JPH08136594A - 波形歪検出装置 - Google Patents
波形歪検出装置Info
- Publication number
- JPH08136594A JPH08136594A JP6298847A JP29884794A JPH08136594A JP H08136594 A JPH08136594 A JP H08136594A JP 6298847 A JP6298847 A JP 6298847A JP 29884794 A JP29884794 A JP 29884794A JP H08136594 A JPH08136594 A JP H08136594A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- distortion
- phase
- output
- signal
- component
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
- G01R23/16—Spectrum analysis; Fourier analysis
- G01R23/20—Measurement of non-linear distortion
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Tests Of Electronic Circuits (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 歪率測定に有効で且つ、パルス的歪をも正確
に検出することができる波形歪検出装置を提供する。 【構成】 入力される正弦波信号の基本周波数成分を9
0°移相する移相器12a〜12dが直列配置され、移
相器11a,11cの出力が加算器12aにより加算さ
れ、移相器11b,11dの出力が加算器12bにより
加算される。これら加算出力は、原正弦波信号の基本周
波数成分が相殺されて歪成分のみの出力となる。これら
加算器12a,12bの出力は、比較回路13a〜13
dによりそれぞれ正,負の基準電圧と比較されて、パル
ス的な高周波歪成分が検出される。
に検出することができる波形歪検出装置を提供する。 【構成】 入力される正弦波信号の基本周波数成分を9
0°移相する移相器12a〜12dが直列配置され、移
相器11a,11cの出力が加算器12aにより加算さ
れ、移相器11b,11dの出力が加算器12bにより
加算される。これら加算出力は、原正弦波信号の基本周
波数成分が相殺されて歪成分のみの出力となる。これら
加算器12a,12bの出力は、比較回路13a〜13
dによりそれぞれ正,負の基準電圧と比較されて、パル
ス的な高周波歪成分が検出される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は、サウンドプロセッサ
用LSIのテスト装置等に用いて有用な波形歪検出装置
に関する。
用LSIのテスト装置等に用いて有用な波形歪検出装置
に関する。
【0002】
【従来の技術】従来より、A/Dコンバータ、DSP、
D/Aコンバータ等が集積されたサウンドプロセッサ用
LSIが知られている。この種のLSIのテストには、
例えば1kHzの正弦波信号を入力して、期待波形出力
が得られるか否かを検査する歪率測定が行われる。歪率
測定には、代表的にはノッチフィルタが用いられる。ノ
ッチフィルタにより1kHzの正弦波信号成分を取り除
くことにより、歪成分を検出することができる。他の歪
率測定法として、オシロスコープにより目視で歪率を測
定する方法もある。
D/Aコンバータ等が集積されたサウンドプロセッサ用
LSIが知られている。この種のLSIのテストには、
例えば1kHzの正弦波信号を入力して、期待波形出力
が得られるか否かを検査する歪率測定が行われる。歪率
測定には、代表的にはノッチフィルタが用いられる。ノ
ッチフィルタにより1kHzの正弦波信号成分を取り除
くことにより、歪成分を検出することができる。他の歪
率測定法として、オシロスコープにより目視で歪率を測
定する方法もある。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】ノッチフィルタで正確
な歪率測定を行うためには、ツインT型ノッチフィルタ
が必要である。しかし、ツインT型ノッチフィルタを用
いたとしても、例えばD/Aコンバータのビット抜け等
に起因する単発的な、即ちパルス的な異常波形歪を検出
することはできない。オシロスコープを用いた場合も同
様に、そのような歪を検出することは困難である。
な歪率測定を行うためには、ツインT型ノッチフィルタ
が必要である。しかし、ツインT型ノッチフィルタを用
いたとしても、例えばD/Aコンバータのビット抜け等
