JP3888565B2 - パルス密度変調装置 - Google Patents
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- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
Description
【０００１】
【目次】
以下の順序で本発明を説明する。
【０００２】
発明の属する技術分野
従来の技術（図１３〜図２０）
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段
発明の実施の形態（図１〜図１２）
発明の効果
【０００３】
【発明の属する技術分野】
本発明はパルス密度変調装置に関し、例えば携帯電話機で用いられるパルス密度変調（ＰＤＭ：Pulse Density Modulation）装置に適用して好適なものである。
【０００４】
【従来の技術】
従来、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すようなＰＤＭ装置がある。このＰＤＭ装置は、例えば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）方式の携帯電話機において、受信側で発生させる擬似雑音（ＰＮ：Pseudo Noise）符号の周波数を調整するために設けられている。以下、このような携帯電話機における受信系の回路構成について図１３を用いて具体的に説明する。
【０００５】
携帯電話機１は、擬似雑音符号によつてスペクトラム拡散変調されて送信されてる送信信号をアンテナ２によつて受信し、受信信号Ｓ１を受信部３に入力するようになされている。受信部３は、受信信号Ｓ１を周波数変換するなどして所定の信号処理を施し、その結果得た受信信号Ｓ２を乗算器４に出力する。
【０００６】
乗算器４は、擬似雑音（ＰＮ）符号発生器５から供給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを乗算（すなわち排他的論理和演算）することによつて逆拡散を行い、その結果得られる受信信号Ｓ４を復号化部６及び周波数誤差補正ブロツク７に出力する。復号化部６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処理を施すことによりベースバンド信号Ｓ５を生成し、これを後段の回路（図示せず）に出力するようになされている。
【０００７】
周波数誤差補正ブロツク７は、受信信号Ｓ４を周波数誤差検出部８に入力するようになされている。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差データＳＥとして、上述のＰＤＭ装置に相当するＰＤＭ部９に出力する。ＰＤＭ部９は、分周器１０から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて周波数誤差データＳＥをパルス密度変調することによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをローパスフイルタ（ＬＰＦ）１１に出力する。
【０００８】
ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形データＳＨから直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、これを電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）１２に出力する。ＶＣＸＯ１２は、供給される制御電圧Ｓ９に応じて発信周波数を変化させながら発信信号Ｓ１０を生成し、これを分周器１０に出力する。分周器１０は、発信信号Ｓ１０を所定の分周数に応じて分周することによりクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５及びＰＤＭ部９に出力する。擬似雑音符号発生器５は、分周器１０から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬似雑音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力するようになされている。
【０００９】
このように周波数誤差補正ブロツク７は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基にクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５に与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５において発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号Ｓ２に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致するように制御するようになされている。
【００１０】
ＰＤＭ部９は、図１４に示すように、カウント回路２０、基本波形合成回路２１及びＰＤＭ波形合成回路２２によつて形成されている。ＰＤＭ部９は、分周器１０（図１３）から供給されるクロツク信号Ｓ７をカウント回路２０に入力するようになされている。カウント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カウント回路でなり、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。この場合、カウントデータＳＡを形成する各ビツトの周期は、クロツク信号Ｓ７の周期の倍数でなつている。
【００１１】
基本波形合成回路２１は、図１５に示すように、供給される「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡのうち、最下位ビツト（ＬＳＢ：Least Significant Bit ）のカウントデータＳＡ0 を、最上位ビツト（ＭＳＢ：Most Significant Bit）の基本波形データＳＢn-1 としてそのままＰＤＭ波形合成回路２２に出力すると共に、インバータＡ0 に入力する。また基本波形合成回路２１は、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 をアンド回路Ｂ1 に入力すると共に、インバータＡ1 に入力する。同様にして基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡの各ビツトを対応するアンド回路Ｂ及びインバータＡに入力するようになされている。因みに、基本波形合成回路２１は、最上位ビツトのカウントデータＳＡn-1 についてはアンド回路Ｂn-1 に入力する。
【００１２】
インバータＡ0 は、カウントデータＳＡ0 の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳＣ0 をアンド回路Ｂ1 に出力すると共に、アンド回路Ｃ1 に出力する。またインバータＡ1 は、カウントデータＳＡ1 の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳＣ1 をアンド回路Ｃ1 に出力する。以下、同様にしてインバータＡは、カウントデータＳＡの極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳＣを対応するアンド回路Ｃに出力する。
【００１３】
アンド回路Ｃ1 は、最下位ビツトのカウントデータＳＡ0 の極性を反転したインバータ出力データＳＣ0 と、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 の極性を反転したインバータ出力データＳＣ1 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤ1 をアンド回路Ｂ2 に出力すると共に、アンド回路Ｃ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にしてアンド回路Ｃは、１ビツト分下の桁のアンド回路Ｃから出力されるアンド出力データＳＤと、インバータＡから出力されるインバータ出力データＳＣとの論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤをアンド回路Ｂ及び１ビツト分上の桁のアンド回路Ｃに出力する。因みに、アンド回路Ｃn-2 は、アンド回路Ｃn-3 から出力されるアンド出力データＳＤn-3 と、インバータＡn-2 から出力されるインバータ出力データＳＣn-2 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤn-2 をアンド回路Ｂn-1 に出力する。
【００１４】
アンド回路Ｂ1 は、インバータ出力データＳＣ0 とカウントデータＳＡ1 との論理積をとり、その演算結果を最上位ビツトから１ビツト分下の桁の基本波形データＳＢn-2 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。またアンド回路Ｂ2 は、アンド出力データＳＤ1 とカウントデータＳＡ2 との論理積をとり、その演算結果を最上位ビツトから２ビツト分下の桁の基本波形データＳＢn-3 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。このようにアンド回路Ｂは、アンド出力データＳＤとカウントデータＳＡとの論理積をとり、その演算結果を所望の桁の基本波形データＳＢとしてＰＤＭ波形合成回路２２に出力するようになされている。
【００１５】
ＰＤＭ波形合成回路２２は、図１６に示すように、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 をアンド回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形データＳＢ1 をアンド回路Ｄ1 に入力する。このようにＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波形データＳＢの各ビツトを対応するアンド回路Ｄに入力するようになされている。
【００１６】
ところでＰＤＭ波形合成回路２２には、周波数誤差検出部８から周波数誤差データＳＥが供給されている。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥのうち、最下位ビツトの周波数誤差データＳＥ0 をアンド回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の周波数誤差データＳＥ1 をアンド回路Ｄ1 に入力する。以下、同様にしてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥを対応するアンド回路Ｄに入力するようになされている。
【００１７】
アンド回路Ｄ0 は、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 と周波数誤差データＳＥ0 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＦ0 をオア回路Ｅ0 に出力する。またアンド回路Ｄ1 は、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形データＳＢ1 と周波数誤差データＳＥ1 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＦ1 をオア回路Ｅ0 に出力する。以下、同様にしてアンド回路Ｄは、所望の桁の基本波形データＳＢと周波数誤差データＳＥとの論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＦを対応するオア回路Ｅに出力するようになされている。
【００１８】
オア回路Ｅ0 は、最下位ビツト同士の論理積をとつたアンド出力データＳＦ0 と、最下位ビツトから１ビツト分上の桁同士の論理積をとつたアンド出力データＳＦ1 との論理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧ0 をオア回路Ｅ1 に出力する。オア回路Ｅ1 は、オア出力データＳＧ0 とアンド回路Ｄ2 （図示せず）から出力されるアンド出力データＳＦ2 との論理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧ1 をオア回路Ｅ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にしてオア回路Ｅは、１ビツト分下の桁のオア回路Ｅから出力されるオア出力データＳＧとアンド出力データＳＦとの論理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧを１ビツト分上の桁のオア回路Ｅに出力する。このようにしてＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波形データＳＢと周波数誤差データＳＥとの論理積をとり、その結果得たアンド出力データＳＦの論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に出力するようになされている。
【００１９】
ところで携帯電話機１は、ＶＣＸＯ１２において発生される発信信号Ｓ１０を所定の分周数で分周することにより、ＰＤＭ部９のようなデイジタル処理系回路を制御するためのクロツク信号Ｓ７を生成すると共に、発信信号Ｓ１０を別の分周数で分周することにより、受信部３のようなアナログ処理系回路を制御するためのクロツク信号を生成するようになされている。これにより、ＶＣＸＯ１２において発生される発信信号Ｓ１０の周波数は、デイジタル処理系回路で用いられるクロツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数との最小公倍数となるように選定されることが望ましい。
【００２０】
