JP2001183397A - ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法 - Google Patents
ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ディジタルフィルタのサンプリング周波数にず
れが生じた場合であっても、出力特性に誤差の変動が生
じないレベル測定方法を提供すること。 【解決手段】漏洩電流検出器は、漏洩電流を検出するＣ
Ｔ１２と、電流／電圧変換を行うＩ／Ｖ変換器１３と、
第一のＡＭＰ１４と、高周波成分を除去するＬＰＦ１５
と、第二のＡＭＰ１６ａ、第三のＡＭＰ１６ｂと、受信
電圧のレベル測定を行う１チップのＣＰＵ１７とＣＰＵ
１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８ａ、１８ｂと、漏洩
電流値を表示する表示器１９とにより構成する。ディジ
タルフィルタは、入力電圧を所定の周波数でサンプリン
グし平均値を求める第一のＬＰＦ２０と、第一のＬＰＦ
２０のサンプリング周波数を決定する原発振器２１と第
一の分周器２２を備えた発振器２３と第二の分周器２４
と、入力データの移動平均値を算出する第二のＬＰＦ２
５とにより構成する。
れが生じた場合であっても、出力特性に誤差の変動が生
じないレベル測定方法を提供すること。 【解決手段】漏洩電流検出器は、漏洩電流を検出するＣ
Ｔ１２と、電流／電圧変換を行うＩ／Ｖ変換器１３と、
第一のＡＭＰ１４と、高周波成分を除去するＬＰＦ１５
と、第二のＡＭＰ１６ａ、第三のＡＭＰ１６ｂと、受信
電圧のレベル測定を行う１チップのＣＰＵ１７とＣＰＵ
１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８ａ、１８ｂと、漏洩
電流値を表示する表示器１９とにより構成する。ディジ
タルフィルタは、入力電圧を所定の周波数でサンプリン
グし平均値を求める第一のＬＰＦ２０と、第一のＬＰＦ
２０のサンプリング周波数を決定する原発振器２１と第
一の分周器２２を備えた発振器２３と第二の分周器２４
と、入力データの移動平均値を算出する第二のＬＰＦ２
５とにより構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はディジタルフィルタ
を用いたレベル測定方法に関し、特に受電設備の低圧電
路において、電路の絶縁劣化に伴ない商用電源が大地へ
漏洩する電流値を検出する手段であるディジタルフィル
タを用いたレベル測定方法に関する。
を用いたレベル測定方法に関し、特に受電設備の低圧電
路において、電路の絶縁劣化に伴ない商用電源が大地へ
漏洩する電流値を検出する手段であるディジタルフィル
タを用いたレベル測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＬＳＩの発展に伴いディジタル信号処理
を応用した分野が広がり、低コストなマイクロコンピュ
ータ（以降、μＣＰＵと称す）、或いは、ディジタルシ
グナルプロセッサ（以降、ＤＳＰと称す）等を用いて高
機能な処理が行えるようになってきた。又、商品の低コ
スト化は急務であり従来アナログ部品を多数使用して実
現していた機能をディジタル信号処理化し、多くの機能
をソフトウェアで対応させ、低コスト化することが行わ
れている。そこで、ディジタルフィルタを用いたレベル
測定方法として、受電設備の低圧電路において、電路の
絶縁劣化に伴ない商用電源が大地へ漏洩する電流値を検
出する手段について説明する。
を応用した分野が広がり、低コストなマイクロコンピュ
ータ（以降、μＣＰＵと称す）、或いは、ディジタルシ
グナルプロセッサ（以降、ＤＳＰと称す）等を用いて高
機能な処理が行えるようになってきた。又、商品の低コ
スト化は急務であり従来アナログ部品を多数使用して実
現していた機能をディジタル信号処理化し、多くの機能
をソフトウェアで対応させ、低コスト化することが行わ
れている。そこで、ディジタルフィルタを用いたレベル
測定方法として、受電設備の低圧電路において、電路の
絶縁劣化に伴ない商用電源が大地へ漏洩する電流値を検
出する手段について説明する。
【０００３】図４は、低圧電路の漏洩電流を検出するた
めの構成図の例である。１は受電トランス、２は単相３
線式低圧電路、３ａ、３ｂは負荷機器、４は絶縁抵抗、
５はカレントトランス（以降、ＣＴと称す）、６は漏洩
電流検出器であって、受電トランス１により高圧電路を
単相３線式低圧電路２に降圧し、該単相３線式低圧電路
２に接続した負荷機器３ａ、３ｂに電力を供給してい
る。この時、電路或いは負荷機器３ａ、３ｂの絶縁劣化
が生じ絶縁抵抗４が小さくなると、一点接地された単相
３線式低圧電路２の中性点を介して商用電源の漏洩電流
が生じるので、接地線に設けたカレントトランス５によ
り漏洩電流を抽出し、漏洩電流検出器６により漏洩電流
の値を検出することができる。
めの構成図の例である。１は受電トランス、２は単相３