に起因する単発的な、即ちパルス的な異常波形歪を検出
することはできない。オシロスコープを用いた場合も同
様に、そのような歪を検出することは困難である。
【0004】この発明は、上記事情を考慮してなされた
もので、歪率測定に有効で且つ、パルス的波形歪をも正
確に検出することができる波形歪検出装置を提供するこ
とを目的としている。
もので、歪率測定に有効で且つ、パルス的波形歪をも正
確に検出することができる波形歪検出装置を提供するこ
とを目的としている。
【0005】
【課題を解決するための手段】この発明に係る波形歪検
出装置は、正弦波状信号の基本周波数成分のみを180
°移相する移相手段と、この移相手段の出力信号ともと
の正弦波状信号を加算する加算手段と、この加算手段の
加算結果に基づいて歪を検出する歪検出手段とを有する
ことを特徴としている。
出装置は、正弦波状信号の基本周波数成分のみを180
°移相する移相手段と、この移相手段の出力信号ともと
の正弦波状信号を加算する加算手段と、この加算手段の
加算結果に基づいて歪を検出する歪検出手段とを有する
ことを特徴としている。
【0006】この発明に係る波形歪検出装置はまた、正
弦波状信号の基本周波数成分のみを180°移相する移
相手段と、この移相手段の出力信号ともとの正弦波状信
号を加算する加算手段と、この加算手段の出力信号を所
定の基準電圧と比較して異常波形歪を検出する比較手段
と、この比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出
力する出力手段とを有することを特徴としている。この
発明において好ましくは、前記移相手段は、基本周波数
成分のみを90°移相する移相回路を2段接続して構成
される。
弦波状信号の基本周波数成分のみを180°移相する移
相手段と、この移相手段の出力信号ともとの正弦波状信
号を加算する加算手段と、この加算手段の出力信号を所
定の基準電圧と比較して異常波形歪を検出する比較手段
と、この比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出
力する出力手段とを有することを特徴としている。この
発明において好ましくは、前記移相手段は、基本周波数
成分のみを90°移相する移相回路を2段接続して構成
される。
【0007】
【作用】この発明によると、正弦波状信号の基本周波数
成分のみを180°移相して、これを原信号と加算する
ことにより、原信号の基本周波数成分は相殺されてそれ
より高周波の成分を取り出すことができ、パルス的な波
形歪を正確に検出することができる。特に、180°移
相を2段の90°移相回路により構成すると、加算手段
出力には高周波の歪成分と共に、低周波の歪成分も含ま
れることになり、低周波歪を含む歪率測定が可能にな
る。
成分のみを180°移相して、これを原信号と加算する
ことにより、原信号の基本周波数成分は相殺されてそれ
より高周波の成分を取り出すことができ、パルス的な波
形歪を正確に検出することができる。特に、180°移
相を2段の90°移相回路により構成すると、加算手段
出力には高周波の歪成分と共に、低周波の歪成分も含ま
れることになり、低周波歪を含む歪率測定が可能にな
る。
【0008】
【実施例】以下、図面を参照して、この発明の実施例を
説明する。図1は、この発明の一実施例に係る波形歪検
出回路であり、図2はその回路が適用されるシステム例
である。図2に示すようにサウンドプロセッサ用LSI
22は、入力アナログ信号をディジタル信号に変換する
A/Dコンバータ、得られたディジタル信号を処理する
DSP、その処理された信号を再度アナログ信号に変換
して出力するD/Aコンバータを含む。このLSI22
に、正弦波発振器21から例えば1kHzの正弦波信号
を供給し、出力正弦波信号をテスト装置23に取り込ん
で歪検出等のテストを行う。図1は、このテスト装置2
3に含まれる波形歪検出回路を示している。
説明する。図1は、この発明の一実施例に係る波形歪検
出回路であり、図2はその回路が適用されるシステム例
である。図2に示すようにサウンドプロセッサ用LSI
22は、入力アナログ信号をディジタル信号に変換する
A/Dコンバータ、得られたディジタル信号を処理する
DSP、その処理された信号を再度アナログ信号に変換
して出力するD/Aコンバータを含む。このLSI22
に、正弦波発振器21から例えば1kHzの正弦波信号
を供給し、出力正弦波信号をテスト装置23に取り込ん
で歪検出等のテストを行う。図1は、このテスト装置2
3に含まれる波形歪検出回路を示している。
【0009】波形歪検出回路の入力段には、入力される
正弦波状信号(即ちLSI22の出力信号)の基本周波
数を1kHzとしたとき、1kHz成分を90°移相す