しかしながら、デイジタル処理系回路で用いられるクロツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数との最小公倍数の周波数でなる発信信号を生成しようとすると、非常に高い周波数の発信信号を生成しなければならず、実際にはこのような発信信号を生成することは極めて困難である。従つてＶＣＸＯ１２は、例えばアナログ処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数を所定倍した周波数でなる発信信号Ｓ１０を発生するようになされている。このため発信信号Ｓ１０の周波数は、デイジタル処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数の倍数でない場合がある。従つて分周器１０は、発信信号Ｓ１０を全て同じ周期で分周（以下、これを等分周と呼ぶ）することができず、他のクロツクとは周期が異なるクロツク（以下、これを不等周期成分と呼ぶ）を含むようなクロツク信号Ｓ７を生成せざるを得ない場合がある。
【００２１】
そこでこのような不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に入力される場合について図１７〜図２０を用いて説明する。例えば図１７（Ａ）に示すように、「３」ビツトのカウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされているものとする。
【００２２】
カウント回路２０は、クロツクの立ち上がりタイミングに同期してカウントアツプすることにより「３」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。このときカウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントアツプすることにより、当該クロツク信号Ｓ７の周波数を「１／２」分周した最下位ビツトのカウントデータＳＡ0 を生成する（図１７（Ｂ））。またカウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７の周波数を１／４分周した、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 を生成する（図１７（Ｃ））。さらにカウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７の周波数を１／８分周した最上位ビツトのカウントデータＳＡ2 を生成する（図１７（Ｄ））。
【００２３】
続いて図１８を用いて基本波形合成回路２１から出力される基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 について説明する。まず図１８（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ2 が論理レベル「Ｈ」になる位相であつて、かつカウントデータＳＡ0 及びＳＡ1 が論理レベル「Ｌ」になる位相を論理レベル「Ｈ」とするような、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｂ））。
【００２４】
また基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ1 が論理レベル「Ｈ」になる位相であつて、かつカウントデータＳＡ0 が論理レベル「Ｌ」になる位相を論理レベル「Ｈ」とするような、最下位ビツトから１ビツト上の桁の基本波形データＳＢ1 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｃ））。さらに基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0 を最上位ビツトの基本波形データＳＢ2 としてそのままＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｄ））。
このようにして生成された基本波形データＳＢにおける、論理レベル「Ｈ」と論理レベル「Ｌ」の時間比は、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 の場合には「３／１９」であり、最下位ビツトから１ビツト上の桁の基本波形データＳＢ1 の場合には「６／１９」であり、最上位ビツトの基本波形データＳＢ2 の場合には「８／１９」である。また各基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 は、論理レベル「Ｈ」の位相が重ならないようになつている。
【００２５】
次に図１９を用いてＰＤＭ波形合成回路２２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨについて説明する。まず図１９（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳＥと基本波形データＳＢとの論理積をとつた後、さらに論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に出力する。
【００２６】
ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥが「０００」の場合には、論理レベル「０」を波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 として出力する（図１９（Ｂ））。また周波数誤差データＳＥが「００１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 を波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 としてＬＰＦ１１（図１３）に出力する（図１９（Ｃ））。さらに周波数誤差データＳＥが「０１０」の場合には、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 を、波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 として出力する（図１９（Ｄ））。
【００２７】
続いてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥが「０１１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 と最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 とを合成し、その結果得たデータを波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 として出力する（図１９（Ｅ））。また周波数誤差データＳＥが「１００」の場合には、最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 を波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 として出力する（図１９（Ｆ））。さらに周波数誤差データＳＥが「１０１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 と最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 とを合成し、その結果得たデータを波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 として出力する（図１９（Ｇ））。
【００２８】
同様にしてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥが「１１０」の場合には、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 と、最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 とを合成し、その結果得たデータを波形番号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6 として出力する（図１９（Ｈ））。また周波数誤差データＳＥが「１１１」の場合には、基本波形合成データＳＢ0 と基本波形合成データＳＢ1 と基本波形合成データＳＢ2 とを全て合成し、その結果得たデータを波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 として出力する（図１９（Ｉ））。
【００２９】
ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ部９において生成されたＰＤＭ波形データＳＨから直流成分を抽出することにより、ＰＤＭ波形データＳＨに応じた所望の電圧レベルの制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力するようになされている。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
ここで図２０を用いてＰＤＭ波形データＳＨと制御電圧Ｓ９の関係を説明する。制御電圧Ｓ９は、波形番号「０」〜「３」のＰＤＭ波形データＳＨ0 〜ＳＨ3 の間では直線的に増大し、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 のときに一旦減少した後、波形番号「４」〜「７」のＰＤＭ波形データＳＨ4 〜ＳＨ7 の間では再び直線的に増大している。すなわち制御電圧Ｓ９は、周波数誤差データＳＥが「０００」から始まつて「０１１」にインクリメントされるまでは直線的に増大するが、周波数誤差データＳＥが「１００」にインクリメントされると一旦減少し、さらに周波数誤差データＳＥが「１００」から「１１１」にインクリメントされるまでは再び増大していることがわかる。
【００３１】
以上、述べてきたように、不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に供給されると、ＰＤＭ波形データＳＨの波形番号と制御電圧Ｓ９との間で線形性が成り立たたないため、ＶＣＸＯ１２を正確に制御することができないという問題があつた。
【００３２】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、従来に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得るパルス密度変調装置を提案しようとするものである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置において、供給されるクロツク信号をカウントするカウント手段と、カウント手段から出力されるカウントデータを合成して基本波形データを生成する第１の波形データ生成手段と、第１の波形データ生成手段から出力される基本波形データを合成することにより、外部から供給されるデイジタルデータに応じたパルス密度変調波形データを生成する第２の波形データ生成手段と、クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号を生成するクロツク補正信号生成手段と、クロツク補正信号に基づいてパルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段とを設けるようにした。
【００３４】
クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号に基づいて、パルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段を設けるようにしたことにより、当該波形データ補正手段を追加するだけで、補正されたパルス密度変調波形データとその直流成分との間に線形性を成立させることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００３６】
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１において、３０は全体として携帯電話機を示し、周波数誤差補正ブロツク３１の構成を除いて、従来の携帯電話機１と同様に構成されている。携帯電話機３０は、擬似雑音符号によつてスペクトラム拡散変調されて送信される送信信号をアンテナ２によつて受信し、その受信信号Ｓ１を受信部３に入力するようになされている。受信部３は、受信信号Ｓ１を周波数変換するなどして所定の信号処理を施し、その結果得た受信信号Ｓ２を乗算器４に出力する。
【００３７】
乗算器４は、擬似雑音符号発生器５から供給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを乗算することによつて逆拡散を行い、その結果得られる受信信号Ｓ４を復号化部６及び周波数誤差補正ブロツク３１に出力する。復号化部６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処理を施すことによりベースバンド信号Ｓ５を生成し、これを後段の回路（図示せず）に出力するようになされている。
【００３８】
周波数誤差補正ブロツク３１は、受信信号Ｓ４を周波数誤差検出部８に入力するようになされている。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差データＳＥとしてＰＤＭ部３２に出力する。ＰＤＭ部３２は、分周器３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて周波数誤差データＳＥをパルス密度変調することによりＰＤＭ波形データを生成する。さらにＰＤＭ部３２は、この生成したＰＤＭ波形データを分周器３３から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて補正し、その結果得られるＰＤＭ波形補正データＳＫをＬＰＦ１１に出力する。
【００３９】
ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。ＶＣＸＯ１２は、供給される制御電圧Ｓ９に応じて発信周波数を変化させながら発信信号Ｓ１０を生成し、これを分周器３３に出力する。分周器３３は、発信信号Ｓ１０を所定の分周数に応じて分周することによりクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５及びＰＤＭ部３２に出力する。これと共に分周器３３は、生成したクロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生成し、これをＰＤＭ部３２に出力するようになされている。擬似雑音符号発生器５は、分周器３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬似雑音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力する。