線式低圧電路、３ａ、３ｂは負荷機器、４は絶縁抵抗、
５はカレントトランス（以降、ＣＴと称す）、６は漏洩
電流検出器であって、受電トランス１により高圧電路を
単相３線式低圧電路２に降圧し、該単相３線式低圧電路
２に接続した負荷機器３ａ、３ｂに電力を供給してい
る。この時、電路或いは負荷機器３ａ、３ｂの絶縁劣化
が生じ絶縁抵抗４が小さくなると、一点接地された単相
３線式低圧電路２の中性点を介して商用電源の漏洩電流
が生じるので、接地線に設けたカレントトランス５によ
り漏洩電流を抽出し、漏洩電流検出器６により漏洩電流
の値を検出することができる。
【０００４】図５は、従来の漏洩電流検出器を構成する
基本機能ブロック図の例である。同図は、商用電源周波
数である漏洩電流を抽出するローパスフィルタ（以降、
ＬＰＦと称す）７及び８と、クロック発振器９と、フィ
ルタリング処理におけるサンプリング数を決定する分周
器１０と、検出した直流電圧値を表示する表示器１１と
により構成する。図５について、商用電源周波数が５０
Ｈｚである場合について漏洩電流のレベル測定を行う際
の動作を説明する。先ず、ＬＰＦはμＣＰＵを用いて実
現し、更に、ＬＰＦを２段構成として所望の性能を得て
いる。そこで、低圧電路より抽出した５０Ｈｚの漏洩電
流をＬＰＦ７に入力し、フィルタリング処理を行う。Ｌ
ＰＦ７においては、サンプリング周波数を入力周波数の
３２倍とし、５０Ｈｚ×３２倍＝１６００Ｈｚにて入力
データのサンプリングを行う。更に、１周期３２回のサ
ンプリングを８周期に渡って実施し、３２個×８回＝２
５６個のサンプリングデータに対してフィルタリング演
算を行っている。次に、ＬＰＦ８においては、ＬＰＦ７
が出力する演算結果を３２個収集し、それに対して移動
平均法によるフィルタリング演算を行い、直流値となっ
た演算結果を出力する。ここで、クロック発振器９及び
分周器１０は、ＬＰＦ７のサンプリング周波数を決定す
るもので、夫々クロック発振器は５１２００Ｈｚを、分
周器は３２分周である。直流値となった検出出力は、表
示器１１により漏洩電流の値を表示する。
基本機能ブロック図の例である。同図は、商用電源周波
数である漏洩電流を抽出するローパスフィルタ（以降、
ＬＰＦと称す）７及び８と、クロック発振器９と、フィ
ルタリング処理におけるサンプリング数を決定する分周
器１０と、検出した直流電圧値を表示する表示器１１と
により構成する。図５について、商用電源周波数が５０
Ｈｚである場合について漏洩電流のレベル測定を行う際
の動作を説明する。先ず、ＬＰＦはμＣＰＵを用いて実
現し、更に、ＬＰＦを２段構成として所望の性能を得て
いる。そこで、低圧電路より抽出した５０Ｈｚの漏洩電
流をＬＰＦ７に入力し、フィルタリング処理を行う。Ｌ
ＰＦ７においては、サンプリング周波数を入力周波数の
３２倍とし、５０Ｈｚ×３２倍＝１６００Ｈｚにて入力
データのサンプリングを行う。更に、１周期３２回のサ
ンプリングを８周期に渡って実施し、３２個×８回＝２
５６個のサンプリングデータに対してフィルタリング演
算を行っている。次に、ＬＰＦ８においては、ＬＰＦ７
が出力する演算結果を３２個収集し、それに対して移動
平均法によるフィルタリング演算を行い、直流値となっ
た演算結果を出力する。ここで、クロック発振器９及び
分周器１０は、ＬＰＦ７のサンプリング周波数を決定す
るもので、夫々クロック発振器は５１２００Ｈｚを、分
周器は３２分周である。直流値となった検出出力は、表
示器１１により漏洩電流の値を表示する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法は以下のよ
うな問題が生じていた。すなわち、ディジタルフィルタ
により構成した１段目のＬＰＦにおいて、入力データを
サンプリングするサンプリング周波数ｆs1をサンプル数
Ｎ1で除した入力周波数相当の周波数ｆN1と、実際の入
力周波数ｆ1との間にずれを生じると、両者のずれの大
きさに関係してＬＰＦの出力に、あたかもビートを打つ
かのようなレベルの変動が発生していた。そのため、測
定値をディジタル表示すると、最下位の桁の表示器が絶
えず変動し不都合であった。
ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法は以下のよ
うな問題が生じていた。すなわち、ディジタルフィルタ
により構成した１段目のＬＰＦにおいて、入力データを
サンプリングするサンプリング周波数ｆs1をサンプル数
Ｎ1で除した入力周波数相当の周波数ｆN1と、実際の入
力周波数ｆ1との間にずれを生じると、両者のずれの大
きさに関係してＬＰＦの出力に、あたかもビートを打つ
かのようなレベルの変動が発生していた。そのため、測
定値をディジタル表示すると、最下位の桁の表示器が絶
えず変動し不都合であった。
【０００６】図６に、漏洩電流１０ｍＡを検出した時の
１段目のＬＰＦが出力する出力誤差特性について、コン
ピュータによるシュミレーション結果を表にして示す。
