JP3186476B2 - 波形歪検出装置 - Google Patents
波形歪検出装置Info
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- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
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- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、サウンドプロセッサ
用ＬＳＩのテスト装置等に用いて有用な波形歪検出装置
に関する。
用ＬＳＩのテスト装置等に用いて有用な波形歪検出装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、Ａ／Ｄコンバータ、ＤＳＰ、
Ｄ／Ａコンバータ等が集積されたサウンドプロセッサ用
ＬＳＩが知られている。この種のＬＳＩのテストには、
例えば１ｋＨｚの正弦波信号を入力して、期待波形出力
が得られるか否かを検査する歪率測定が行われる。歪率
測定には、代表的にはノッチフィルタが用いられる。ノ
ッチフィルタにより１ｋＨｚの正弦波信号成分を取り除
くことにより、歪成分を検出することができる。他の歪
率測定法として、オシロスコープにより目視で歪率を測
定する方法もある。
Ｄ／Ａコンバータ等が集積されたサウンドプロセッサ用
ＬＳＩが知られている。この種のＬＳＩのテストには、
例えば１ｋＨｚの正弦波信号を入力して、期待波形出力
が得られるか否かを検査する歪率測定が行われる。歪率
測定には、代表的にはノッチフィルタが用いられる。ノ
ッチフィルタにより１ｋＨｚの正弦波信号成分を取り除
くことにより、歪成分を検出することができる。他の歪
率測定法として、オシロスコープにより目視で歪率を測
定する方法もある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ノッチフィルタで正確
な歪率測定を行うためには、ツインＴ型ノッチフィルタ
が必要である。しかし、ツインＴ型ノッチフィルタを用
いたとしても、例えばＤ／Ａコンバータのビット抜け等
に起因する単発的な、即ちパルス的な異常波形歪を検出
することはできない。オシロスコープを用いた場合も同
様に、そのような歪を検出することは困難である。
な歪率測定を行うためには、ツインＴ型ノッチフィルタ
が必要である。しかし、ツインＴ型ノッチフィルタを用
いたとしても、例えばＤ／Ａコンバータのビット抜け等
に起因する単発的な、即ちパルス的な異常波形歪を検出
することはできない。オシロスコープを用いた場合も同
様に、そのような歪を検出することは困難である。
【０００４】この発明は、上記事情を考慮してなされた
もので、歪率測定に有効で且つ、パルス的波形歪をも正
確に検出することができる波形歪検出装置を提供するこ
とを目的としている。
もので、歪率測定に有効で且つ、パルス的波形歪をも正
確に検出することができる波形歪検出装置を提供するこ
とを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明に係る波形歪検
出装置は、正弦波状信号の基本周波数成分を１８０°移
相する移相手段と、この移相手段の出力信号と前記正弦
波状信号を加算する加算手段と、この加算手段の加算結
果に基づいて前記正弦波状信号の波形歪を検出する歪検
出手段とを有し、前記移相手段は、移相量が周波数に応
じて０°から１８０°の範囲で変化し且つ、９０°移相
となる中心周波数が前記正弦波状信号の基本周波数に設
定された、同じ移相特性を示す２段の移相回路を縦続接
続して構成されていることを特徴としている。
出装置は、正弦波状信号の基本周波数成分を１８０°移
相する移相手段と、この移相手段の出力信号と前記正弦
波状信号を加算する加算手段と、この加算手段の加算結
果に基づいて前記正弦波状信号の波形歪を検出する歪検
出手段とを有し、前記移相手段は、移相量が周波数に応
じて０°から１８０°の範囲で変化し且つ、９０°移相
となる中心周波数が前記正弦波状信号の基本周波数に設
定された、同じ移相特性を示す２段の移相回路を縦続接
