加算信号を生成するように、構成され、かつ配置された加算器と
を具備する拡散システム。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きい請求項１記載の拡散システム。
前記第１の拡散信号の幅は１ビットである請求項２記載の拡散システム。
前記第１の拡散器は、前記第１のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散するように構成され、かつ配置され、
前記第２の拡散器は、前記第２のデータ信号を第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散するように構成され、かつ配置され、
前記第２の擬似ノイズシーケンスは、前記第１の擬似ノイズシーケンスとは異なる請求項１記載の拡散システム。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きく、
前記第１の拡散信号の幅は、１ビットである請求項４記載の拡散システム。
前記第１の拡散器は、排他的論理和ゲートを含む請求項１記載の拡散システム。
前記第２の拡散信号に基づいて、制御信号を生成するように、構成され、かつ配置された利得要素をさらに具備し、
前記デジタル加算信号は、前記フィルタリングされた信号及び制御信号を基にしている請求項１記載の拡散システム。
前記利得要素は、乗算器を含む請求項７記載の拡散システム。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きく、
前記第１の拡散信号の幅は１ビットである請求項７記載の拡散システム。
前記フィルタリングされた信号に基づいて、制御信号を生成するように構成され、かつ配置された利得要素をさらに具備し、
前記デジタル加算信号は、前記制御信号及び前記第２の拡散信号を基にする請求項１記載の拡散システム。
前記利得要素は、乗算器を含む請求項１０記載の拡散システム。
前記第２の拡散信号に基づいて、第２のフィルタリングされた信号を生成するように構成され、かつ配置された第２のフィルタをさらに有し、
前記デジタル加算信号は、前記フィルタリングされた信号及び第２のフィルタリングされた信号に基づく請求項１記載の拡散システム。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きく、
前記第１の拡散信号の幅は１ビットである請求項１２記載の拡散システム。
前記フィルタは、前記第１の拡散信号のビットレートの２分の１に実質的に等しい遮断周波数を有するロウパスフィルタを有する請求項１記載の拡散システム。
前記第１のデータ信号に基づいて、第３の拡散信号を生成するように構成され、かつ配置された第３の拡散器と、
第２のデータ信号に基づいて、第４の拡散信号を生成するように構成され、かつ配置された第４の拡散器と、
前記第３及び第４の拡散信号に基づいて、デジタル加算信号を生成するように構成され、かつ配置された第２の加算器と
を具備することを特徴とする請求項１記載の拡散システム。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きく、
前記第１の拡散信号の幅は１ビットである請求項１５記載の拡散システム。
前記第４の拡散器は、前記第２のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散するように構成され、かつ配置され、
前記第３の拡散器は、前記第１のデータ信号を第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散するように構成され、かつ配置され、
前記第２の擬似ノイズシーケンスは、前記第１の擬似ノイズシーケンスとは異なる請求項１５記載の拡散システム。
前記第１の拡散器は、前記第１のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散するように構成され、かつ配置され、
前記第２の拡散器は、前記第２のデータ信号を第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散するように構成され、かつ配置される請求項１７記載の拡散システム。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きく、
前記第１の拡散信号の幅は、１ビットである請求項１８記載の拡散システム。
第１のデータ信号を第１の拡散信号を得るために拡散し、
第２のデータ信号を第２の拡散信号を得るために拡散し、
前記第１の拡散信号をフィルタリングされた信号を得るためにフィルタリングし、
前記フィルタリングされた信号に基づく信号及び前記第２の拡散信号に基づく信号をデジタル加算信号を得るために加算するデジタル信号処理方法。
前記第１のデータ信号の拡散は、前記第１のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散するステップを含み、
前記第２のデータ信号の拡散は、前記第２のデータ信号を第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散するステップを含み、
前記第２の擬似ノイズシーケンスは、前記第１の擬似ノイズシーケンスとは異なる請求項２０記載のデジタル信号処理方法。
前記フィルタリングされた信号の幅は、１ビットよりも大きい請求項２０記載のデジタル信号処理方法。
前記第１の拡散信号の幅は、１ビットである請求項２２記載のデジタル信号処理方法。
前記第１のデータ信号の拡散は、入力として第１のデータ信号及び擬似ノイズシーケンス、及び出力として前記第１の拡散信号を有する排他的論理和計算を行なうステップを有する請求項２０記載のデジタル信号処理方法。
制御信号を得るために、前記フィルタリングされた信号に利得要素を乗ずるステップをさらに具備し、
前記フィルタリングされた信号に基づく信号及び前記第２の拡散信号に基づく信号の加算は、前記制御信号に基づく信号及び前記第２の拡散信号に基づく信号の加算ステップを有する請求項２０記載のデジタル信号処理方法。
制御信号を得るために、前記第２の拡散信号に基づく信号に利得要素を乗ずるステップをさらに具備し、
前記フィルタリングされた信号に基づく信号及び前記第２の拡散信号に基づく信号の加算は、前記フィルタリングされた信号に基づく信号及び前記制御信号に基づく信号の加算ステップを有する請求項２０記載のデジタル信号処理方法。
第３の拡散信号を得るために前記第１のデータ信号を拡散し、
第４の拡散信号を得るために前記第２のデータ信号を拡散し、
第２のデジタル加算信号を得るために、前記第３の拡散信号に基づく信号及び前記第４の拡散信号に基づく信号を加算するステップをさらに具備する請求項２０記載のデジタル信号処理方法。
第１のデータ信号の第１の拡散信号を得るための拡散は、前記第１のデータ信号を第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散するステップを含み、
第２のデータ信号の第２の拡散信号を得るための拡散は、前記第２のデータ信号を第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散するステップを含み、
第３の拡散信号を得るための前記第１のデータ信号の拡散は、前記第１のデータ信号を前記第２の擬似ノイズシーケンスによって拡散するステップを含み、
第４の拡散信号を得るための前記第２のデータ信号の拡散は、前記第２のデータ信号を前記第１の擬似ノイズシーケンスによって拡散するステップを含み、
前記第２の擬似ノイズシーケンスは、前記第１の擬似ノイズシーケンスと異なる請求項２７記載のデジタル信号処理方法。