る4個の移相器11a,11b,11cおよび11dが
直列に配置される。これらの移相器11a〜11dは例
えば、図3に示すように演算増幅器OPと抵抗R1〜R
3、コンデンサCを組み合わせて構成される。
正弦波状信号(即ちLSI22の出力信号)の基本周波
数を1kHzとしたとき、1kHz成分を90°移相す
る4個の移相器11a,11b,11cおよび11dが
直列に配置される。これらの移相器11a〜11dは例
えば、図3に示すように演算増幅器OPと抵抗R1〜R
3、コンデンサCを組み合わせて構成される。
【0010】図3において、 2kΩ≦R1=R2≦1MΩ、 f0=1/2πCR3=1kHz 2kΩ≦R3≦1MΩ、 を満たすように、各抵抗及びコンデンサの値が設定され
る。これにより、図4に示すように、f0=1kHz成
分を90°移相し、周波数0で移相が180°、周波数
∞で移相が0°となる移相特性が得られる。
る。これにより、図4に示すように、f0=1kHz成
分を90°移相し、周波数0で移相が180°、周波数
∞で移相が0°となる移相特性が得られる。
【0011】初段の移相器11aの出力信号Aと、3段
目の移相器11cの出力信号Bとは、1kHz成分が1
80°ずれたものとなる。これらの出力信号A,Bを加
算する加算器12aが設けられている。同様に、1kH
z成分について互いに180°位相がずれた2段目の移
相器11bの出力信号と、4段目の移相器11dの出力
信号を加算する加算器12bが設けられている。この加
算器12bは、基本的に先の加算器12aと同じ出力を
出すものであり、波形歪検出の精度を高いものとするた
めに補助的に設けられている。
目の移相器11cの出力信号Bとは、1kHz成分が1
80°ずれたものとなる。これらの出力信号A,Bを加
算する加算器12aが設けられている。同様に、1kH
z成分について互いに180°位相がずれた2段目の移
相器11bの出力信号と、4段目の移相器11dの出力
信号を加算する加算器12bが設けられている。この加
算器12bは、基本的に先の加算器12aと同じ出力を
出すものであり、波形歪検出の精度を高いものとするた
めに補助的に設けられている。
【0012】加算器12aでは、二つの移相器出力信号
A,Bのなかの1kHz成分が互いに相殺されるから、
その出力信号Cはもとの正弦波信号の歪成分のみとな
る。加算器12bの出力も同様である。なお、パルス的
な高周波成分については、例えばf0=1kHzに設定
した180°移相器を1段通して、もとの信号と加算す
ることによっても検出することができる。しかしこうす
ると、1kHzより低周波成分の歪も互いに位相反転し
て加算されて打ち消されしまい、検出できなくなる。こ
の実施例において、90°移相器を2段通して、もとの
信号と加算しているのは、パルス的な高周波成分だけで
なく、低周波の歪成分をも検出するためである。
A,Bのなかの1kHz成分が互いに相殺されるから、
その出力信号Cはもとの正弦波信号の歪成分のみとな
る。加算器12bの出力も同様である。なお、パルス的
な高周波成分については、例えばf0=1kHzに設定
した180°移相器を1段通して、もとの信号と加算す
ることによっても検出することができる。しかしこうす
ると、1kHzより低周波成分の歪も互いに位相反転し
て加算されて打ち消されしまい、検出できなくなる。こ
の実施例において、90°移相器を2段通して、もとの
信号と加算しているのは、パルス的な高周波成分だけで
なく、低周波の歪成分をも検出するためである。
【0013】加算器12aの出力信号Cは、比較回路1
3a,13bに供給され、それぞれ基準電圧発生回路1
7からの基準電圧と比較される。一方の比較回路13a
は、出力信号Cに含まれる正のパルス的信号が例えば基
準電圧+3Vより高い場合にこれを検出してパルス出力
を出す。もう一方の比較回路13bは、負のパルス的信
号が例えば基準電圧−3Vより低い場合にこれを検出し
てパルス出力を出す。加算器12bの出力信号も同様
に、二つの比較回路13c,13dに供給されて、同様
の比較検出がなされる。前述のように比較回路13cの
出力は、比較回路13aの出力と同じであり、比較回路
13bの出力は、比較回路13dの出力と同じである。
3a,13bに供給され、それぞれ基準電圧発生回路1
7からの基準電圧と比較される。一方の比較回路13a
は、出力信号Cに含まれる正のパルス的信号が例えば基
準電圧+3Vより高い場合にこれを検出してパルス出力
を出す。もう一方の比較回路13bは、負のパルス的信
号が例えば基準電圧−3Vより低い場合にこれを検出し
てパルス出力を出す。加算器12bの出力信号も同様
に、二つの比較回路13c,13dに供給されて、同様
の比較検出がなされる。前述のように比較回路13cの
出力は、比較回路13aの出力と同じであり、比較回路