続して構成されていることを特徴としている。
【０００６】この発明に係る波形歪検出装置は、正弦波
状信号の基本周波数成分を１８０°移相する移相手段
と、この移相手段の出力信号と前記正弦波状信号を加算
する加算手段と、この加算手段の出力信号を所定の基準
電圧と比較して異常波形歪を検出する比較手段と、この
比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出力する出
力手段とを有し、前記移相手段は、移相量が周波数に応
じて０°から１８０°の範囲で変化し且つ、９０°移相
となる中心周波数が前記正弦波状信号の基本周波数に設
定された、同じ移相特性を示す２段の移相回路を縦続接
続して構成されていることを特徴としている。
状信号の基本周波数成分を１８０°移相する移相手段
と、この移相手段の出力信号と前記正弦波状信号を加算
する加算手段と、この加算手段の出力信号を所定の基準
電圧と比較して異常波形歪を検出する比較手段と、この
比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出力する出
力手段とを有し、前記移相手段は、移相量が周波数に応
じて０°から１８０°の範囲で変化し且つ、９０°移相
となる中心周波数が前記正弦波状信号の基本周波数に設
定された、同じ移相特性を示す２段の移相回路を縦続接
続して構成されていることを特徴としている。
【０００７】
【作用】この発明によると、正弦波状信号の基本周波数
成分のみを１８０°移相して、これを原信号と加算する
ことにより、原信号の基本周波数成分は相殺されてそれ
より高周波の成分を取り出すことができ、パルス的な波
形歪を正確に検出することができる。特に、１８０°移
相を２段の９０°移相回路により構成すると、加算手段
出力には高周波の歪成分と共に、低周波の歪成分も含ま
れることになり、低周波歪を含む歪率測定が可能にな
る。
成分のみを１８０°移相して、これを原信号と加算する
ことにより、原信号の基本周波数成分は相殺されてそれ
より高周波の成分を取り出すことができ、パルス的な波
形歪を正確に検出することができる。特に、１８０°移
相を２段の９０°移相回路により構成すると、加算手段
出力には高周波の歪成分と共に、低周波の歪成分も含ま
れることになり、低周波歪を含む歪率測定が可能にな
る。
【０００８】
【実施例】以下、図面を参照して、この発明の実施例を
説明する。図１は、この発明の一実施例に係る波形歪検
出回路であり、図２はその回路が適用されるシステム例
である。図２に示すようにサウンドプロセッサ用ＬＳＩ
２２は、入力アナログ信号をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄコンバータ、得られたディジタル信号を処理する
ＤＳＰ、その処理された信号を再度アナログ信号に変換
して出力するＤ／Ａコンバータを含む。このＬＳＩ２２
に、正弦波発振器２１から例えば１ｋＨｚの正弦波信号
を供給し、出力正弦波信号をテスト装置２３に取り込ん
で歪検出等のテストを行う。図１は、このテスト装置２
３に含まれる波形歪検出回路を示している。
説明する。図１は、この発明の一実施例に係る波形歪検
出回路であり、図２はその回路が適用されるシステム例
である。図２に示すようにサウンドプロセッサ用ＬＳＩ
２２は、入力アナログ信号をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄコンバータ、得られたディジタル信号を処理する
ＤＳＰ、その処理された信号を再度アナログ信号に変換
して出力するＤ／Ａコンバータを含む。このＬＳＩ２２
に、正弦波発振器２１から例えば１ｋＨｚの正弦波信号
を供給し、出力正弦波信号をテスト装置２３に取り込ん
で歪検出等のテストを行う。図１は、このテスト装置２
３に含まれる波形歪検出回路を示している。
【０００９】波形歪検出回路の入力段には、入力される
正弦波状信号（即ちＬＳＩ２２の出力信号）の基本周波
数を１ｋＨｚとしたとき、１ｋＨｚ成分を９０°移相す
る４個の移相器１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび１１ｄが
直列に配置される。これらの移相器１１ａ〜１１ｄは例
