JP3163123B2 - マルチビット位相エラー入力を階段状クロック発生器用の前進/遅滞制御へ変換させるpdmアキュムレータ二次ループフィルタ - Google Patents
マルチビット位相エラー入力を階段状クロック発生器用の前進/遅滞制御へ変換させるpdmアキュムレータ二次ループフィルタInfo
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Description
置に関するものであって、更に詳細には、マルチビット
位相エラー入力をステップ型多相クロック発生器用の高
分解能制御信号へ変換するパルス密度変調技術に関する
ものである。
力信号と同期をとり次いで入力信号周波数における変化
を追従する周波数選択性フィードバックシステムであ
る。図1に示した如く、基本的なアナログPLL10は
三つの主要な要素を有しており、即ち位相検知器と、あ
る利得を有するループフィルタと、電圧制御発振器(V
CO)である。PLL10への入力信号の周波数は瞬間
的な位相φi(s)を有している。VCO出力周波数の
瞬間的な位相はφo(s)である。入力の位相と出力の
位相とが位相検知器によって比較されて位相エラーφe
(s)を与える。この位相エラーφe(s)は、ラプラ
ス表示を使用して次式の如くに表わすことが可能であ
る。
び高周波数信号成分を拒否するループ伝達関数F(s)
を使用するループフィルタによってフィルタされる。ル
ープフィルタの出力電圧は次式により与えられる。
的なループ伝達関数が得られる。
く動作する。ループ10が適切に動作するためには、適
用状態に依存して三つのパラメータが独立的に選択され
ねばならない。即ち、(1)ループの自然周波数Wn、
(2)減衰係数ζ及び(3)DCループ利得Kv=KF
(o)であり、尚F(o)はループフィルタ14のDC
利得である。
タは省略される。従って、F(S)=1であり、且つ基
本的ループ伝達関数は次式の如くになる。 従って、一次ループにおける唯一の変数はKv=Kであ
るので、一次ループの有用性は非常に制限されている。
多くの適用例において、図2に示した如く構成された二
次ループフィルタを使用することが望ましく、図2はオ
ペアンプを使用するアクティブフィルタを示している。
この形態の場合には、ループ伝達関数は次 これは、比例+積分制御と呼ばれる。なぜならば、伝達
関数F(s)は、位相エラーに比例する項と、時間に関
しての位相エラーの積分乃至は蓄積を表わす項の和を有
しているからである。
一方が比例項R2/R1に対するものであり且つ他方が
積分項1/SCR1に対するものである二つのアクティ
ブフィルタを並列的に動作させることによって実現させ
ることが可能である。次いで、比例項及び積分項が加算
されて、VCO16に対する制御信号を与える。これら
後者の形態の両方ともWn,ζ及びKvの独立した選択
を行なうことを可能とし、且つ実際のPLL設計におい
て広範に使用されている。アクティブフィルタは、増幅
器が存在することにより、受動的形態の場合に得られる
ものと比較してDCループ利得Kvを非常に高いものと
するという付加的な利点を有している。従って、アクテ
ィブな二次ループフィルタは、殆どの適用に対して最も
魅力的な選択である。
アナログPLLの離散的時間版である。DPLLにおい
ては、位相エラーがサンプルされ且つアナログ・デジタ
ル(A/D)変換器において量子化され、次いでデジタ
ル離散的時間フィルタにおいて処理される。該フィルタ
の離散的出力は、デジタル・アナログ変換器によってア
ナログサンプルへ変換され、次いで零次保持回路内に保
持され、該回路の出力がVCOを制御する。
ジタルPLLのより簡単なタイプのものは、多相クロッ
ク発生器乃至はデジタル的に制御されるクロックを前進
させるか又は遅滞させるためのステッピング信号を供給
するために使用することが可能である。このタイプのP
LLにおいては、A/D変換器によって発生される離散
的位相エラー値の符号が、PLLの制御出力がステップ
型クロック発生器を前進させるか又は遅滞させるかを決
定する。即ち、クロック発生器によって発生されるサン
プルクロックのサイクル期間中において、入力の位相が
サンプルクロックの位相と相対的に前進する場合には、
前進信号がクロック発生器へ供給されて前方位相ジャン
プを発生させる。逆に、入力の位相がクロック発生器の
サンプルクロック出力の位相と相対的に遅滞する場合に
は、遅滞信号が供給されて後方位相ジャンプが発生され
る。
する上述した従来の所謂「バングバング(bang−b