同図の（ａ）行は、前記周波数ｆN1を入力データの５０
Ｈｚに対して＋１０％ずらせて５５Ｈｚとした場合を示
し、この時誤差特性は、０．２１ｍＡの幅で誤差が変動
し、その周期は３２０ｍｓｅｃである。又、同図の
（ｂ）行は、前記周波数ｆ N1を入力データの５０Hzに対
して僅かに０．０００２％ずらせて５０．０００１Ｈｚ
とした場合を示し、この時誤差特性は、０．３０ｍＡの
幅で誤差が変動し、その周期は４０００ｍｓｅｃ以上で
ある。これらの誤差特性は、ＣＰＵにおけるフィルタリ
ング処理の過程において発生するものと考えられ、ＣＰ
Ｕを構成するハードウェアーの面からサンプリング周波
数をある程度の値以下に限定している事や、演算処理を
有限語長によって行っている事等に起因しているものと
推定される。ちなみに、１段目のＬＰＦの入力データに
対するサンプリング数を３２から６４に変更してシュミ
レーションを行ってみると、１段目のＬＰＦが出力する
レベル特性の誤差は１／２に減少するが、大量のメモリ
を必要とし得策ではない。
１段目のＬＰＦが出力する出力誤差特性について、コン
ピュータによるシュミレーション結果を表にして示す。
同図の（ａ）行は、前記周波数ｆN1を入力データの５０
Ｈｚに対して＋１０％ずらせて５５Ｈｚとした場合を示
し、この時誤差特性は、０．２１ｍＡの幅で誤差が変動
し、その周期は３２０ｍｓｅｃである。又、同図の
（ｂ）行は、前記周波数ｆ N1を入力データの５０Hzに対
して僅かに０．０００２％ずらせて５０．０００１Ｈｚ
とした場合を示し、この時誤差特性は、０．３０ｍＡの
幅で誤差が変動し、その周期は４０００ｍｓｅｃ以上で
ある。これらの誤差特性は、ＣＰＵにおけるフィルタリ
ング処理の過程において発生するものと考えられ、ＣＰ
Ｕを構成するハードウェアーの面からサンプリング周波
数をある程度の値以下に限定している事や、演算処理を
有限語長によって行っている事等に起因しているものと
推定される。ちなみに、１段目のＬＰＦの入力データに
対するサンプリング数を３２から６４に変更してシュミ
レーションを行ってみると、１段目のＬＰＦが出力する
レベル特性の誤差は１／２に減少するが、大量のメモリ
を必要とし得策ではない。
【０００７】次に、図６の誤差特性の結果に注目してみ
ると、（ａ）ようなサンプリング周波数のずれが大きい
時の誤差特性は、誤差特性が持つ変動周波数が高く、
（ｂ）のようなサンプリング周波数のずれが僅差である
時の誤差特性は、誤差特性が持つ変動周波数が低い。そ
こで、この特性の違いを利用し、サンプリング周波数の
ずれを強制的に大きく、例えば、図５の（ａ）のように
１０％に設定すれば誤差特性の変動周波数が高くなるの
で、１段目において発生する誤差は次段のＬＰＦの特性
により十分除去できる。又、誤差特性は、固定的な誤差
については演算時に補正することができ、問題となるの
は、誤差が変動する場合についてのみである。本発明
は、上述したような従来のディジタルフィルタを用いた
レベル測定方法の問題を解決するためになされたもので
あって、ディジタルフィルタのフィルタリング処理の際
に、ＣＰＵが持つサンプリング周波数にずれが生じた場
合であっても、ディジタルフィルタの出力レベル特性に
誤差の変動が生じないディジタルフィルタを用いたレベ
ル測定方法を提供することを目的とする。
ると、（ａ）ようなサンプリング周波数のずれが大きい
時の誤差特性は、誤差特性が持つ変動周波数が高く、
（ｂ）のようなサンプリング周波数のずれが僅差である
時の誤差特性は、誤差特性が持つ変動周波数が低い。そ
こで、この特性の違いを利用し、サンプリング周波数の
ずれを強制的に大きく、例えば、図５の（ａ）のように
１０％に設定すれば誤差特性の変動周波数が高くなるの
で、１段目において発生する誤差は次段のＬＰＦの特性
により十分除去できる。又、誤差特性は、固定的な誤差
については演算時に補正することができ、問題となるの
は、誤差が変動する場合についてのみである。本発明
は、上述したような従来のディジタルフィルタを用いた
レベル測定方法の問題を解決するためになされたもので
あって、ディジタルフィルタのフィルタリング処理の際
に、ＣＰＵが持つサンプリング周波数にずれが生じた場
合であっても、ディジタルフィルタの出力レベル特性に
誤差の変動が生じないディジタルフィルタを用いたレベ
ル測定方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係るディジタルフィルタを用いたレベル測定
方法は以下の構成をとる。請求項１記載のディジタルフ
ィルタを用いたレベル測定方法は、被測定信号を所望の
レベル値に増幅すると共に高周波成分を除去した後、２
段構成のローパスフィルタとして機能するディジタルフ
ィルタを用いてレベル測定を行う方法において、前記デ
ィジタルフィルタの１段目のフィルタリング処理とし
て、被測定信号の１周期をＮ回サンプリングした後該サ
ンプリング値をＭ周期加算して平均値を算出することに