【００４０】
このように周波数誤差補正ブロツク３１は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基にクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５に与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５において発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号Ｓ２に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致するように制御するようになされている。
【００４１】
ＰＤＭ部３２は、図１４との対応部分に同一符号を付して示す図２に示すように、カウント回路２０、基本波形合成回路２１、ＰＤＭ波形合成回路２２及びＰＤＭ波形補正回路４０によつて形成されている。ＰＤＭ部３２は、分周器３３（図１）から供給されるクロツク信号Ｓ７をカウント回路２０に入力するようになされている。カウント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カウント回路でなり、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。
【００４２】
基本波形合成回路２１は、所望ビツトのカウントデータＳＡが論理レベル「Ｈ」になるタイミングであつて、かつ当該所望ビツトよりも下位ビツトのカウントデータＳＡが全て論理レベル「Ｌ」になるタイミングを、論理レベル「Ｈ」とするようなデータを生成して、当該データの上位ビツトと下位ビツトを順次入れ換えることによつて基本波形データＳＢを生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データＳＥと基本波形データＳＢとの論理積をとつた後、これらの論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する。
【００４３】
ところでＰＤＭ部３２は、分周器３３（図１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０をＰＤＭ波形補正回路４０に入力するようになされている。ＰＤＭ波形補正回路４０は、図３に示すように、インバータ４１とアンド回路４２とによつて形成されており、クロツク補正信号Ｓ３０をインバータ４１に入力する一方、ＰＤＭ波形データＳＨをアンド回路４２に入力するようになされている。インバータ４１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳ４０をアンド回路４２に出力する。アンド回路４２は、インバータ出力データＳ４０とＰＤＭ波形データＳＨとの論理積をとり、その結果得られるＰＤＭ波形補正データＳＫをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００４４】
ここで、不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部３２に入力された場合について説明する。例えば「３」ビツトのカウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされているものとする（図１７（Ａ））。
【００４５】
カウント回路２０は、クロツクの立ち上がりタイミングに同期してカウントアツプすることにより、「３」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する（図１７（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 に対して上述した所定のデータ処理を施し、その結果得られる基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 をＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｂ）〜（Ｄ））。ＰＤＭ波形合成回路２２は、供給される周波数誤差データＳＥに応じて基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を合成し、その結果得たＰＤＭ波形データＳＨをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する（図１９（Ｂ）〜（Ｉ））。
【００４６】
ところで分周器３３（図１）は、クロツク信号Ｓ７を生成すると共に、当該クロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生成して、これをＰＤＭ波形補正回路４０に供給するようになされている。例えば図４（Ａ）に示すように、分周器３３では、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされているクロツク信号Ｓ７を生成した場合には、その立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」とするようなクロツク補正信号Ｓ３０を生成する。
【００４７】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合には、論理レベル「０」でなる波形番号「０」のＰＤＭ波形補正データＳＫ0 を生成し、これをＬＰＦ１１（図１）に出力する（図４（Ｂ））。またＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ1 のうち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「１」のＰＤＭ波形補正データＳＫ1 を生成し、これを出力する（図４（Ｃ））。
【００４８】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ2 のうち、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「２」のＰＤＭ波形補正データＳＫ2 を生成し、これを出力する（図４（Ｄ））。また波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ3 のうち、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「３」のＰＤＭ波形補正データＳＫ3 を生成し、これを出力する（図４（Ｅ））。
【００４９】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ4 を波形番号「４」のＰＤＭ波形補正データＳＫ4 として出力する（図４（Ｆ））。また波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ5 のうち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「５」のＰＤＭ波形補正データＳＫ5 を生成し、これを出力する（図４（Ｇ））。
【００５０】
続いてＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ6 のうち、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「６」のＰＤＭ波形補正データＳＫ6 を生成し、これを出力する（図４（Ｈ））。また波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ7 のうち、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「７」のＰＤＭ波形補正データＳＫ7 を生成し、これを出力する（図４（Ｉ））。
【００５１】
このようにＰＤＭ波形補正回路４０は、供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、不等周期成分による影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ部３２によつて生成されたＰＤＭ波形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫに応じた所望の電圧レベルの制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００５２】
図５は、ＰＤＭ波形補正データＳＫと制御電圧Ｓ９の関係を示す。この場合、制御電圧Ｓ９は、ＰＤＭ波形補正データＳＫの波形番号に連動して直線的に増大しており、ＰＤＭ波形補正データＳＫの波形番号と制御電圧Ｓ９との間で線形性が成立していることがわかる。従つてＬＰＦ１１から出力される制御電圧Ｓ９は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳＥがインクリメントされることに応じて直線的に増加する。
【００５３】
以上の構成において、分周器３３は、ＶＣＸＯ１２から供給される発信信号Ｓ１０を基にクロツク信号Ｓ７を生成して、これをＰＤＭ部３２のカウント回路２０に出力すると共に、クロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生成して、これをＰＤＭ部３２のＰＤＭ波形補正回路４０に出力する。
【００５４】
カウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより、「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡn-1 を生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。基本波形合成回路２１は、「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡn-1 を合成することにより「ｎ」個の基本波形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳＥに基づいて、「ｎ」個の基本波形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を合成することによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する。
【００５５】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを強制的に論理レベル「Ｌ」に設定することによりＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１に出力する。ＬＰＦ１１は、このＰＤＭ波形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００５６】
このようにＰＤＭ波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設けるだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＫとその直流成分である制御電圧Ｓ９との間に線形性を成立させることができることから、回路規模や消費電力が大きくなることを回避しながら、ＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００５７】
以上の構成によれば、クロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期成分の位相を補正してＰＤＭ波形補正データを生成するようにしたことにより、ＰＤＭ波形補正回路４０を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００５８】
なお上述の実施の形態においては、ＰＤＭ波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形データＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図２との対応部分に同一符号を付して示す図６に示すように、カウント回路２０の後段にカウント波形補正回路５１を設け、当該カウント波形補正回路５１によつてカウントデータＳＡを補正しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００５９】
この場合、カウント回路２０は、カウントデータＳＡをカウント波形補正回路５１に出力する。ところでこのカウント波形補正回路５１には、分周器３３（図１）からクロツク補正信号３０が供給されている。カウント波形補正回路５１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものとカウントデータＳＡとの論理積をとることにより、カウントデータＳＡのうちクロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを補正し、その結果得たカウント波形補正データＳＬを基本波形合成回路２１に出力する。
基本波形合成回路２１は、カウント波形補正データＳＬを合成することにより基本波形補正データＳＭを生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成することにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６０】
ここで、カウント回路２０が「３」ビツトの２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合について図７を用いて説明する。図７（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図７（Ｂ）は、カウント波形補正回路５１に供給されるクロツク補正信号Ｓ３０を示す。
【００６１】
カウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントすることによりカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を生成し、これをカウント波形補正回路５１に出力する（図１７（Ｂ）〜（Ｄ））。カウント波形補正回路５１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものとカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 との論理積をとることにより、カウント波形補正データＳＬ0 〜ＳＬ2 を生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する（図７（Ｃ）〜（Ｅ））。このようにカウント波形補正回路５１は、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 のうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を補正する。
【００６２】
このようにＰＤＭ部５０は、カウント波形補正回路５１によつてカウントデータＳＡを補正することで、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成するようになされている。従つてカウント波形補正回路５１を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００６３】
また上述の実施の形態においては、ＰＤＭ波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形データＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図２と対応部分に同一符号を付して示す図８に示すように、基本波形合成回路２１の後段に基本波形補正回路６１を設け、当該基本波形補正回路６１によつて基本波形データＳＢを補正しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００６４】
この場合、基本波形合成回路２１は、基本波形データＳＢを基本波形補正回路６１に出力する。ところで基本波形合成回路６１には、分周器３３（図１）からクロツク補正信号Ｓ３０が供給されている。基本波形補正回路６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものと基本波形データＳＢとの論理積をとることにより、基本波形データＳＢのうちクロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを補正し、その結果得た基本波形補正データＳＭをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成することにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６５】
ここで、カウント回路２０が「３」ビツトの２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合について図９を用いて説明する。図９（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図９（Ｂ）は、基本波形補正回路６１に供給されるクロツク補正信号Ｓ３０を示す。
【００６６】
基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を合成することにより基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を生成し、これを基本波形補正回路６１に出力する（図１８（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形補正回路６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものと基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 との論理積をとることにより、基本波形補正データＳＭ0 〜ＳＭ2 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図９（Ｃ）〜（Ｅ））。このように基本波形補正回路６１は、基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 のうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を補正する。
【００６７】
このようにＰＤＭ部６０は、基本波形補正回路６１によつて基本波形データＳＢを補正することで、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成するようになされている。従つて基本波形補正回路６１を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＫとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００６８】
また上述の実施の形態においては、ＰＤＭ波形補正回路４０をインバータ４１及びアンド回路４２によつて形成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ＰＤＭ波形補正回路７０をオア回路７１によつて形成しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。この場合、オア回路７１は、ＰＤＭ波形合成回路２２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨと、分周器３３（図１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０との論理和をとり、その結果得たＰＤＭ波形補正データＳＱをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６９】
ここで、カウント回路２０が「３」ビツトの２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力された場合における、ＰＤＭ波形補正データＳＱについて図１１を用いて説明する。図１１（Ａ）は、クロツク補正信号Ｓ３０を示す。ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合には、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「０」のＰＤＭ波形補正データＳＱ0 を生成し、これを出力する（図１１（Ｂ））。
【００７０】
ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が供給された場合には、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「１」のＰＤＭ波形補正データＳＱ1 を生成し、これを出力する（図１１（Ｃ））。また波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 が供給された場合には、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「２」のＰＤＭ波形補正データＳＱ2 を生成し、これを出力する（図１１（Ｄ））。
【００７１】
ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給された場合には、これを波形番号「３」のＰＤＭ波形補正データＳＱ3 として出力する（図１１（Ｅ））。またＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 が供給された場合には、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「４」のＰＤＭ波形補正データＳＱ4 を生成し、これを出力する（図１１（Ｆ））。
【００７２】
ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 が供給された場合には、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「５」のＰＤＭ波形補正データＳＱ5 を生成し、これを出力する（図１１（Ｇ））。また波形番号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6 が供給された場合には、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「６」のＰＤＭ波形補正データＳＱ6 を生成し、これを出力する（図１１（Ｈ））。さらに波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給された場合には、これを波形番号「７」のＰＤＭ波形補正データＳＱ7 として出力する（図１１（Ｉ））。
【００７３】
このようにＰＤＭ波形補正回路７０は、供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、不等周期成分による影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＱを生成し、これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＱから直流成分を抽出することにより制御電圧を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００７４】
図１２は、ＰＤＭ波形補正データＳＱと制御電圧の関係を示す。この場合、制御電圧は、ＰＤＭ波形補正データＳＱの波形番号に連動して直線的に増大しており、ＰＤＭ波形補正データＳＱの波形番号と制御電圧との間で線形性が成立していることがわかる。
【００７５】
このようにしてクロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期成分の位相を補正してＰＤＭ波形補正データＳＱを生成すれば、ＰＤＭ波形補正回路７０を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＱとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００７６】
また上述の実施の形態においては、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、単位時間内の複数のパルス列を結合し、パルス幅を変化させることによつて変調処理を施すようにしても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７７】
さらに上述の実施の形態においては、本発明を、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機３０で用いられるＰＤＭ部３２に適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置であれば良く、この場合も上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号に基づいて、パルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段を設けるようにしたことにより、当該波形データ補正手段を追加するだけで、補正されたパルス密度変調波形データとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして従来に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による携帯電話機の受信系回路の構成を示すブロツク図である。
【図２】ＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図３】ＰＤＭ波形補正回路の構成を示すブロツク図である。
【図４】クロツク補正信号とＰＤＭ波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図５】ＰＤＭ波形補正データと制御電圧の関係を示す図表である。
【図６】他の実施の形態によるＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図７】クロツク補正信号とカウント波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図８】他の実施の形態によるＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図９】クロツク補正信号と基本波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図１０】他の実施の形態によるＰＤＭ波形補正回路の構成を示すブロツク図である。
【図１１】クロツク補正信号とＰＤＭ波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図１２】ＰＤＭ波形補正データと制御電圧の関係を示す図表である。
【図１３】従来の携帯電話機における受信系回路の構成を示すブロツク図である。
【図１４】ＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図１５】基本波形合成回路の構成を示すブロツク図である。
【図１６】ＰＤＭ波形合成回路の構成を示すブロツク図である。
【図１７】クロツク信号とカウントデータの関係を示す図表である。
【図１８】クロツク信号と基本波形データの関係を示す図表である。
【図１９】クロツク信号とＰＤＭ波形データの関係を示す図表である。
【図２０】ＰＤＭ波形データと制御電圧の関係を示す図表である。
【符号の説明】
１、３０……携帯電話機、７、３１……周波数誤差補正ブロツク、８……周波数誤差検出部、９、３２、５０、６０……ＰＤＭ部、１０、３３……分周器、１１……ＬＰＦ、１２……ＶＣＸＯ、２０……カウント回路、２１……基本波形合成回路、２２……ＰＤＭ波形合成回路、４０、７０……ＰＤＭ波形補正回路、５１……カウント波形補正回路、６１……基本波形補正回路。
【目次】
以下の順序で本発明を説明する。
【０００２】
発明の属する技術分野
従来の技術（図１３〜図２０）
発明が解決しようとする課題
課題を解決するための手段
発明の実施の形態（図１〜図１２）
発明の効果
【０００３】
【発明の属する技術分野】
本発明はパルス密度変調装置に関し、例えば携帯電話機で用いられるパルス密度変調（ＰＤＭ：Pulse Density Modulation）装置に適用して好適なものである。