ang)」アプローチに関連する主要な問題は、前進/
遅滞信号を駆動するために使用される単一ビット符号値
は、サンプルクロックの与えられたサイクルにおいてク
ロック発生器の単一の位相移動を実施することが可能で
あるに過ぎず、従って、高速データ回復適用場面におい
て必要とされる微細な分解能を与えるものではないとい
う点である。
調(PDM)アキュムレータ二次ループフィルタ装置を
提供しており、それは、マルチビット位相エラー入力
を、多相クロック発生器(又はステップ型のデジタル的
に制御されるクロック)用の前進/遅滞制御として使用
可能な高分解能の制御信号へ変換する。即ち、デジタル
ループフィルタがマルチビット位相エラー入力を、PD
Mアキュムレータを介してステップ型クロック発生器へ
供給し、従ってサンプルクロック出力の単一サイクル内
においてのクロック発生器の多相調節を与えている。可
変PDMサイクルを使用してループの帯域幅を制御して
おり、高速の初期的な採取シーケンスを可能としてお
り、該シーケンスは、ループが入力信号状にロックする
場合にスローダウンさせることが可能である。デジタル
積分器を使用することにより、電荷の漏れに起因して従
来のRC積分器における如く変化することのない多数の
離散的な値の周波数の選択を行なうことを可能としてい
る。このことは、低コストの基準クリスタルを使用し
て、入力データのトラッキング及び再送を行なうことを
可能としている。クロック発生器の実際の比例制御は、
位相エラー入力のワード寸法によってのみ制限されてい
る。
ループフィルタ装置は、マルチビット位相エラー入力信
号に応答しマルチビット比例項を発生する比例アキュム
レータと、比例項に応答し積分項を供給するために前記
比例項を反復して蓄積する積分器アキュムレータと、マ
ルチビット積分+比例項を供給するために前記比例項と
前記積分項とを加算する積分+比例手段と、PDM制御
信号に応答してステップ型クロック発生器によってとら
れるべき位相ジャンプの数と該位相ジャンプの方向の両
方を表わすPDMアキュムレータ制御信号を供給するた
めに前記マルチビット積分+比例項を蓄積するPDMア
キュムレータとを有している。尚、本明細書において
は、「項」という用語は「データ」と同意義を有するも
のとして使用している。
を回復するためのレシーバシステムの簡単なブロック図
を示している。図4に示した如く、通信チャンネルから
受信された入力アナログ変調キャリア波形は、最初に、
従来の態様でアナログフロントエンド10によって処理
される。この初期的な処理は、典型的に、受信信号のプ
レフィルタリング及び自動利得制御を包含する。アナロ
グフロントエンド10の出力信号12は、アナログ・デ
ジタル(A/D)変換器14へ供給される。A/D変換
器14は、サンプルクロック信号16を使用して、アナ
ログフロントエンド10の出力からアナログ入力信号の
デジタル化したレプリカ18を回復する。このデジタル
化したレプリカ18は、次いで、専用DSPアルゴリズ
ムに従ってデジタル信号プロセサ(DSP)20によっ
て処理され、入力デジタルデータを回復する。DSP2
0は、更に、マルチビット位相エラー信号22を発生
し、該信号22は、入力信号と、多相クロック発生器乃
至はデジタル的に制御されるクロック24の現在のサン
プルクロック出力16との間の位相差を表わしている。
ックループにおいては、デジタル位相エラー信号22の
符号、即ち単一のビット信号を使用して、多相クロック
発生器24によって供給されるサンプルクロック16の
位相を前進させるか又は後退させる。このような多相ク
ロック発生器24の調整は、サンプルクロック16のサ
イクル当たりの単一の位相ジャンプに制限されている。
ット位相エラー信号22は、パルス密度変調(PDM)
アキュムレータ二次デジタルループフィルタシステム1
00へ供給され、該システム100は、以下に詳述する
如く、マルチビット位相エラー信号22を、多相ステッ
プ型クロック発生器24によって使用可能な高分解能制
御信号へ変換する。PDMアキュムレータシステム10
0によって与えられる制御信号は、サンプルクロック1
6の単一のサイクルにおいてステップ型クロック発生器
24によってとられるべき位相ジャンプの数とその位相
ジャンプの方向の両方を表わす成分を有している。従っ
て、多相クロック発生器24の実際の比例制御は、ルー
プフィルタ100に対する位相エラー入力信号22のワ
ード寸法によってのみ制限される。
プ型クロック発生器24の一つの例は、1989年6月
21日付で出願されており本願出願人に譲渡されている