えば、図３に示すように演算増幅器ＯＰと抵抗Ｒ１〜Ｒ
３、コンデンサＣを組み合わせて構成される。
正弦波状信号（即ちＬＳＩ２２の出力信号）の基本周波
数を１ｋＨｚとしたとき、１ｋＨｚ成分を９０°移相す
る４個の移相器１１ａ，１１ｂ，１１ｃおよび１１ｄが
直列に配置される。これらの移相器１１ａ〜１１ｄは例
えば、図３に示すように演算増幅器ＯＰと抵抗Ｒ１〜Ｒ
３、コンデンサＣを組み合わせて構成される。
【００１０】図３において、 ２ｋΩ≦Ｒ１＝Ｒ２≦１ＭΩ、 ｆ０＝１／２πＣＲ３＝１ｋＨｚ ２ｋΩ≦Ｒ３≦１ＭΩ、 を満たすように、各抵抗及びコンデンサの値が設定され
る。これにより、図４に示すように、ｆ０＝１ｋＨｚ成
分を９０°移相し、周波数０で移相が１８０°、周波数
∞で移相が０°となる移相特性が得られる。
る。これにより、図４に示すように、ｆ０＝１ｋＨｚ成
分を９０°移相し、周波数０で移相が１８０°、周波数
∞で移相が０°となる移相特性が得られる。
【００１１】初段の移相器１１ａの出力信号Ａと、３段
目の移相器１１ｃの出力信号Ｂとは、１ｋＨｚ成分が１
８０°ずれたものとなる。これらの出力信号Ａ，Ｂを加
算する加算器１２ａが設けられている。同様に、１ｋＨ
ｚ成分について互いに１８０°位相がずれた２段目の移
相器１１ｂの出力信号と、４段目の移相器１１ｄの出力
信号を加算する加算器１２ｂが設けられている。この加
算器１２ｂは、基本的に先の加算器１２ａと同じ出力を
出すものであり、波形歪検出の精度を高いものとするた
めに補助的に設けられている。
目の移相器１１ｃの出力信号Ｂとは、１ｋＨｚ成分が１
８０°ずれたものとなる。これらの出力信号Ａ，Ｂを加
算する加算器１２ａが設けられている。同様に、１ｋＨ
ｚ成分について互いに１８０°位相がずれた２段目の移
相器１１ｂの出力信号と、４段目の移相器１１ｄの出力
信号を加算する加算器１２ｂが設けられている。この加
算器１２ｂは、基本的に先の加算器１２ａと同じ出力を
出すものであり、波形歪検出の精度を高いものとするた
めに補助的に設けられている。
【００１２】加算器１２ａでは、二つの移相器出力信号
Ａ，Ｂのなかの１ｋＨｚ成分が互いに相殺されるから、
その出力信号Ｃはもとの正弦波信号の歪成分のみとな
る。加算器１２ｂの出力も同様である。なお、パルス的
な高周波成分については、例えばｆ０＝１ｋＨｚに設定
した１８０°移相器を１段通して、もとの信号と加算す
ることによっても検出することができる。しかしこうす
ると、１ｋＨｚより低周波成分の歪も互いに位相反転し
て加算されて打ち消されしまい、検出できなくなる。こ
の実施例において、９０°移相器を２段通して、もとの
信号と加算しているのは、パルス的な高周波成分だけで
なく、低周波の歪成分をも検出するためである。
Ａ，Ｂのなかの１ｋＨｚ成分が互いに相殺されるから、
その出力信号Ｃはもとの正弦波信号の歪成分のみとな
る。加算器１２ｂの出力も同様である。なお、パルス的
な高周波成分については、例えばｆ０＝１ｋＨｚに設定
した１８０°移相器を１段通して、もとの信号と加算す
ることによっても検出することができる。しかしこうす
ると、１ｋＨｚより低周波成分の歪も互いに位相反転し
て加算されて打ち消されしまい、検出できなくなる。こ
の実施例において、９０°移相器を２段通して、もとの
信号と加算しているのは、パルス的な高周波成分だけで
なく、低周波の歪成分をも検出するためである。
【００１３】加算器１２ａの出力信号Ｃは、比較回路１
３ａ，１３ｂに供給され、それぞれ基準電圧発生回路１
７からの基準電圧と比較される。一方の比較回路１３ａ
は、出力信号Ｃに含まれる正のパルス的信号が例えば基
準電圧＋３Ｖより高い場合にこれを検出してパルス出力
を出す。もう一方の比較回路１３ｂは、負のパルス的信
号が例えば基準電圧−３Ｖより低い場合にこれを検出し
てパルス出力を出す。加算器１２ｂの出力信号も同様
に、二つの比較回路１３ｃ，１３ｄに供給されて、同様
の比較検出がなされる。前述のように比較回路１３ｃの
出力は、比較回路１３ａの出力と同じであり、比較回路
１３ｂの出力は、比較回路１３ｄの出力と同じである。
３ａ，１３ｂに供給され、それぞれ基準電圧発生回路１
７からの基準電圧と比較される。一方の比較回路１３ａ