13bの出力は、比較回路13dの出力と同じである。
【0014】比較回路13a〜13dの出力は、ORゲ
ート14により論理和がとられる。ORゲート14の出
力信号Dは、不良判定を行うためのデータラッチ15a
〜15dにクロックとして供給される。初段データラッ
チ15aのデータ入力端子には電源VDDが与えられ、そ
の出力は2段目データラッチ15bのデータ端子に供給
され、以下順次出力が次段のデータラッチのデータ端子
に供給される。各データラッチ15a〜15dの出力端
子には、目視確認用の発光ダイオード16a〜16dが
接続されている。この実施例では初段のデータラッチ1
5aの出力端子が、不良判定端子として導出されてい
る。
ート14により論理和がとられる。ORゲート14の出
力信号Dは、不良判定を行うためのデータラッチ15a
〜15dにクロックとして供給される。初段データラッ
チ15aのデータ入力端子には電源VDDが与えられ、そ
の出力は2段目データラッチ15bのデータ端子に供給
され、以下順次出力が次段のデータラッチのデータ端子
に供給される。各データラッチ15a〜15dの出力端
子には、目視確認用の発光ダイオード16a〜16dが
接続されている。この実施例では初段のデータラッチ1
5aの出力端子が、不良判定端子として導出されてい
る。
【0015】図5は、この実施例の歪検出回路の各部信
号波形を示している。初段の移相器11aの出力信号A
に図示のように高周波の歪成分N1,N2が含まれる
と、これらの成分は移相されないから、3段目の移相器
11cの出力信号Bにも同様の歪成分N1,N2が含ま
れる。これらの出力信号A,Bの1kHz成分は互いに
180°位相がずれるから、その加算出力信号Cは、1
kHz成分が打ち消されて、高周波の歪成分N1,N2
と、低周波の歪成分N0のみとなる。
号波形を示している。初段の移相器11aの出力信号A
に図示のように高周波の歪成分N1,N2が含まれる
と、これらの成分は移相されないから、3段目の移相器
11cの出力信号Bにも同様の歪成分N1,N2が含ま
れる。これらの出力信号A,Bの1kHz成分は互いに
180°位相がずれるから、その加算出力信号Cは、1
kHz成分が打ち消されて、高周波の歪成分N1,N2
と、低周波の歪成分N0のみとなる。
【0016】そして、高周波の歪成分N1が比較回路1
3bにより検出され、N2が比較回路13aにより検出
されて、図5に示すように、ORゲート14にパルス出
力信号Dが得られる。出力信号Dが一つ出ると、データ
ラッチ15aの出力が“1”になり、これが不良判定出
力となる。またこのとき、発光ダイオード16aが点灯
する。出力信号Dが続いて得られると、2段目以降のデ
ータラッチ16b,16c,16dが順次“1”出力を
出す。従って発光ダイオード16a〜16dの発光状態
を監視して、発光数が多ければそれだけ不良度合いが大
きいことが分かる。
3bにより検出され、N2が比較回路13aにより検出
されて、図5に示すように、ORゲート14にパルス出
力信号Dが得られる。出力信号Dが一つ出ると、データ
ラッチ15aの出力が“1”になり、これが不良判定出
力となる。またこのとき、発光ダイオード16aが点灯
する。出力信号Dが続いて得られると、2段目以降のデ
ータラッチ16b,16c,16dが順次“1”出力を
出す。従って発光ダイオード16a〜16dの発光状態
を監視して、発光数が多ければそれだけ不良度合いが大
きいことが分かる。
【0017】以上のようにこの実施例によると、図2に
示したようなLSIテスト装置に適用して、D/Aコン
バータのビット抜け等に起因するパルス的な歪を検出す
ることができ、不良LSIのスクリーニングを確実に行
うことができる。また、図5に示す低周波歪成分N0を
含む加算器出力信号Cに基づいて、歪率測定を行うこと
ができる。なお、比較回路13a〜13dに与える基準
電圧は任意に設定することができる。この基準電圧の設
定によって、テストの判定基準を変えることができる。
示したようなLSIテスト装置に適用して、D/Aコン
バータのビット抜け等に起因するパルス的な歪を検出す
ることができ、不良LSIのスクリーニングを確実に行
うことができる。また、図5に示す低周波歪成分N0を
含む加算器出力信号Cに基づいて、歪率測定を行うこと
ができる。なお、比較回路13a〜13dに与える基準
電圧は任意に設定することができる。この基準電圧の設
定によって、テストの判定基準を変えることができる。
【0018】図6は別の実施例であり、原正弦波信号を
そのまま加算器12aの一方の入力とし、2段の90°
移相器11a,11bを通して加算器12aのもう一つ
の入力とする。これによっても先の実施例と同様に、正
弦波信号に含まれる高周波歪成分と低周波歪成分を取り