米国特許出願第369,474号、発明者Hee Wo
ng et al.、発明の名称「グリッチ除去器を有
する高分解能サンプルクロック発生器(High Re
solution Sample Clock Gen
erator with Deglitcher)」に
開示されている。
タ二次ループフィルタシステム100のブロック図であ
る。図5に示したシステム100は、DSP20(図
4)からの16ビット位相エラー入力信号を受信する比
例アキュムレータ102を有している。この16ビット
位相エラー入力信号は、入力レジスタ104内において
安定化され、次いで分圧器106によって分圧されて、
位相エラー入力信号に比例する16ビットの位相エラー
項を与える。この16ビット比例項は、積分器アキュム
レータ108と積分+比例加算回路110の両方に供給
される。32ビットの加算器112と32ビットのレジ
スタ114とを有する積分器アキュムレータ108は、
従来の態様で断続的に16ビット比例項を蓄積して、積
分項を加算回路110へ供給する。
レジスタ118とを有する積分+比例加算回路110
は、比例フィルタ102から比例項を受取ると共に積分
器アキュムレータ108から積分項を受取り、且つそれ
らを従来の態様で加算して、対応する16ビットの積分
+比例項を供給する。即ち、比例フィルタ102からの
16ビット位相エラー入力信号が16ビット加算器11
6へ供給される。この16ビット加算器116は、更
に、積分器アキュムレータ108の32ビット出力のう
ちで16個の最大桁ビット(MSB)を受取る。加算器
116の16ビット出力は、16ビットレジスタ118
内において安定化することが許容され、それは、次い
で、16ビット積分+比例出力項をパルス密度変調(P
DM)アキュムレータ120へ供給する。
ュムレータ120は、16ビット積分+比例項を多相ク
ロック発生器24(図4)に対してインターフェースす
る。PDMアキュムレータ120は、帯域幅制御設定に
依存して、サンプルクロック16(図4)の周期当たり
3,6,12又は24回の何れかの割合で、16ビット
加算器122を使用して積分+比例項を蓄積する。加算
器122のオーバーフロ又はアンダーフロが発生する毎
に、多相クロック発生器24は、シフト/アイドル信号
PJENを介してイネーブルされて一個の位相周期をジ
ャンプする。加算器122の出力のFSLOW信号成分
は、この位相ジャンプの方向を与え、それは発生したオ
ーバーフロ又はアンダーフロ条件が何れであるかに依存
する。
は、オーバーフロ又はアンダーフロ条件が発生する場合
にリセットすることはない。このことは、16ビットレ
ジスタ124を介して、前のサイクルの残部を本積分+
比例項へ加算することを可能とする。このことは、更
に、丸めエラーを除去することにより、多相クロック発
生器24(図4)によって与えられるサンプルクロック
出力16の全体的なジッタを減少させている。当業者に
とって明らかな如く、効率及び集積回路のダイ面積を節
約する観点から、PDMアキュムレータ二次ループフィ
ルタシステム100を、そのコアとして8ビットALU
を使用して実現することが可能であり、このALUは、
時間多重化されて、システム100の種々の演算機能を
実施する。フィルタ100の制御及び帯域幅選択機能
は、従来の回路を使用して実現することが可能である。
置で結合されて、本発明に基づいて時間多重化型ALU
を使用するPDMアキュムレータ二次ループフィルタ回
路100の一実施例を示す概略図を構成する。回路10
0のコアは、図6に示した8ビット演算論理ユニット
(ALU)200によって与えられており、それは、そ
のサイクルの異なったグループの期間中に異なった演算
機能を実施する。タイムスロット割当て図を示す図7を
参照すると、このALUの時間多重化動作を理解するの
に有用である。
ムレータ二次ループフィルタ回路100をドライブする
15.36MHzシステムクロックを表わしている。図
7における二番目の波形は、ステップ型クロック発生器
24(図4)の80KHzサンプルクロック出力16を
表わしている。次の四つの波形は、順番に、ALU20
0によって実行されるPDMアキュムレータ動作の四つ
の異なった帯域幅設定(1X,2X,4X,8X)にお
けるALU200の時間多重化動作を表わしている。
尚、1X,2X,4X,8X帯域幅設定は、夫々、3,
6,12,24PDMサイクルに対応している。
つのサイクルグループ期間中において、ALU200
は、積分器/アキュムレータ108(図5)の機能を実
施し、ROM201a及び201bによって発生され次