は、出力信号Ｃに含まれる正のパルス的信号が例えば基
準電圧＋３Ｖより高い場合にこれを検出してパルス出力
を出す。もう一方の比較回路１３ｂは、負のパルス的信
号が例えば基準電圧−３Ｖより低い場合にこれを検出し
てパルス出力を出す。加算器１２ｂの出力信号も同様
に、二つの比較回路１３ｃ，１３ｄに供給されて、同様
の比較検出がなされる。前述のように比較回路１３ｃの
出力は、比較回路１３ａの出力と同じであり、比較回路
１３ｂの出力は、比較回路１３ｄの出力と同じである。
【００１４】比較回路１３ａ〜１３ｄの出力は、ＯＲゲ
ート１４により論理和がとられる。ＯＲゲート１４の出
力信号Ｄは、不良判定を行うためのデータラッチ１５ａ
〜１５ｄにクロックとして供給される。初段データラッ
チ１５ａのデータ入力端子には電源ＶDDが与えられ、そ
の出力は２段目データラッチ１５ｂのデータ端子に供給
され、以下順次出力が次段のデータラッチのデータ端子
に供給される。各データラッチ１５ａ〜１５ｄの出力端
子には、目視確認用の発光ダイオード１６ａ〜１６ｄが
接続されている。この実施例では初段のデータラッチ１
５ａの出力端子が、不良判定端子として導出されてい
る。
ート１４により論理和がとられる。ＯＲゲート１４の出
力信号Ｄは、不良判定を行うためのデータラッチ１５ａ
〜１５ｄにクロックとして供給される。初段データラッ
チ１５ａのデータ入力端子には電源ＶDDが与えられ、そ
の出力は２段目データラッチ１５ｂのデータ端子に供給
され、以下順次出力が次段のデータラッチのデータ端子
に供給される。各データラッチ１５ａ〜１５ｄの出力端
子には、目視確認用の発光ダイオード１６ａ〜１６ｄが
接続されている。この実施例では初段のデータラッチ１
５ａの出力端子が、不良判定端子として導出されてい
る。
【００１５】図５は、この実施例の歪検出回路の各部信
号波形を示している。初段の移相器１１ａの出力信号Ａ
に図示のように高周波の歪成分Ｎ１，Ｎ２が含まれる
と、これらの成分は移相されないから、３段目の移相器
１１ｃの出力信号Ｂにも同様の歪成分Ｎ１，Ｎ２が含ま
れる。これらの出力信号Ａ，Ｂの１ｋＨｚ成分は互いに
１８０°位相がずれるから、その加算出力信号Ｃは、１
ｋＨｚ成分が打ち消されて、高周波の歪成分Ｎ１，Ｎ２
と、低周波の歪成分Ｎ０のみとなる。
号波形を示している。初段の移相器１１ａの出力信号Ａ
に図示のように高周波の歪成分Ｎ１，Ｎ２が含まれる
と、これらの成分は移相されないから、３段目の移相器
１１ｃの出力信号Ｂにも同様の歪成分Ｎ１，Ｎ２が含ま
れる。これらの出力信号Ａ，Ｂの１ｋＨｚ成分は互いに
１８０°位相がずれるから、その加算出力信号Ｃは、１
ｋＨｚ成分が打ち消されて、高周波の歪成分Ｎ１，Ｎ２
と、低周波の歪成分Ｎ０のみとなる。
【００１６】そして、高周波の歪成分Ｎ１が比較回路１
３ｂにより検出され、Ｎ２が比較回路１３ａにより検出
されて、図５に示すように、ＯＲゲート１４にパルス出
力信号Ｄが得られる。出力信号Ｄが一つ出ると、データ
ラッチ１５ａの出力が“１”になり、これが不良判定出
力となる。またこのとき、発光ダイオード１６ａが点灯
する。出力信号Ｄが続いて得られると、２段目以降のデ
ータラッチ１６ｂ，１６ｃ，１６ｄが順次“１”出力を
出す。従って発光ダイオード１６ａ〜１６ｄの発光状態
を監視して、発光数が多ければそれだけ不良度合いが大
きいことが分かる。
３ｂにより検出され、Ｎ２が比較回路１３ａにより検出
されて、図５に示すように、ＯＲゲート１４にパルス出
力信号Ｄが得られる。出力信号Ｄが一つ出ると、データ
ラッチ１５ａの出力が“１”になり、これが不良判定出
力となる。またこのとき、発光ダイオード１６ａが点灯
する。出力信号Ｄが続いて得られると、２段目以降のデ
ータラッチ１６ｂ，１６ｃ，１６ｄが順次“１”出力を
出す。従って発光ダイオード１６ａ〜１６ｄの発光状態
を監視して、発光数が多ければそれだけ不良度合いが大
きいことが分かる。
【００１７】以上のようにこの実施例によると、図２に
示したようなＬＳＩテスト装置に適用して、Ｄ／Ａコン
バータのビット抜け等に起因するパルス的な歪を検出す
ることができ、不良ＬＳＩのスクリーニングを確実に行
うことができる。また、図５に示す低周波歪成分Ｎ０を