出すことができる。
そのまま加算器12aの一方の入力とし、2段の90°
移相器11a,11bを通して加算器12aのもう一つ
の入力とする。これによっても先の実施例と同様に、正
弦波信号に含まれる高周波歪成分と低周波歪成分を取り
出すことができる。
【0019】90°移相器は、図7のような構成として
も良い。図3とは、抵抗R3とコンデンサCの配置が逆
である。各抵抗及びコンデンサの値を先の実施例で説明
したと同様の条件に設定することにより、図8のような
移相特性が得られる。従ってこの移相器を2段縦続して
その出力と原信号を加算することにより、先の実施例と
同様に、高周波成分歪と低周波成分歪を抽出することが
できる。
も良い。図3とは、抵抗R3とコンデンサCの配置が逆
である。各抵抗及びコンデンサの値を先の実施例で説明
したと同様の条件に設定することにより、図8のような
移相特性が得られる。従ってこの移相器を2段縦続して
その出力と原信号を加算することにより、先の実施例と
同様に、高周波成分歪と低周波成分歪を抽出することが
できる。
【0020】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、正
弦波状信号の基本周波数成分のみを180°移相して、
これを原信号と加算することにより、原信号の基本周波
数成分は相殺されてそれより高周波の成分を取り出すこ
とができ、パルス的な歪を正確に検出することを可能と
した波形歪検出装置を得ることができる。
弦波状信号の基本周波数成分のみを180°移相して、
これを原信号と加算することにより、原信号の基本周波
数成分は相殺されてそれより高周波の成分を取り出すこ
とができ、パルス的な歪を正確に検出することを可能と
した波形歪検出装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の一実施例に係る波形歪検出回路を
示す。
示す。
【図2】 同実施例の適用例を示す。
【図3】 同実施例の移相器構成を示す。
【図4】 同移相器の特性を示す。
【図5】 同実施例の波形歪検出回路の各部信号波形を
示す。
示す。
【図6】 他の実施例の要部構成を示す。
【図7】 他の実施例の移相器構成を示す。
【図8】 同移相器の特性を示す。
11a〜11d…90°移相器、12a,12b…加算
器、13a〜13d…比較回路、14…ORゲート、1
5a〜15d…データラッチ、16a〜16d…発光ダ
イオード、17…基準電圧発生回路。
器、13a〜13d…比較回路、14…ORゲート、1
5a〜15d…データラッチ、16a〜16d…発光ダ
イオード、17…基準電圧発生回路。
Claims (3)
- 【請求項1】 正弦波状信号の基本周波数成分のみを1
80°移相する移相手段と、 この移相手段の出力信号ともとの正弦波状信号を加算す
る加算手段と、 この加算手段の加算結果に基づいて歪を検出する歪検出
手段とを有することを特徴とする波形歪検出装置。 - 【請求項2】 正弦波状信号の基本周波数成分のみを1
80°移相する移相手段と、 この移相手段の出力信号ともとの正弦波状信号を加算す
る加算手段と、 この加算手段の出力信号を所定の基準電圧と比較して異
常波形歪を検出する比較手段と、 この比較手段の出力信号に基づいて歪検出結果を出力す
る出力手段とを有することを特徴とする波形歪検出装
置。 - 【請求項3】 前記移相手段は、基本周波数成分のみを
90°移相する移相回路を2段接続して構成されている
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の波形歪検出装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29884794A JP3186476B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | 波形歪検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29884794A JP3186476B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | 波形歪検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08136594A true JPH08136594A (ja) | 1996-05-31 |
JP3186476B2 JP3186476B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=17864982