いでDフリップフロップ202,204の出力に与えら
れる現在の16ビット位相エラー入力信号と、四つの8
ビット積分項レジャレジスタ206,208,210,
212から検索された以前に計算した積分項とを加算
し、この積分器/アキュムレータ動作の結果は、4つの
積分項レジャレジスタ206,208,210,212
へ格納され、前の項と置換させる。ROM201a及び
201bは、フルワードの制御コードSGSEL1.S
RC及びSGSEL2.SRCを夫々使用して、位相エ
ラー入力を発生する。
て、ALU200は、積分+比例アキュムレータ110
(図1)の機能を実行し、現在の16ビット位相エラー
入力信号と二個の8ビット積分+比例レジャレジスタ2
14,216から検索した以前に計算した積分+比例項
とを加算し、この積分+比例アキュムレータ動作の結果
は、積分+比例レジャレジスタ214,216ヘ格納さ
れ、前の積分+比例項と置換える。
て、ALU200は、PDMアキュムレータ120(図
1)の機能を実行し、積分+比例レジャレジスタ21
4,216から検索した現在の積分+比例項と二個の8
ビットPDMアキュムレータレジャレジスタ218,2
20内に格納されている以前に計算したPDMアキュム
レータ項とを加算し、このPDMアキュムレータ動作の
結果をPDMアキュムレータレジャレジスタ218,2
20へ格納し、前のPDMアキュムレータ項と置換え
る。
LUのオーバーフロ/アンダーフロが、オーバーフロ/
アンダーフロ及び方向コードPLLODD.SRCを格
納するROM222を有するPDM制御器によってモニ
タされる。このコードは、安定化用ラッチ224を介し
て2ビット出力PSLOW及びPJENを供給する。P
JENビットは、関連する多相クロック発生器24によ
って位相ジャンプを取るべきか否かを表わし、PSLO
Wビットはその位相ジャンプの方向を表わす。ALU2
00は、ROM226と関連するDフリップフロップ2
28とを有するALU制御器によって制御される。該R
OMは、制御コードPLLCTL.SRCを格納してお
り且つラッチ230を介してROM226へ供給される
一組の制御設定入力に対して応答する。
レジャレジスタからの情報の検索及び該レジスタへの情
報の格納を同期させるクロック動作及び出力イネーブル
サイクルは、コードPLLCKC・SRCを格納するR
OM232及び234を有するレジャ制御器によって制
御される。ALU制御器及びレジャ制御器の両方が、A
LU200が実行すべき種々のサイクルグルーブに対す
るタイムスロット割当てを実施するシーケンサによって
ドライブされる。シーケンサROM236は、プログラ
ムコードPLLTSA.SRCを格納している。
示したPDMアキュムレータ二次ループフィルタシステ
ム100用のタイムスロット割当てを示したタイミング
線図を示している。タイムスロット割当て波形は、四つ
の帯域幅設定、即ち1X,2X,4X,8Xに対して示
してある。これらのタイムスロット割当て波形を吟味す
ると理解される如く、1X,2X,4X,8X帯域幅設
定は、夫々、サンプルクロック周期当たり3,6,1
2,24PDMサイクルを与える。各PDMサイクル
は、PDMカーソル境界内において正のステップとして
示してある。
は、モニタされる信号を安定化するために使用した4ビ
ットDフリップフロップの出力においてデジタル・アナ
ログ変換器を使用して得られている。Dフリップフロッ
プの入力は、制御器ROM226のピン1乃至4へ接続
されている。このDフリップフロップのクロックは、構
成要素228のCLK入力端へ接続されている。図7に
おいて更に示される如く、一つのサンプルクロック周期
(12.5マイクロ秒)において96サイクルのシステ
ムクロックが存在している。以上、本発明の具体的実施
の態様について詳細に説明したが、本発明は、これら具
体例にのみ限定されるべきものではなく、本発明の技術
的範囲を逸脱することなしに種々の変形が可能であるこ
とは勿論である。
たブロック図。
て使用可能なタイプのアクティブフィルタを示した概略
図。
二つのアクティブフィルタを使用する図2に示したアク
ティブフィルタの具体化を示した概略図。
するために本発明に基づくPDMアキュムレータ二次ル
ープフィルタ装置を使用するレシーバシステムを示した
ブロック図。
Mアキュムレータ二次ループフィルタ装置を示したブロ
ック図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
DMアキュムレータ二次ループフィルタ装置の一部を示
した概略回路図。