より直流成分の演算値を得、更に前記ディジタルフィル
タの２段目のフィルタリング演算として、前記１段目の
フィルタリング演算値をＬ個まとめ移動平均を算出する
ことにより直流成分の演算値を得て表示器に出力する際
に、前記ディジタルフィルタの１段目のフィルタリング
演算として行う加算平均の算出時に、サンプリング周波
数を前記サンプル数Ｎで除した被測定信号周波数相当の
値を被測定信号周波数に対して強勢的にずらすことによ
り前記移動平均演算出力における周期的な変動を伴なっ
たレベル測定誤差の発生を防止するよう構成する。請求
項２記載のディジタルフィルタを用いたレベル測定方法
は、前記ディジタルフィルタを実現する手段として８ビ
ットμＣＰＵを用い、該８ビットμＣＰＵに内蔵するア
ナログ／ディジタル変換器を２チャネル使用することに
よりフィルタリング演算の分解能を１６ビットとするよ
う構成する。
に本発明に係るディジタルフィルタを用いたレベル測定
方法は以下の構成をとる。請求項１記載のディジタルフ
ィルタを用いたレベル測定方法は、被測定信号を所望の
レベル値に増幅すると共に高周波成分を除去した後、２
段構成のローパスフィルタとして機能するディジタルフ
ィルタを用いてレベル測定を行う方法において、前記デ
ィジタルフィルタの１段目のフィルタリング処理とし
て、被測定信号の１周期をＮ回サンプリングした後該サ
ンプリング値をＭ周期加算して平均値を算出することに
より直流成分の演算値を得、更に前記ディジタルフィル
タの２段目のフィルタリング演算として、前記１段目の
フィルタリング演算値をＬ個まとめ移動平均を算出する
ことにより直流成分の演算値を得て表示器に出力する際
に、前記ディジタルフィルタの１段目のフィルタリング
演算として行う加算平均の算出時に、サンプリング周波
数を前記サンプル数Ｎで除した被測定信号周波数相当の
値を被測定信号周波数に対して強勢的にずらすことによ
り前記移動平均演算出力における周期的な変動を伴なっ
たレベル測定誤差の発生を防止するよう構成する。請求
項２記載のディジタルフィルタを用いたレベル測定方法
は、前記ディジタルフィルタを実現する手段として８ビ
ットμＣＰＵを用い、該８ビットμＣＰＵに内蔵するア
ナログ／ディジタル変換器を２チャネル使用することに
よりフィルタリング演算の分解能を１６ビットとするよ
う構成する。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、図示した実施例に基づいて
本発明を詳細に説明する。図１は、本発明に係るディジ
タルフィルタを用いたレベル測定方法の一実施例を示
し、（ａ）は漏洩電流検出器の構成例を、（ｂ）は本実
施例に用いているディジタルフィルタの機能図を夫々示
す。図１（ａ）に示すように、本発明に係る漏洩電流検
出器は低圧電路の漏洩電流を検出するＣＴ１２と、電流
／電圧変換を行うＩ／Ｖ変換器１３と、受信電圧を増幅
する第一のＡＭＰ１４と、受信電圧から高周波成分を除
去するＬＰＦ１５と、２系統に分岐した受信電圧を入力
する第二のＡＭＰ１６ａ、第三のＡＭＰ１６ｂと、受信
電圧のレベル測定を行う１チップのＣＰＵ１７とＣＰＵ
１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８ａ、１８ｂと、漏洩
電流値を表示する表示器１９とにより構成する。このよ
うに構成した漏洩電流検出器を図４に示したように電路
の接地線に接続した際の動作について説明する。まず、
低圧電路に絶縁不良等が生じて大地に漏洩電流が流れる
と、接地線に挿入したＣＴ１２により漏洩電流を抽出
し、Ｉ／Ｖ変換器１３により電圧値に変換する。次に、
第一の増幅器１４において、受信電圧がレベル測定を行
うために適したレベルになるよう増幅してＬＰＦ１５に
入力し、受信電圧波形の高周波成分を減衰させ、高周波
成分がディジタルフィルタのフィルタリング処理に与え
る悪影響を除去する。更に、ＬＰＦ１５の出力は２系統
に分岐して第二の増幅器１６ａ及び第三の増幅器１６ｂ
に入力し、各増幅器１６ａ、１６ｂ出力はＣＰＵ１７に
内蔵したＡ／Ｄ変換器１８ａ、１８ｂに出力する。
本発明を詳細に説明する。図１は、本発明に係るディジ
タルフィルタを用いたレベル測定方法の一実施例を示
し、（ａ）は漏洩電流検出器の構成例を、（ｂ）は本実
施例に用いているディジタルフィルタの機能図を夫々示
す。図１（ａ）に示すように、本発明に係る漏洩電流検
出器は低圧電路の漏洩電流を検出するＣＴ１２と、電流
／電圧変換を行うＩ／Ｖ変換器１３と、受信電圧を増幅
する第一のＡＭＰ１４と、受信電圧から高周波成分を除
去するＬＰＦ１５と、２系統に分岐した受信電圧を入力
する第二のＡＭＰ１６ａ、第三のＡＭＰ１６ｂと、受信
電圧のレベル測定を行う１チップのＣＰＵ１７とＣＰＵ
１７に内蔵されたＡ／Ｄ変換器１８ａ、１８ｂと、漏洩
電流値を表示する表示器１９とにより構成する。このよ
うに構成した漏洩電流検出器を図４に示したように電路
の接地線に接続した際の動作について説明する。まず、