【０００４】
【従来の技術】
従来、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すようなＰＤＭ装置がある。このＰＤＭ装置は、例えば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access ）方式の携帯電話機において、受信側で発生させる擬似雑音（ＰＮ：Pseudo Noise）符号の周波数を調整するために設けられている。以下、このような携帯電話機における受信系の回路構成について図１３を用いて具体的に説明する。
【０００５】
携帯電話機１は、擬似雑音符号によつてスペクトラム拡散変調されて送信されてる送信信号をアンテナ２によつて受信し、受信信号Ｓ１を受信部３に入力するようになされている。受信部３は、受信信号Ｓ１を周波数変換するなどして所定の信号処理を施し、その結果得た受信信号Ｓ２を乗算器４に出力する。
【０００６】
乗算器４は、擬似雑音（ＰＮ）符号発生器５から供給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを乗算（すなわち排他的論理和演算）することによつて逆拡散を行い、その結果得られる受信信号Ｓ４を復号化部６及び周波数誤差補正ブロツク７に出力する。復号化部６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処理を施すことによりベースバンド信号Ｓ５を生成し、これを後段の回路（図示せず）に出力するようになされている。
【０００７】
周波数誤差補正ブロツク７は、受信信号Ｓ４を周波数誤差検出部８に入力するようになされている。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差データＳＥとして、上述のＰＤＭ装置に相当するＰＤＭ部９に出力する。ＰＤＭ部９は、分周器１０から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて周波数誤差データＳＥをパルス密度変調することによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをローパスフイルタ（ＬＰＦ）１１に出力する。
【０００８】
ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形データＳＨから直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、これを電圧制御水晶発振器（ＶＣＸＯ）１２に出力する。ＶＣＸＯ１２は、供給される制御電圧Ｓ９に応じて発信周波数を変化させながら発信信号Ｓ１０を生成し、これを分周器１０に出力する。分周器１０は、発信信号Ｓ１０を所定の分周数に応じて分周することによりクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５及びＰＤＭ部９に出力する。擬似雑音符号発生器５は、分周器１０から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬似雑音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力するようになされている。
【０００９】
このように周波数誤差補正ブロツク７は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基にクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５に与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５において発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号Ｓ２に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致するように制御するようになされている。
【００１０】
ＰＤＭ部９は、図１４に示すように、カウント回路２０、基本波形合成回路２１及びＰＤＭ波形合成回路２２によつて形成されている。ＰＤＭ部９は、分周器１０（図１３）から供給されるクロツク信号Ｓ７をカウント回路２０に入力するようになされている。カウント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カウント回路でなり、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。この場合、カウントデータＳＡを形成する各ビツトの周期は、クロツク信号Ｓ７の周期の倍数でなつている。
【００１１】
基本波形合成回路２１は、図１５に示すように、供給される「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡのうち、最下位ビツト（ＬＳＢ：Least Significant Bit ）のカウントデータＳＡ0 を、最上位ビツト（ＭＳＢ：Most Significant Bit）の基本波形データＳＢn-1 としてそのままＰＤＭ波形合成回路２２に出力すると共に、インバータＡ0 に入力する。また基本波形合成回路２１は、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 をアンド回路Ｂ1 に入力すると共に、インバータＡ1 に入力する。同様にして基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡの各ビツトを対応するアンド回路Ｂ及びインバータＡに入力するようになされている。因みに、基本波形合成回路２１は、最上位ビツトのカウントデータＳＡn-1 についてはアンド回路Ｂn-1 に入力する。
【００１２】
インバータＡ0 は、カウントデータＳＡ0 の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳＣ0 をアンド回路Ｂ1 に出力すると共に、アンド回路Ｃ1 に出力する。またインバータＡ1 は、カウントデータＳＡ1 の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳＣ1 をアンド回路Ｃ1 に出力する。以下、同様にしてインバータＡは、カウントデータＳＡの極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳＣを対応するアンド回路Ｃに出力する。
【００１３】
アンド回路Ｃ1 は、最下位ビツトのカウントデータＳＡ0 の極性を反転したインバータ出力データＳＣ0 と、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 の極性を反転したインバータ出力データＳＣ1 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤ1 をアンド回路Ｂ2 に出力すると共に、アンド回路Ｃ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にしてアンド回路Ｃは、１ビツト分下の桁のアンド回路Ｃから出力されるアンド出力データＳＤと、インバータＡから出力されるインバータ出力データＳＣとの論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤをアンド回路Ｂ及び１ビツト分上の桁のアンド回路Ｃに出力する。因みに、アンド回路Ｃn-2 は、アンド回路Ｃn-3 から出力されるアンド出力データＳＤn-3 と、インバータＡn-2 から出力されるインバータ出力データＳＣn-2 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＤn-2 をアンド回路Ｂn-1 に出力する。
【００１４】
アンド回路Ｂ1 は、インバータ出力データＳＣ0 とカウントデータＳＡ1 との論理積をとり、その演算結果を最上位ビツトから１ビツト分下の桁の基本波形データＳＢn-2 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。またアンド回路Ｂ2 は、アンド出力データＳＤ1 とカウントデータＳＡ2 との論理積をとり、その演算結果を最上位ビツトから２ビツト分下の桁の基本波形データＳＢn-3 としてＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。このようにアンド回路Ｂは、アンド出力データＳＤとカウントデータＳＡとの論理積をとり、その演算結果を所望の桁の基本波形データＳＢとしてＰＤＭ波形合成回路２２に出力するようになされている。
【００１５】
ＰＤＭ波形合成回路２２は、図１６に示すように、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 をアンド回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形データＳＢ1 をアンド回路Ｄ1 に入力する。このようにＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波形データＳＢの各ビツトを対応するアンド回路Ｄに入力するようになされている。
【００１６】
ところでＰＤＭ波形合成回路２２には、周波数誤差検出部８から周波数誤差データＳＥが供給されている。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥのうち、最下位ビツトの周波数誤差データＳＥ0 をアンド回路Ｄ0 に入力すると共に、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の周波数誤差データＳＥ1 をアンド回路Ｄ1 に入力する。以下、同様にしてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥを対応するアンド回路Ｄに入力するようになされている。
【００１７】
アンド回路Ｄ0 は、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 と周波数誤差データＳＥ0 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＦ0 をオア回路Ｅ0 に出力する。またアンド回路Ｄ1 は、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形データＳＢ1 と周波数誤差データＳＥ1 との論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＦ1 をオア回路Ｅ0 に出力する。以下、同様にしてアンド回路Ｄは、所望の桁の基本波形データＳＢと周波数誤差データＳＥとの論理積をとり、その結果得られるアンド出力データＳＦを対応するオア回路Ｅに出力するようになされている。
【００１８】
オア回路Ｅ0 は、最下位ビツト同士の論理積をとつたアンド出力データＳＦ0 と、最下位ビツトから１ビツト分上の桁同士の論理積をとつたアンド出力データＳＦ1 との論理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧ0 をオア回路Ｅ1 に出力する。オア回路Ｅ1 は、オア出力データＳＧ0 とアンド回路Ｄ2 （図示せず）から出力されるアンド出力データＳＦ2 との論理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧ1 をオア回路Ｅ2 （図示せず）に出力する。以下、同様にしてオア回路Ｅは、１ビツト分下の桁のオア回路Ｅから出力されるオア出力データＳＧとアンド出力データＳＦとの論理和をとり、その結果得られるオア出力データＳＧを１ビツト分上の桁のオア回路Ｅに出力する。このようにしてＰＤＭ波形合成回路２２は、基本波形データＳＢと周波数誤差データＳＥとの論理積をとり、その結果得たアンド出力データＳＦの論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に出力するようになされている。
【００１９】
ところで携帯電話機１は、ＶＣＸＯ１２において発生される発信信号Ｓ１０を所定の分周数で分周することにより、ＰＤＭ部９のようなデイジタル処理系回路を制御するためのクロツク信号Ｓ７を生成すると共に、発信信号Ｓ１０を別の分周数で分周することにより、受信部３のようなアナログ処理系回路を制御するためのクロツク信号を生成するようになされている。これにより、ＶＣＸＯ１２において発生される発信信号Ｓ１０の周波数は、デイジタル処理系回路で用いられるクロツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数との最小公倍数となるように選定されることが望ましい。
【００２０】
しかしながら、デイジタル処理系回路で用いられるクロツク信号Ｓ７の周波数と、アナログ処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数との最小公倍数の周波数でなる発信信号を生成しようとすると、非常に高い周波数の発信信号を生成しなければならず、実際にはこのような発信信号を生成することは極めて困難である。従つてＶＣＸＯ１２は、例えばアナログ処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数を所定倍した周波数でなる発信信号Ｓ１０を発生するようになされている。このため発信信号Ｓ１０の周波数は、デイジタル処理系回路で用いられるクロツク信号の周波数の倍数でない場合がある。従つて分周器１０は、発信信号Ｓ１０を全て同じ周期で分周（以下、これを等分周と呼ぶ）することができず、他のクロツクとは周期が異なるクロツク（以下、これを不等周期成分と呼ぶ）を含むようなクロツク信号Ｓ７を生成せざるを得ない場合がある。
【００２１】
そこでこのような不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に入力される場合について図１７〜図２０を用いて説明する。例えば図１７（Ａ）に示すように、「３」ビツトのカウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされているものとする。
【００２２】
カウント回路２０は、クロツクの立ち上がりタイミングに同期してカウントアツプすることにより「３」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。このときカウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントアツプすることにより、当該クロツク信号Ｓ７の周波数を「１／２」分周した最下位ビツトのカウントデータＳＡ0 を生成する（図１７（Ｂ））。またカウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７の周波数を１／４分周した、最下位ビツトから１ビツト分上の桁のカウントデータＳＡ1 を生成する（図１７（Ｃ））。さらにカウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７の周波数を１／８分周した最上位ビツトのカウントデータＳＡ2 を生成する（図１７（Ｄ））。
【００２３】
続いて図１８を用いて基本波形合成回路２１から出力される基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 について説明する。まず図１８（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ2 が論理レベル「Ｈ」になる位相であつて、かつカウントデータＳＡ0 及びＳＡ1 が論理レベル「Ｌ」になる位相を論理レベル「Ｈ」とするような、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｂ））。
【００２４】
また基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ1 が論理レベル「Ｈ」になる位相であつて、かつカウントデータＳＡ0 が論理レベル「Ｌ」になる位相を論理レベル「Ｈ」とするような、最下位ビツトから１ビツト上の桁の基本波形データＳＢ1 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｃ））。さらに基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0 を最上位ビツトの基本波形データＳＢ2 としてそのままＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｄ））。
このようにして生成された基本波形データＳＢにおける、論理レベル「Ｈ」と論理レベル「Ｌ」の時間比は、最下位ビツトの基本波形データＳＢ0 の場合には「３／１９」であり、最下位ビツトから１ビツト上の桁の基本波形データＳＢ1 の場合には「６／１９」であり、最上位ビツトの基本波形データＳＢ2 の場合には「８／１９」である。また各基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 は、論理レベル「Ｈ」の位相が重ならないようになつている。
【００２５】
次に図１９を用いてＰＤＭ波形合成回路２２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨについて説明する。まず図１９（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳＥと基本波形データＳＢとの論理積をとつた後、さらに論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＬＰＦ１１（図１３）に出力する。
【００２６】
ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥが「０００」の場合には、論理レベル「０」を波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 として出力する（図１９（Ｂ））。また周波数誤差データＳＥが「００１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 を波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 としてＬＰＦ１１（図１３）に出力する（図１９（Ｃ））。さらに周波数誤差データＳＥが「０１０」の場合には、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 を、波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 として出力する（図１９（Ｄ））。
【００２７】
続いてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥが「０１１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 と最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 とを合成し、その結果得たデータを波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 として出力する（図１９（Ｅ））。また周波数誤差データＳＥが「１００」の場合には、最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 を波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 として出力する（図１９（Ｆ））。さらに周波数誤差データＳＥが「１０１」の場合には、最下位ビツトの基本波形合成データＳＢ0 と最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 とを合成し、その結果得たデータを波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 として出力する（図１９（Ｇ））。
【００２８】
同様にしてＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差データＳＥが「１１０」の場合には、最下位ビツトから１ビツト分上の桁の基本波形合成データＳＢ1 と、最上位ビツトの基本波形合成データＳＢ2 とを合成し、その結果得たデータを波形番号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6 として出力する（図１９（Ｈ））。また周波数誤差データＳＥが「１１１」の場合には、基本波形合成データＳＢ0 と基本波形合成データＳＢ1 と基本波形合成データＳＢ2 とを全て合成し、その結果得たデータを波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 として出力する（図１９（Ｉ））。
【００２９】
ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ部９において生成されたＰＤＭ波形データＳＨから直流成分を抽出することにより、ＰＤＭ波形データＳＨに応じた所望の電圧レベルの制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力するようになされている。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
ここで図２０を用いてＰＤＭ波形データＳＨと制御電圧Ｓ９の関係を説明する。制御電圧Ｓ９は、波形番号「０」〜「３」のＰＤＭ波形データＳＨ0 〜ＳＨ3 の間では直線的に増大し、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 のときに一旦減少した後、波形番号「４」〜「７」のＰＤＭ波形データＳＨ4 〜ＳＨ7 の間では再び直線的に増大している。すなわち制御電圧Ｓ９は、周波数誤差データＳＥが「０００」から始まつて「０１１」にインクリメントされるまでは直線的に増大するが、周波数誤差データＳＥが「１００」にインクリメントされると一旦減少し、さらに周波数誤差データＳＥが「１００」から「１１１」にインクリメントされるまでは再び増大していることがわかる。
【００３１】
以上、述べてきたように、不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部９に供給されると、ＰＤＭ波形データＳＨの波形番号と制御電圧Ｓ９との間で線形性が成り立たたないため、ＶＣＸＯ１２を正確に制御することができないという問題があつた。
【００３２】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、従来に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得るパルス密度変調装置を提案しようとするものである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため本発明においては、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置において、供給されるクロツク信号をカウントするカウント手段と、カウント手段から出力されるカウントデータを合成して基本波形データを生成する第１の波形データ生成手段と、第１の波形データ生成手段から出力される基本波形データを合成することにより、外部から供給されるデイジタルデータに応じたパルス密度変調波形データを生成する第２の波形データ生成手段と、クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号を生成するクロツク補正信号生成手段と、クロツク補正信号に基づいてパルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段とを設けるようにした。
【００３４】
クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号に基づいて、パルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段を設けるようにしたことにより、当該波形データ補正手段を追加するだけで、補正されたパルス密度変調波形データとその直流成分との間に線形性を成立させることができる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。
【００３６】
図１３との対応部分に同一符号を付して示す図１において、３０は全体として携帯電話機を示し、周波数誤差補正ブロツク３１の構成を除いて、従来の携帯電話機１と同様に構成されている。携帯電話機３０は、擬似雑音符号によつてスペクトラム拡散変調されて送信される送信信号をアンテナ２によつて受信し、その受信信号Ｓ１を受信部３に入力するようになされている。受信部３は、受信信号Ｓ１を周波数変換するなどして所定の信号処理を施し、その結果得た受信信号Ｓ２を乗算器４に出力する。
【００３７】
乗算器４は、擬似雑音符号発生器５から供給される擬似雑音符号Ｓ３と受信信号Ｓ２とを乗算することによつて逆拡散を行い、その結果得られる受信信号Ｓ４を復号化部６及び周波数誤差補正ブロツク３１に出力する。復号化部６は、受信信号Ｓ４に対して復号化処理を施すことによりベースバンド信号Ｓ５を生成し、これを後段の回路（図示せず）に出力するようになされている。
【００３８】
周波数誤差補正ブロツク３１は、受信信号Ｓ４を周波数誤差検出部８に入力するようになされている。周波数誤差検出部８は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４から、受信した受信信号Ｓ２と擬似雑音符号Ｓ３との周波数誤差を検出し、これを周波数誤差データＳＥとしてＰＤＭ部３２に出力する。ＰＤＭ部３２は、分周器３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて周波数誤差データＳＥをパルス密度変調することによりＰＤＭ波形データを生成する。さらにＰＤＭ部３２は、この生成したＰＤＭ波形データを分周器３３から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて補正し、その結果得られるＰＤＭ波形補正データＳＫをＬＰＦ１１に出力する。
【００３９】
ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。ＶＣＸＯ１２は、供給される制御電圧Ｓ９に応じて発信周波数を変化させながら発信信号Ｓ１０を生成し、これを分周器３３に出力する。分周器３３は、発信信号Ｓ１０を所定の分周数に応じて分周することによりクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５及びＰＤＭ部３２に出力する。これと共に分周器３３は、生成したクロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生成し、これをＰＤＭ部３２に出力するようになされている。擬似雑音符号発生器５は、分周器３３から供給されるクロツク信号Ｓ７に基づいて擬似雑音符号Ｓ３を発生し、これを乗算器４に出力する。
【００４０】
このように周波数誤差補正ブロツク３１は、擬似雑音符号Ｓ３が乗算された受信信号Ｓ４を基にクロツク信号Ｓ７を生成し、これを擬似雑音符号発生器５に与えることにより、当該擬似雑音符号発生器５において発生される擬似雑音符号Ｓ３の周波数を、受信信号Ｓ２に含まれる送信側の擬似雑音符号の周波数に一致するように制御するようになされている。
【００４１】
ＰＤＭ部３２は、図１４との対応部分に同一符号を付して示す図２に示すように、カウント回路２０、基本波形合成回路２１、ＰＤＭ波形合成回路２２及びＰＤＭ波形補正回路４０によつて形成されている。ＰＤＭ部３２は、分周器３３（図１）から供給されるクロツク信号Ｓ７をカウント回路２０に入力するようになされている。カウント回路２０は、「ｎ」ビツトの２進カウント回路でなり、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡを生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。
【００４２】
基本波形合成回路２１は、所望ビツトのカウントデータＳＡが論理レベル「Ｈ」になるタイミングであつて、かつ当該所望ビツトよりも下位ビツトのカウントデータＳＡが全て論理レベル「Ｌ」になるタイミングを、論理レベル「Ｈ」とするようなデータを生成して、当該データの上位ビツトと下位ビツトを順次入れ換えることによつて基本波形データＳＢを生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データＳＥと基本波形データＳＢとの論理積をとつた後、これらの論理和をとることによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する。