含む加算器出力信号Ｃに基づいて、歪率測定を行うこと
ができる。なお、比較回路１３ａ〜１３ｄに与える基準
電圧は任意に設定することができる。この基準電圧の設
定によって、テストの判定基準を変えることができる。
示したようなＬＳＩテスト装置に適用して、Ｄ／Ａコン
バータのビット抜け等に起因するパルス的な歪を検出す
ることができ、不良ＬＳＩのスクリーニングを確実に行
うことができる。また、図５に示す低周波歪成分Ｎ０を
含む加算器出力信号Ｃに基づいて、歪率測定を行うこと
ができる。なお、比較回路１３ａ〜１３ｄに与える基準
電圧は任意に設定することができる。この基準電圧の設
定によって、テストの判定基準を変えることができる。
【００１８】図６は別の実施例であり、原正弦波信号を
そのまま加算器１２ａの一方の入力とし、２段の９０°
移相器１１ａ，１１ｂを通して加算器１２ａのもう一つ
の入力とする。これによっても先の実施例と同様に、正
弦波信号に含まれる高周波歪成分と低周波歪成分を取り
出すことができる。
そのまま加算器１２ａの一方の入力とし、２段の９０°
移相器１１ａ，１１ｂを通して加算器１２ａのもう一つ
の入力とする。これによっても先の実施例と同様に、正
弦波信号に含まれる高周波歪成分と低周波歪成分を取り
出すことができる。
【００１９】９０°移相器は、図７のような構成として
も良い。図３とは、抵抗Ｒ３とコンデンサＣの配置が逆
である。各抵抗及びコンデンサの値を先の実施例で説明
したと同様の条件に設定することにより、図８のような
移相特性が得られる。従ってこの移相器を２段縦続して
その出力と原信号を加算することにより、先の実施例と
同様に、高周波成分歪と低周波成分歪を抽出することが
できる。
も良い。図３とは、抵抗Ｒ３とコンデンサＣの配置が逆
である。各抵抗及びコンデンサの値を先の実施例で説明
したと同様の条件に設定することにより、図８のような
移相特性が得られる。従ってこの移相器を２段縦続して
その出力と原信号を加算することにより、先の実施例と
同様に、高周波成分歪と低周波成分歪を抽出することが
できる。
【００２０】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、正
弦波状信号の基本周波数成分のみを１８０°移相して、
これを原信号と加算することにより、原信号の基本周波
数成分は相殺されてそれより高周波の成分を取り出すこ
とができ、パルス的な歪を正確に検出することを可能と
した波形歪検出装置を得ることができる。
弦波状信号の基本周波数成分のみを１８０°移相して、
これを原信号と加算することにより、原信号の基本周波
数成分は相殺されてそれより高周波の成分を取り出すこ
とができ、パルス的な歪を正確に検出することを可能と
した波形歪検出装置を得ることができる。
【図１】 この発明の一実施例に係る波形歪検出回路を
示す。
示す。
【図２】 同実施例の適用例を示す。
【図３】 同実施例の移相器構成を示す。
【図４】 同移相器の特性を示す。
【図５】 同実施例の波形歪検出回路の各部信号波形を
示す。
示す。
【図６】 他の実施例の要部構成を示す。
【図７】 他の実施例の移相器構成を示す。
【図８】 同移相器の特性を示す。
１１ａ〜１１ｄ…９０°移相器、１２ａ，１２ｂ…加算
器、１３ａ〜１３ｄ…比較回路、１４…ＯＲゲート、１
５ａ〜１５ｄ…データラッチ、１６ａ〜１６ｄ…発光ダ
イオード、１７…基準電圧発生回路。
器、１３ａ〜１３ｄ…比較回路、１４…ＯＲゲート、１
５ａ〜１５ｄ…データラッチ、１６ａ〜１６ｄ…発光ダ
イオード、１７…基準電圧発生回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01R 23/20 G01R 31/316 H03M 1/10
Claims (3)
- 【請求項１】 正弦波状信号の基本周波数成分を１８０
°移相する移相手段と、 この移相手段の出力信号と前記正弦波状信号を加算する
加算手段と、 この加算手段の加算結果に基づいて前記正弦波状信号の
波形歪を検出する歪検出手段とを有し、 前記移相手段は、移相量が周波数に応じて０°から１８
０°の範囲で変化し且つ、９０°移相となる中心周波数
が前記正弦波状信号の基本周波数に設定された、同じ移