低圧電路に絶縁不良等が生じて大地に漏洩電流が流れる
と、接地線に挿入したＣＴ１２により漏洩電流を抽出
し、Ｉ／Ｖ変換器１３により電圧値に変換する。次に、
第一の増幅器１４において、受信電圧がレベル測定を行
うために適したレベルになるよう増幅してＬＰＦ１５に
入力し、受信電圧波形の高周波成分を減衰させ、高周波
成分がディジタルフィルタのフィルタリング処理に与え
る悪影響を除去する。更に、ＬＰＦ１５の出力は２系統
に分岐して第二の増幅器１６ａ及び第三の増幅器１６ｂ
に入力し、各増幅器１６ａ、１６ｂ出力はＣＰＵ１７に
内蔵したＡ／Ｄ変換器１８ａ、１８ｂに出力する。
【００１０】ここで、受信電圧を２系統に分岐して２チ
ャネルのＡ／Ｄ変換器に入力した理由は、（１）フィル
タリング処理における演算は加減算と除算を用い、且つ
加減算が主体で演算自体は複雑でないこと、（２）ディ
ジタルフィルタのハードウェアコストを下げるためにハ
ードウェアとしてＤＳＰではなく１チップ構成でＡ／Ｄ
変換器を２チャネル以上内蔵したμＣＰＵを採用したた
めである。更に、フィルタリング演算を行うμＣＰＵの
分解能は８ビットであるので、本発明による実施例にお
いて必要な１６ビットの分解能を確保する手段として、
受信電圧の振幅範囲を二つに分割し夫々の範囲に二つの
Ａ／Ｄ変換器を割り当てることにより１６ビットの分解
能を得ることとした。次に、ＣＰＵ１７においては、デ
ィジタルフィルタにより実現した２段のＬＰＦにより受
信電圧のレベルを検出し、得られた直流電圧値を表示器
１９に入力し表示する。
ャネルのＡ／Ｄ変換器に入力した理由は、（１）フィル
タリング処理における演算は加減算と除算を用い、且つ
加減算が主体で演算自体は複雑でないこと、（２）ディ
ジタルフィルタのハードウェアコストを下げるためにハ
ードウェアとしてＤＳＰではなく１チップ構成でＡ／Ｄ
変換器を２チャネル以上内蔵したμＣＰＵを採用したた
めである。更に、フィルタリング演算を行うμＣＰＵの
分解能は８ビットであるので、本発明による実施例にお
いて必要な１６ビットの分解能を確保する手段として、
受信電圧の振幅範囲を二つに分割し夫々の範囲に二つの
Ａ／Ｄ変換器を割り当てることにより１６ビットの分解
能を得ることとした。次に、ＣＰＵ１７においては、デ
ィジタルフィルタにより実現した２段のＬＰＦにより受
信電圧のレベルを検出し、得られた直流電圧値を表示器
１９に入力し表示する。
【００１１】図１（ｂ）は、ＣＰＵ１７に含まれる、２
段構成からなるＬＰＦを実現したディジタルフィルタの
構成を示す一実施例である。ディジタルフィルタは、入
力電圧を所定の周波数でサンプリングし平均値を求める
第一のＬＰＦ２０と、第一のＬＰＦ２０のサンプリング
周波数を決定する原発振器２１と第一の分周器２２を備
えた発振器２３と第二の分周器２４と、入力データの移
動平均値を算出する第二のＬＰＦ２５とにより構成す
る。先ず、ＬＰＦを２段設けた理由を説明すると、μＣ
ＰＵによる演算に必要なメモリを、内蔵されているもの
だけを使用してディジタルフィルタを構成するためで、
本実施例においては、演算時に使用するメモリは、１段
目２バイトと２段目２バイト×３２個＝６４バイトの計
６６バイトである。仮に本ディジタルフィルタを移動平
均方式１段のみで構成すると、２バイト×２５６個×３
２個＝１６３８４バイトが演算用のメモリとして必要と
なる。ちなみに、１チップ構成のμＣＰＵが持つＲＡＭ
の容量は、一般的に２５６?２ｋバイト程度で、その内
フィルタリング演算等に使用出来るのはＲＡＭ容量の２
０％前後である。
段構成からなるＬＰＦを実現したディジタルフィルタの
構成を示す一実施例である。ディジタルフィルタは、入
力電圧を所定の周波数でサンプリングし平均値を求める
第一のＬＰＦ２０と、第一のＬＰＦ２０のサンプリング
周波数を決定する原発振器２１と第一の分周器２２を備
えた発振器２３と第二の分周器２４と、入力データの移
動平均値を算出する第二のＬＰＦ２５とにより構成す
る。先ず、ＬＰＦを２段設けた理由を説明すると、μＣ
ＰＵによる演算に必要なメモリを、内蔵されているもの
だけを使用してディジタルフィルタを構成するためで、
本実施例においては、演算時に使用するメモリは、１段
目２バイトと２段目２バイト×３２個＝６４バイトの計
６６バイトである。仮に本ディジタルフィルタを移動平
均方式１段のみで構成すると、２バイト×２５６個×３
２個＝１６３８４バイトが演算用のメモリとして必要と
なる。ちなみに、１チップ構成のμＣＰＵが持つＲＡＭ
の容量は、一般的に２５６?２ｋバイト程度で、その内
フィルタリング演算等に使用出来るのはＲＡＭ容量の２
０％前後である。
【００１２】図１（ｂ）の動作を説明すると、第一のＬ
ＰＦ２０においては、入力データに対するサンプリング
周波数ｆs2をサンプル数Ｎ2で除した入力周波数相当の
周波数ｆN2と、実際の入力周波数ｆ1との間に誤差を持
たせるよう設定する。本実施例においては、入力周波数