【００４３】
ところでＰＤＭ部３２は、分周器３３（図１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０をＰＤＭ波形補正回路４０に入力するようになされている。ＰＤＭ波形補正回路４０は、図３に示すように、インバータ４１とアンド回路４２とによつて形成されており、クロツク補正信号Ｓ３０をインバータ４１に入力する一方、ＰＤＭ波形データＳＨをアンド回路４２に入力するようになされている。インバータ４１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転し、その結果得られるインバータ出力データＳ４０をアンド回路４２に出力する。アンド回路４２は、インバータ出力データＳ４０とＰＤＭ波形データＳＨとの論理積をとり、その結果得られるＰＤＭ波形補正データＳＫをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００４４】
ここで、不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７がＰＤＭ部３２に入力された場合について説明する。例えば「３」ビツトのカウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７が、その「１」周期のうち「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされているものとする（図１７（Ａ））。
【００４５】
カウント回路２０は、クロツクの立ち上がりタイミングに同期してカウントアツプすることにより、「３」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する（図１７（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 に対して上述した所定のデータ処理を施し、その結果得られる基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 をＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図１８（Ｂ）〜（Ｄ））。ＰＤＭ波形合成回路２２は、供給される周波数誤差データＳＥに応じて基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を合成し、その結果得たＰＤＭ波形データＳＨをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する（図１９（Ｂ）〜（Ｉ））。
【００４６】
ところで分周器３３（図１）は、クロツク信号Ｓ７を生成すると共に、当該クロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生成して、これをＰＤＭ波形補正回路４０に供給するようになされている。例えば図４（Ａ）に示すように、分周器３３では、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング前で間延びされているクロツク信号Ｓ７を生成した場合には、その立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」とするようなクロツク補正信号Ｓ３０を生成する。
【００４７】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合には、論理レベル「０」でなる波形番号「０」のＰＤＭ波形補正データＳＫ0 を生成し、これをＬＰＦ１１（図１）に出力する（図４（Ｂ））。またＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ1 のうち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「１」のＰＤＭ波形補正データＳＫ1 を生成し、これを出力する（図４（Ｃ））。
【００４８】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ2 のうち、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「２」のＰＤＭ波形補正データＳＫ2 を生成し、これを出力する（図４（Ｄ））。また波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ3 のうち、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「３」のＰＤＭ波形補正データＳＫ3 を生成し、これを出力する（図４（Ｅ））。
【００４９】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ4 を波形番号「４」のＰＤＭ波形補正データＳＫ4 として出力する（図４（Ｆ））。また波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ5 のうち、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「５」のＰＤＭ波形補正データＳＫ5 を生成し、これを出力する（図４（Ｇ））。
【００５０】
続いてＰＤＭ波形補正回路４０は、波形番号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ6 のうち、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「６」のＰＤＭ波形補正データＳＫ6 を生成し、これを出力する（図４（Ｈ））。また波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給された場合には、当該ＰＤＭ波形データＳＨ7 のうち、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、波形番号「７」のＰＤＭ波形補正データＳＫ7 を生成し、これを出力する（図４（Ｉ））。
【００５１】
このようにＰＤＭ波形補正回路４０は、供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、不等周期成分による影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ部３２によつて生成されたＰＤＭ波形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫに応じた所望の電圧レベルの制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００５２】
図５は、ＰＤＭ波形補正データＳＫと制御電圧Ｓ９の関係を示す。この場合、制御電圧Ｓ９は、ＰＤＭ波形補正データＳＫの波形番号に連動して直線的に増大しており、ＰＤＭ波形補正データＳＫの波形番号と制御電圧Ｓ９との間で線形性が成立していることがわかる。従つてＬＰＦ１１から出力される制御電圧Ｓ９は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳＥがインクリメントされることに応じて直線的に増加する。
【００５３】
以上の構成において、分周器３３は、ＶＣＸＯ１２から供給される発信信号Ｓ１０を基にクロツク信号Ｓ７を生成して、これをＰＤＭ部３２のカウント回路２０に出力すると共に、クロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０を生成して、これをＰＤＭ部３２のＰＤＭ波形補正回路４０に出力する。
【００５４】
カウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントすることにより、「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡn-1 を生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する。基本波形合成回路２１は、「ｎ」ビツトのカウントデータＳＡ0 〜ＳＡn-1 を合成することにより「ｎ」個の基本波形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８から供給される周波数誤差データＳＥに基づいて、「ｎ」個の基本波形データＳＢ0 〜ＳＢn-1 を合成することによりＰＤＭ波形データＳＨを生成し、これをＰＤＭ波形補正回路４０に出力する。
【００５５】
ＰＤＭ波形補正回路４０は、供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを強制的に論理レベル「Ｌ」に設定することによりＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１に出力する。ＬＰＦ１１は、このＰＤＭ波形補正データＳＫから直流成分を抽出することにより制御電圧Ｓ９を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００５６】
このようにＰＤＭ波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設けるだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＫとその直流成分である制御電圧Ｓ９との間に線形性を成立させることができることから、回路規模や消費電力が大きくなることを回避しながら、ＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００５７】
以上の構成によれば、クロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期成分の位相を補正してＰＤＭ波形補正データを生成するようにしたことにより、ＰＤＭ波形補正回路４０を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００５８】
なお上述の実施の形態においては、ＰＤＭ波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形データＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図２との対応部分に同一符号を付して示す図６に示すように、カウント回路２０の後段にカウント波形補正回路５１を設け、当該カウント波形補正回路５１によつてカウントデータＳＡを補正しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００５９】
この場合、カウント回路２０は、カウントデータＳＡをカウント波形補正回路５１に出力する。ところでこのカウント波形補正回路５１には、分周器３３（図１）からクロツク補正信号３０が供給されている。カウント波形補正回路５１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものとカウントデータＳＡとの論理積をとることにより、カウントデータＳＡのうちクロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを補正し、その結果得たカウント波形補正データＳＬを基本波形合成回路２１に出力する。
基本波形合成回路２１は、カウント波形補正データＳＬを合成することにより基本波形補正データＳＭを生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成することにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６０】
ここで、カウント回路２０が「３」ビツトの２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合について図７を用いて説明する。図７（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図７（Ｂ）は、カウント波形補正回路５１に供給されるクロツク補正信号Ｓ３０を示す。
【００６１】
カウント回路２０は、クロツク信号Ｓ７をカウントすることによりカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を生成し、これをカウント波形補正回路５１に出力する（図１７（Ｂ）〜（Ｄ））。カウント波形補正回路５１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものとカウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 との論理積をとることにより、カウント波形補正データＳＬ0 〜ＳＬ2 を生成し、これを基本波形合成回路２１に出力する（図７（Ｃ）〜（Ｅ））。このようにカウント波形補正回路５１は、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 のうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を補正する。
【００６２】
このようにＰＤＭ部５０は、カウント波形補正回路５１によつてカウントデータＳＡを補正することで、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成するようになされている。従つてカウント波形補正回路５１を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００６３】
また上述の実施の形態においては、ＰＤＭ波形合成回路２２の後段にＰＤＭ波形補正回路４０を設け、当該ＰＤＭ波形補正回路４０によつてＰＤＭ波形データＳＨを補正した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、図２と対応部分に同一符号を付して示す図８に示すように、基本波形合成回路２１の後段に基本波形補正回路６１を設け、当該基本波形補正回路６１によつて基本波形データＳＢを補正しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００６４】