相特性を示す２段の移相回路を縦続接続して構成されて
いることを特徴とする波形歪検出装置。 - 【請求項２】 正弦波状信号の基本周波数成分を１８０
°移相する移相手段と、 この移相手段の出力信号と前記正弦波状信号を加算する
加算手段と、 この加算手段の出力信号を所定の基準電圧と比較して異
常波形歪を検出する比較手段と、 この比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出力す
る出力手段とを有し、 前記移相手段は、移相量が周波数に応じて０°から１８
０°の範囲で変化し且つ、９０°移相となる中心周波数
が前記正弦波状信号の基本周波数に設定された、同じ移
相特性を示す２段の移相回路を縦続接続して構成されて
いることを特徴とする波形歪検出装置。 - 【請求項３】 正弦波状信号の基本周波数成分を９０°
移相する移相器を４段縦続接続して構成され、各移相器
は、移相量が周波数に応じて０°から１８０°の範囲で
変化し且つ、９０°移相となる中心周波数が前記正弦波
状信号の基本周波数に設定された同じ移相特性を示すも
のとして構成された移相手段と、 この移相手段の初段と３段目の移相器の出力信号を加算
する第１の加算器、及び２段目と４段目の移相器の出力
信号を加算する第２の加算器を有する加算手段と、 前記正弦波状信号の波形歪として前記第１及び第２の加
算器の出力信号に含まれる正のパルス的信号を検出する
第１及び第２の比較回路、及び前記正弦波状信号の波形
歪として前記第３及び第４の加算器の出力信号に含まれ
る負のパルス的信号を検出する第３及び第４の比較回路
を有する比較手段と、 この比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出力す
る出力手段とを有することを特徴とする歪検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29884794A JP3186476B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | 波形歪検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29884794A JP3186476B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | 波形歪検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08136594A JPH08136594A (ja) | 1996-05-31 |
| JP3186476B2 true JP3186476B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=17864982
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29884794A Expired - Fee Related JP3186476B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | 波形歪検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3186476B2 (ja) |
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| CN102662108B (zh) * | 2012-05-14 | 2014-06-18 | 中国航空工业集团公司北京长城计量测试技术研究所 | 一种正弦波局域失真的测量方法 |
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1994
- 1994-11-08 JP JP29884794A patent/JP3186476B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH08136594A (ja) | 1996-05-31 |
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