５０Ｈｚに対して周波数ｆN2を５５Ｈｚとし１０％の誤
差を持たせるため発振器２３の出力を１０％高く設定す
る。従って、サンプル数Ｎ2を３２とするとサンプリン
グ周波数ｆS2は、１７６０Ｈｚとなる。第二の分周器２
４の出力周波数は、１７６０Ｈｚである。そこで、第一
のＬＰＦ２０は、入力した電圧値を１周期３２回サンプ
リングを行ない、更に８周期のサンプリングデータを加
算することから計２５６個のサンプリングデータを基に
１／５５Ｈｚ×８個≒１８１ｍｓｅｃ毎にフィルタリン
グ演算を行ない、加算平均値を得ている。
ＰＦ２０においては、入力データに対するサンプリング
周波数ｆs2をサンプル数Ｎ2で除した入力周波数相当の
周波数ｆN2と、実際の入力周波数ｆ1との間に誤差を持
たせるよう設定する。本実施例においては、入力周波数
５０Ｈｚに対して周波数ｆN2を５５Ｈｚとし１０％の誤
差を持たせるため発振器２３の出力を１０％高く設定す
る。従って、サンプル数Ｎ2を３２とするとサンプリン
グ周波数ｆS2は、１７６０Ｈｚとなる。第二の分周器２
４の出力周波数は、１７６０Ｈｚである。そこで、第一
のＬＰＦ２０は、入力した電圧値を１周期３２回サンプ
リングを行ない、更に８周期のサンプリングデータを加
算することから計２５６個のサンプリングデータを基に
１／５５Ｈｚ×８個≒１８１ｍｓｅｃ毎にフィルタリン
グ演算を行ない、加算平均値を得ている。
【００１３】次に、第二のＬＰＦ２５においては、フィ
ルタリング演算として移動平均を求めており、第一のＬ
ＰＦ２０が出力するデータを１８１ｍｓｅｃ毎に入力
し、３２個のデータによる平均値の算出をおこなう。算
出方法は移動平均方式とし、新しいデータが入力される
度に最も古いデータを破棄することにより演算する際の
データを順にずらし、その都度平均値を算出していく方
法である。従って、第二のＬＰＦ２５は、１８１ｍｓｅ
ｃ毎にデータを出力する。
ルタリング演算として移動平均を求めており、第一のＬ
ＰＦ２０が出力するデータを１８１ｍｓｅｃ毎に入力
し、３２個のデータによる平均値の算出をおこなう。算
出方法は移動平均方式とし、新しいデータが入力される
度に最も古いデータを破棄することにより演算する際の
データを順にずらし、その都度平均値を算出していく方
法である。従って、第二のＬＰＦ２５は、１８１ｍｓｅ
ｃ毎にデータを出力する。
【００１４】図２は、本発明に係るディジタルフィルタ
の処理過程を示す流れ図の一例であり、記載している数
値は、サンプリング周波数を＋１０％ずらせた時の値で
ある。同図を説明すると、Ａ／Ｄ変換処理過程において
は、５０Ｈｚの入力データを１周期で３２回サンプリン
グし、約７０７μｓｅｃ毎にデータを出力する。又、８
ビット構成のＡ／Ｄ変換処理は、受信電圧の振幅範囲を
二つに分割し夫々の範囲に二つのＡ／Ｄ変換器を割り当
て、１６ビットの分解能を得ている。次に２５６回加算
処理過程においては、Ａ／Ｄ変換処理により約７０７μ
ｓｅｃ毎に出力されるデータを２５６個加算し、０．７
０７ｍｓｅｃ×２５６個≒１８１ｍｓｅｃ毎に平均値を
算出し出力する。加算用バッファは２バイト用意し１６
ビットの演算を行う。そこで、１８１ｍｓｅｃ毎に１６
ビットで出力する演算結果のデータは、３２個移動平均
処理を行うため２バイト×３２個＝６４バイト用意した
移動平均バッファに順次入力する。移動平均処理過程に
おいては、１８１ｍｓｅｃ毎にデータが入力される度に
移動平均処理を行ない、新たなデータが入力される度に
最も古いデータを破棄しその都度１６ビットの移動平均
値を算出する。演算結果は、１８１ｍｓｅｃ毎の１６ビ
ットのデータとして出力し、３桁表示のディジタル表示
処理を行う。
の処理過程を示す流れ図の一例であり、記載している数
値は、サンプリング周波数を＋１０％ずらせた時の値で
ある。同図を説明すると、Ａ／Ｄ変換処理過程において
は、５０Ｈｚの入力データを１周期で３２回サンプリン
グし、約７０７μｓｅｃ毎にデータを出力する。又、８
ビット構成のＡ／Ｄ変換処理は、受信電圧の振幅範囲を
二つに分割し夫々の範囲に二つのＡ／Ｄ変換器を割り当
て、１６ビットの分解能を得ている。次に２５６回加算
処理過程においては、Ａ／Ｄ変換処理により約７０７μ
ｓｅｃ毎に出力されるデータを２５６個加算し、０．７
０７ｍｓｅｃ×２５６個≒１８１ｍｓｅｃ毎に平均値を
算出し出力する。加算用バッファは２バイト用意し１６
ビットの演算を行う。そこで、１８１ｍｓｅｃ毎に１６
ビットで出力する演算結果のデータは、３２個移動平均
処理を行うため２バイト×３２個＝６４バイト用意した
移動平均バッファに順次入力する。移動平均処理過程に
おいては、１８１ｍｓｅｃ毎にデータが入力される度に
移動平均処理を行ない、新たなデータが入力される度に
最も古いデータを破棄しその都度１６ビットの移動平均
値を算出する。演算結果は、１８１ｍｓｅｃ毎の１６ビ
ットのデータとして出力し、３桁表示のディジタル表示
処理を行う。
【００１５】図３は、本発明に係るディジタルフィルタ
の出力特性をコンピュータによりシュミレーションした
結果より得られた誤差特性を示す表である。シュミレー
ションの条件として検出する漏洩電流を１０ｍＡとし、
サンプリング周波数のずれを＋１０％〜＋０．０００２
％まで変化させた時の出力誤差特性を表にしたものであ
る。は、サンプリング周波数に与えた誤差を、は、
１段目のＬＰＦが２５６個のデータから求めた平均値の
誤差特性を、は、により求めた平均値が変動するビ
ート周期を、は、２段目のＬＰＦが３２個のデータか
ら求めた移動平均値の誤差特性を、は、により求め
た移動平均値の変動幅を夫々示す。同表より解ること
は、サンプリング周波数を＋１０％ずらすと１段目のＬ
ＰＦにより求めた平均値の変動周期は３２０ｍｓｅｃ程
度となり、２段目のＬＰＦの時定数１／１８１ｍｓｅｃ
≒５．５ｓｅｃに比べて十分小さな値となり、２段目の
ＬＰＦの出力においては１段目のＬＰＦの出力が持つ出
力特性の変動は吸収され、に示す通り変動幅は０とな
っている。一方、サンプリング周波数の誤差が僅差であ
ると、１段目のＬＰＦにより求めた平均値の変動周期は
４ｓｅｃ以上となり、２段目のＬＰＦの出力においても
変動周期は吸収されない。本実施例においては、検出値
のディジタル表示を小数点以下１桁まで行っており、
の変動幅が小数点以下１桁が変動しているサンプリング
周波数の誤差＋０．００２％及び＋０．０００２％につ
いてが問題となる。そこで、サンプリング周波数の誤差
を０．０２％以上に設定すると、直流出力をディジタル
表示した時に安定した動作を得ることが出来る。
の出力特性をコンピュータによりシュミレーションした
結果より得られた誤差特性を示す表である。シュミレー
ションの条件として検出する漏洩電流を１０ｍＡとし、
サンプリング周波数のずれを＋１０％〜＋０．０００２
％まで変化させた時の出力誤差特性を表にしたものであ
る。は、サンプリング周波数に与えた誤差を、は、
１段目のＬＰＦが２５６個のデータから求めた平均値の
誤差特性を、は、により求めた平均値が変動するビ
ート周期を、は、２段目のＬＰＦが３２個のデータか
ら求めた移動平均値の誤差特性を、は、により求め
た移動平均値の変動幅を夫々示す。同表より解ること
は、サンプリング周波数を＋１０％ずらすと１段目のＬ
ＰＦにより求めた平均値の変動周期は３２０ｍｓｅｃ程
度となり、２段目のＬＰＦの時定数１／１８１ｍｓｅｃ
≒５．５ｓｅｃに比べて十分小さな値となり、２段目の
ＬＰＦの出力においては１段目のＬＰＦの出力が持つ出
力特性の変動は吸収され、に示す通り変動幅は０とな
っている。一方、サンプリング周波数の誤差が僅差であ
ると、１段目のＬＰＦにより求めた平均値の変動周期は
４ｓｅｃ以上となり、２段目のＬＰＦの出力においても
変動周期は吸収されない。本実施例においては、検出値
のディジタル表示を小数点以下１桁まで行っており、
の変動幅が小数点以下１桁が変動しているサンプリング
周波数の誤差＋０．００２％及び＋０．０００２％につ
いてが問題となる。そこで、サンプリング周波数の誤差
を０．０２％以上に設定すると、直流出力をディジタル
表示した時に安定した動作を得ることが出来る。
【００１６】
【発明の効果】本発明は上述したように、ディジタルフ
ィルタのサンプリング周波数をサンプリング数Ｎで除し
た被測定信号周波数相当の値を被測定信号周波数に対し
て前もって強制的に誤差を持たせることによって、ディ
ジタルフィルタの出力が変動することを防ぎ、ディジタ
ル表示器を使用した時の最終桁表示のバラツキを防止す
ることから、漏洩電流検出器の運用に当たって大きな効
果を発揮することが可能である。
ィルタのサンプリング周波数をサンプリング数Ｎで除し
た被測定信号周波数相当の値を被測定信号周波数に対し
て前もって強制的に誤差を持たせることによって、ディ
ジタルフィルタの出力が変動することを防ぎ、ディジタ
ル表示器を使用した時の最終桁表示のバラツキを防止す
ることから、漏洩電流検出器の運用に当たって大きな効
果を発揮することが可能である。
【図１】本発明に係るディジタルフィルタを用いたレベ
ル測定方法の一実施例を示す。
ル測定方法の一実施例を示す。
【図２】本発明に係るディジタルフィルタの処理過程を
示す流れ図の一例である。
示す流れ図の一例である。
【図３】本発明に係るディジタルフィルタの出力特性を
コンピュータによりシュミレーションした結果より得ら
れた誤差特性を示す表である。
コンピュータによりシュミレーションした結果より得ら
れた誤差特性を示す表である。
【図４】低圧電路の漏洩電流を検出するための構成図の
例である。
例である。
【図５】従来の漏洩電流検出器を構成する基本機能ブロ
ック図の例である。
ック図の例である。
【図６】漏洩電流１０ｍＡを検出した時の１段目のＬＰ
Ｆが出力する出力誤差特性についてコンピュータによる
シュミレーション結果を示す表である。
Ｆが出力する出力誤差特性についてコンピュータによる
シュミレーション結果を示す表である。
１・・受電トランス、 ２・・単相３線式低圧電路、 ３a、３ｂ・・負荷機器、 ４・・絶縁抵抗、 ５・・ＣＴ、 ６・・漏洩電流検出器、 ７、８・・ＬＰＦ、 ９・・クロック発振器、 １０・・分周器、 １１・・表示器、 １２・・ＣＴ、 １３・・Ｉ／Ｖ変換器、 １４・・ＡＭＰ、 １５・・ＬＰＦ、 １６ａ、１６ｂ・・ＡＭＰ、 １７・・ＣＰＵ、 １８ａ、１８ｂ・・Ａ／Ｄ変換器、 １９・・表示器、 ２０・・ＬＰＦ、 ２１・・原発振器、 ２２・・分周器、 ２３・・発振器、 ２４・・分周器、 ２５・・ＬＰＦ
Claims (2)
- 【請求項１】被測定信号を所望のレベル値に増幅すると
共に高周波成分を除去した後、２段構成のローパスフィ
ルタとして機能するディジタルフィルタを用いてレベル
測定を行う方法において、 前記ディジタルフィルタの１段目のフィルタリング処理
として、被測定信号の１周期をＮ回サンプリングした
後、該サンプリング値をＭ周期加算して平均値を算出す
ることにより直流成分の演算値を得、更に前記ディジタ
ルフィルタの２段目のフィルタリング演算として、前記
１段目のフィルタリング演算値をＬ個まとめ移動平均を
算出することにより直流成分の演算値を得て表示器に出
力する際に、 前記ディジタルフィルタの１段目のフィルタリング演算
として行う加算平均の算出時に、サンプリング周波数を
前記サンプル数Ｎで除した被測定信号周波数相当の値を
被測定信号周波数に対して強勢的にずらすことにより前
記移動平均演算出力における周期的な変動を伴なったレ
ベル測定誤差の発生を防止したことを特徴とするディジ
タルフィルタを用いたレベル測定方法。 - 【請求項２】前記ディジタルフィルタを実現する手段と
して８ビットマイクロコンピュータを用い、該８ビット
マイクロコンピュータに内蔵するアナログ／ディジタル
変換器を２チャネル使用することによりフィルタリング
演算の分解能を１６ビットとしたことを特徴する請求項
１記載のディジタルフィルタを用いたレベル測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36583699A JP2001183397A (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP36583699A JP2001183397A (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001183397A true JP2001183397A (ja) | 2001-07-06 |
Family
ID=18485242
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP36583699A Pending JP2001183397A (ja) | 1999-12-24 | 1999-12-24 | ディジタルフィルタを用いたレベル測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001183397A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106291032A (zh) * | 2016-08-04 | 2017-01-04 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种电流检测单元漏电流消除电路及消除方法 |
| CN107356837A (zh) * | 2017-07-11 | 2017-11-17 | 国网福建省电力有限公司 | 一种改进的电抗器匝间短路故障检测识别方法 |
| CN110749770A (zh) * | 2019-06-25 | 2020-02-04 | 深圳市聚芯影像有限公司 | 一种市电检测采样电路 |
-
1999
- 1999-12-24 JP JP36583699A patent/JP2001183397A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106291032A (zh) * | 2016-08-04 | 2017-01-04 | 中国电子科技集团公司第四十研究所 | 一种电流检测单元漏电流消除电路及消除方法 |
| CN107356837A (zh) * | 2017-07-11 | 2017-11-17 | 国网福建省电力有限公司 | 一种改进的电抗器匝间短路故障检测识别方法 |
| CN107356837B (zh) * | 2017-07-11 | 2019-11-26 | 国网福建省电力有限公司莆田供电公司 | 一种改进的电抗器匝间短路故障检测识别方法 |
| CN110749770A (zh) * | 2019-06-25 | 2020-02-04 | 深圳市聚芯影像有限公司 | 一种市电检测采样电路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20050719 |