この場合、基本波形合成回路２１は、基本波形データＳＢを基本波形補正回路６１に出力する。ところで基本波形合成回路６１には、分周器３３（図１）からクロツク補正信号Ｓ３０が供給されている。基本波形補正回路６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものと基本波形データＳＢとの論理積をとることにより、基本波形データＳＢのうちクロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを補正し、その結果得た基本波形補正データＳＭをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する。ＰＤＭ波形合成回路２２は、周波数誤差検出部８（図１）から供給される周波数誤差データＳＥに基づいて基本波形補正データＳＭを合成することにより、ＰＤＭ波形補正データＳＫを生成し、これをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６５】
ここで、カウント回路２０が「３」ビツトの２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力される場合について図９を用いて説明する。図９（Ａ）は、カウント回路２０に入力されるクロツク信号Ｓ７を示す。図９（Ｂ）は、基本波形補正回路６１に供給されるクロツク補正信号Ｓ３０を示す。
【００６６】
基本波形合成回路２１は、カウントデータＳＡ0 〜ＳＡ2 を合成することにより基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を生成し、これを基本波形補正回路６１に出力する（図１８（Ｂ）〜（Ｄ））。基本波形補正回路６１は、クロツク補正信号Ｓ３０の極性を反転したものと基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 との論理積をとることにより、基本波形補正データＳＭ0 〜ＳＭ2 を生成し、これをＰＤＭ波形合成回路２２に出力する（図９（Ｃ）〜（Ｅ））。このように基本波形補正回路６１は、基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 のうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に相当する位相の信号レベルを論理レベル「Ｈ」から論理レベル「Ｌ」に落とすことにより、基本波形データＳＢ0 〜ＳＢ2 を補正する。
【００６７】
このようにＰＤＭ部６０は、基本波形補正回路６１によつて基本波形データＳＢを補正することで、補正されたＰＤＭ波形補正データＳＫを生成するようになされている。従つて基本波形補正回路６１を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＫとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００６８】
また上述の実施の形態においては、ＰＤＭ波形補正回路４０をインバータ４１及びアンド回路４２によつて形成した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ＰＤＭ波形補正回路７０をオア回路７１によつて形成しても上述の場合と同様の効果を得ることができる。この場合、オア回路７１は、ＰＤＭ波形合成回路２２から出力されるＰＤＭ波形データＳＨと、分周器３３（図１）から供給されるクロツク補正信号Ｓ３０との論理和をとり、その結果得たＰＤＭ波形補正データＳＱをＬＰＦ１１（図１）に出力する。
【００６９】
ここで、カウント回路２０が「３」ビツトの２進カウント回路であつて、当該カウント回路２０に不等周期成分を含むクロツク信号Ｓ７が入力された場合における、ＰＤＭ波形補正データＳＱについて図１１を用いて説明する。図１１（Ａ）は、クロツク補正信号Ｓ３０を示す。ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「０」のＰＤＭ波形データＳＨ0 が供給された場合には、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「０」のＰＤＭ波形補正データＳＱ0 を生成し、これを出力する（図１１（Ｂ））。
【００７０】
ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「１」のＰＤＭ波形データＳＨ1 が供給された場合には、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「１」のＰＤＭ波形補正データＳＱ1 を生成し、これを出力する（図１１（Ｃ））。また波形番号「２」のＰＤＭ波形データＳＨ2 が供給された場合には、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「２」のＰＤＭ波形補正データＳＱ2 を生成し、これを出力する（図１１（Ｄ））。
【００７１】
ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「３」のＰＤＭ波形データＳＨ3 が供給された場合には、これを波形番号「３」のＰＤＭ波形補正データＳＱ3 として出力する（図１１（Ｅ））。またＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「４」のＰＤＭ波形データＳＨ4 が供給された場合には、「４」、「６」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「４」のＰＤＭ波形補正データＳＱ4 を生成し、これを出力する（図１１（Ｆ））。
【００７２】
ＰＤＭ波形補正回路７０は、波形番号「５」のＰＤＭ波形データＳＨ5 が供給された場合には、「４」及び「８」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「５」のＰＤＭ波形補正データＳＱ5 を生成し、これを出力する（図１１（Ｇ））。また波形番号「６」のＰＤＭ波形データＳＨ6 が供給された場合には、「６」番目のクロツクの立ち上がりタイミング直前の半クロツク分を論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、波形番号「６」のＰＤＭ波形補正データＳＱ6 を生成し、これを出力する（図１１（Ｈ））。さらに波形番号「７」のＰＤＭ波形データＳＨ7 が供給された場合には、これを波形番号「７」のＰＤＭ波形補正データＳＱ7 として出力する（図１１（Ｉ））。
【００７３】
このようにＰＤＭ波形補正回路７０は、供給されるクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち、クロツク信号Ｓ７の不等周期成分に対応する位相を、強制的に論理レベル「Ｌ」から論理レベル「Ｈ」に上げることにより、不等周期成分による影響を取り除いたＰＤＭ波形補正データＳＱを生成し、これをＬＰＦ１１に出力するようになされている。ＬＰＦ１１は、ＰＤＭ波形補正データＳＱから直流成分を抽出することにより制御電圧を生成し、これをＶＣＸＯ１２に出力する。
【００７４】
図１２は、ＰＤＭ波形補正データＳＱと制御電圧の関係を示す。この場合、制御電圧は、ＰＤＭ波形補正データＳＱの波形番号に連動して直線的に増大しており、ＰＤＭ波形補正データＳＱの波形番号と制御電圧との間で線形性が成立していることがわかる。
【００７５】
このようにしてクロツク信号Ｓ７に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号Ｓ３０に基づいて、ＰＤＭ波形データＳＨのうち不等周期成分の位相を補正してＰＤＭ波形補正データＳＱを生成すれば、ＰＤＭ波形補正回路７０を追加するだけで、ＰＤＭ波形補正データＳＱとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして回路規模の増大を抑えながらＶＣＸＯ１２を正確に制御し得る。
【００７６】
また上述の実施の形態においては、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、単位時間内の複数のパルス列を結合し、パルス幅を変化させることによつて変調処理を施すようにしても上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７７】
さらに上述の実施の形態においては、本発明を、ＣＤＭＡ方式の携帯電話機３０で用いられるＰＤＭ部３２に適用した場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は、単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置であれば良く、この場合も上述の場合と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号に基づいて、パルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段を設けるようにしたことにより、当該波形データ補正手段を追加するだけで、補正されたパルス密度変調波形データとその直流成分との間に線形性を成立させることができ、かくして従来に比して一段と正確にパルス密度変調を行い得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による携帯電話機の受信系回路の構成を示すブロツク図である。
【図２】ＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図３】ＰＤＭ波形補正回路の構成を示すブロツク図である。
【図４】クロツク補正信号とＰＤＭ波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図５】ＰＤＭ波形補正データと制御電圧の関係を示す図表である。
【図６】他の実施の形態によるＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図７】クロツク補正信号とカウント波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図８】他の実施の形態によるＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図９】クロツク補正信号と基本波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図１０】他の実施の形態によるＰＤＭ波形補正回路の構成を示すブロツク図である。
【図１１】クロツク補正信号とＰＤＭ波形補正データの関係を示すタイミングチヤートである。
【図１２】ＰＤＭ波形補正データと制御電圧の関係を示す図表である。
【図１３】従来の携帯電話機における受信系回路の構成を示すブロツク図である。
【図１４】ＰＤＭ部の構成を示すブロツク図である。
【図１５】基本波形合成回路の構成を示すブロツク図である。
【図１６】ＰＤＭ波形合成回路の構成を示すブロツク図である。
【図１７】クロツク信号とカウントデータの関係を示す図表である。
【図１８】クロツク信号と基本波形データの関係を示す図表である。
【図１９】クロツク信号とＰＤＭ波形データの関係を示す図表である。
【図２０】ＰＤＭ波形データと制御電圧の関係を示す図表である。
【符号の説明】
１、３０……携帯電話機、７、３１……周波数誤差補正ブロツク、８……周波数誤差検出部、９、３２、５０、６０……ＰＤＭ部、１０、３３……分周器、１１……ＬＰＦ、１２……ＶＣＸＯ、２０……カウント回路、２１……基本波形合成回路、２２……ＰＤＭ波形合成回路、４０、７０……ＰＤＭ波形補正回路、５１……カウント波形補正回路、６１……基本波形補正回路。
Claims (6)
- 単位時間あたりのパルス密度を変化させることによつて変調処理を施すパルス密度変調装置において、
供給されるクロツク信号をカウントするカウント手段と、
上記カウント手段から出力されるカウントデータを合成して基本波形データを生成する第１の波形データ生成手段と、
上記第１の波形データ生成手段から出力される上記基本波形データを合成することにより、外部から供給されるデイジタルデータに応じたパルス密度変調波形データを生成する第２の波形データ生成手段と、
上記クロツク信号に含まれる不等周期成分の位相を示すクロツク補正信号を生成するクロツク補正信号生成手段と、
上記クロツク補正信号に基づいて上記パルス密度変調波形データを補正する波形データ補正手段と
を具えることを特徴とするパルス密度変調装置。 - 上記波形データ補正手段は、
上記クロツク補正信号に基づいて上記第２の波形データ生成手段から出力される上記パルス密度変調波形データを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルス密度変調装置。 - 上記波形データ補正手段は、
上記クロツク補正信号に基づいて上記カウント手段から出力される上記カウントデータを補正することによつて上記パルス密度変調波形データを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルス密度変調装置。 - 上記波形データ補正手段は、
上記クロツク補正信号に基づいて上記第１の波形データ生成手段から出力される上記基本波形データを補正することによつて上記パルス密度変調波形データを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルス密度変調装置。 - 上記波形データ補正手段は、
供給される上記クロツク補正信号に基づいて、上記パルス密度変調波形データのうち上記クロツク信号に含まれる不等周期成分に相当する位相の信号レベルを強制的に論理レベル「Ｌ」に設定することによつて、当該パルス密度変調波形データを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルス密度変調装置。 - 上記波形データ補正手段は、
供給される上記クロツク補正信号に基づいて、上記パルス密度変調波形データのうち上記クロツク信号に含まれる不等周期成分に相当する位相の信号レベルを強制的に論理レベル「Ｈ」に設定することによつて、当該パルス密度変調波形データを補正する
ことを特徴とする請求項１に記載のパルス密度変調装置。
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