に示した装置のPDMアキュムレータに対するタイムス
ロット割当てを示したタイミング線図。
Claims (3)
- 【請求項1】 マルチビット位相エラー入力信号をサン
プルクロックサイクル周期を有するサンプルクロック出
力信号を供給する多相クロック発生器用の制御信号へ変
換するために使用可能なパルス密度変調(PDM)アキ
ュムレータ二次ループフィルタ装置において、 (a)前記マルチビット位相エラー入力信号に応答して
マルチビット比例データを発生する比例手段が設けられ
ており、 (b)前記マルチビット比例データを蓄積してマルチビ
ット積分データを発生する積分器アキュムレータ手段が
設けられており、 (c)前記マルチビット比例データ及び前記マルチビッ
ト積分データを加算してマルチビット積分/比例データ
を供給する加算手段が設けられており、 (d)前記制御信号を与えるために前記加算手段によっ
て供給された前記マルチビット積分/比例データを蓄積
するPDMアキュムレータ手段が設けられており、前記
制御信号が前記多相クロック発生器によってとられるべ
き位相ジャンプの数を表わす第一成分と、前記位相ジャ
ンプの方向を表わす第二成分とを有することを特徴とす
るパルス密度変調アキュムレータ二次ループフィルタ装
置。 - 【請求項2】 入力アナログ信号の周波数における変化
をトラッキングするデジタルフェーズロックループ(D
PLL)において、 (a)制御信号に応答してサンプルクロック出力信号と
して複数個の位相分離されたクロック信号の一つを選択
する多相クロック発生器が設けられており、 (b)前記入力信号と前記サンプルクロック出力信号と
の間の位相差に対応す るマルチビット位相エラー信号を発生する位相比較器手
段が設けられており、(c)前記マルチビット位相エラ
ー信号に応答してマルチビット比例データを発生する比
例手段が設けられており、 (d)マルチビット積分データを発生するために前記マ
ルチビット比例データを蓄積する積分器アキュムレータ
手段が設けられており、 (e)前記マルチビット比例データ及び前記マルチビッ
ト積分データに応答してマルチビット積分+比例データ
を発生する加算手段が設けられており、 (f)前記制御信号を発生するために前記マルチビット
積分+比例データを蓄積するパルス密度変調(PDM)
アキュムレータ手段が設けられており、前記制御信号
が、前記多相クロック発生器によってとられるべき位相
ジャンプの数及び前記位相ジャンプの方向の両方を表わ
す成分を有することを特徴とするデジタルフェーズロッ
クループ。 - 【請求項3】 マルチビット位相エラー入力信号を多相
クロック発生器用の制御信号ヘ変換するために使用可能
なパルス密度変調(PDM)アキュムレータ二次ループ
フィルタ装置において、 (a)前記マルチビット位相エラー入力信号に応答して
マルチビット比例データを発生する比例手段が設けられ
ており、 (b)システムクロックの第1サイクルグループ期間中
にマルチビット積分データを発生するために前記マルチ
ビット比例データを蓄積し、システムクロックの第2サ
イクルグループ期間中にマルチビット積分/比例データ
を発生するために前記マルチビット比例データ及び前記
マルチビット積分データを加算する時間多重化型演算手
段及びシステムクロックの第3サイクルグループ期間中
にマルチビットPDMアキュムレータデータを発生する
ために前記マルチビット積分/比例データを蓄積するP
DMアキュムレータデータ格納手段が設けられており、 (c)前記マルチビットPDMアキュムレータデータに
応答し前記多相クロック発生器によってとられるべき位
相ジャンプの数を表わす第一成分と前記位相ジャンプの
方向を表わす第二成分とを持った制御信号を発生するP
DMコントローラ手段が設けられていることを特徴とす
るパルス密度変調アキュムレータ二次ループフィルタ装
置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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US07/518,029 US5056054A (en) | 1990-05-02 | 1990-05-02 | Digital phase locked loop utilizing a multi-bit phase error input for control of a stepped clock generator |
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