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29884794A Expired - Fee Related JP3186476B2 (ja) | 1994-11-08 | 1994-11-08 | 波形歪検出装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3186476B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102662108A (zh) * | 2012-05-14 | 2012-09-12 | 中国航空工业集团公司北京长城计量测试技术研究所 | 一种正弦波局域失真的测量方法及装置 |
-
1994
- 1994-11-08 JP JP29884794A patent/JP3186476B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102662108A (zh) * | 2012-05-14 | 2012-09-12 | 中国航空工业集团公司北京长城计量测试技术研究所 | 一种正弦波局域失真的测量方法及装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3186476B2 (ja) | 2001-07-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US20130124134A1 (en) | Fast single-ended to differential converter | |
ATE191091T1 (de) | Verfahren und vorrichtung zur robusten und automatischen prüfung von verzögerungsfehlern | |
JP3186476B2 (ja) | 波形歪検出装置 | |
JP4625453B2 (ja) | 精度を高めた測定回路 | |
JP3033491B2 (ja) | 回路検査装置 | |
US3818339A (en) | Amplitude comparison circuit | |
JPH063413A (ja) | 論理信号検査方法及び検査装置 | |
JP2587970B2 (ja) | インピーダンス測定装置 | |
JPS61137429A (ja) | Ad変換器試験回路 | |
CN116577597B (zh) | 用于测试高精度比较器的失调电压的方法及系统 | |
WO2023238673A1 (ja) | 半導体集積回路およびその自己診断方法 | |
CN112415267B (zh) | 一种lcr串并联网络识别的装置 | |
JPS63299411A (ja) | Daコンバ−タテスト法 | |
JP2004088515A (ja) | Adcの検査方法及び検査装置 | |
JPH1174789A (ja) | A/dコンバータ測定装置 | |
JP2003066120A (ja) | 検査装置および検査方法 | |
JPH06236698A (ja) | 正弦波のサンプル・ホールド方法及び回路 | |
JPS6212325A (ja) | 静止形保護継電器の点検方式 | |
US20070164753A1 (en) | Power supply history monitor | |
JP2001183397A (ja) | ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法 | |
RU1793361C (ru) | Устройство дл вихретокового контрол поверхностных слоев металлических изделий | |
CN117110417A (zh) | 一种漏磁-涡流复合检测时涡流探头电路系统 | |
JP3431116B2 (ja) | 交流電圧検出用入力部の異常検出回路 | |
CN113985105A (zh) | 一种电流计量电路 | |
JPH05322981A (ja) | ロジックテスタ |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313532 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090511 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100511 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110511 Year of fee payment: 10 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |