JP3155272B2 - スイッチング回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 第１、第２発明は、自己ターン・オフ機能を持つ可制
御スイッチング手段（例：トランジスタ、GTOサイリス
タ。）が有って、その駆動信号入力用に制御端子（例：
ベース端子、ゲート端子。）と対を成さない方の主端子
（例：コレクタ端子、ドレイン端子、アノード端子。）
を直流電源手段（例：直流電源。）に接地した場合に、
駆動用直流電源手段の数が少なくてもその可制御スイッ
チング手段に逆バイアス電圧あるいは逆バイアス電流を
与えたり、順バイアス電圧あるいは順バイアス電流を与
えたりすることができるスイッチング回路に関する。そ
のために、オン駆動用電源手段としてキャパシタンス手
段あるいはインダクタンス手段が使用されている。

これらは、電力変換回路、電力変換回路を応用した各
種装置、例えば、点火装置、放電灯点灯装置、誘導加熱
装置、スイッチング電源装置などに使われる。

背景技術 オン駆動時に順バイアスし、オフ駆動時に逆バイアス
する従来のスイッチング回路として、例えば、第３図〜
第５図の各スイッチング回路が有る。どのスイッチング
回路もノーマリィ・オン型SITあるいはノーマリィ・オ
フ型MOS・FETあるいはIGBTを直流電源２にドレイン接地
あるいはコレクタ接地している。つまり、自己ターン・
オ機能を持つ可制御スイッチング手段の駆動信号入力用
に制御端子と対を成さない方の主端子を直流電源２に接
地している。

尚、第４図の回路では互いに相補関係にあるノーマリ
ィ・オフ型のトランジスタ14、15ができるだけ同時にオ
ンとならない様に接続されている。また、第５図の回路
では切換えスイッチ30、31はどちらも使われずオン・オ
フ・スイッチ（トランジスタ28のこと。）が使われてい
る。

どのスイッチング回路においても直流電源１、21を使
って、それぞれの可制御スイッチング手段（トランジス
タ９、14、15、20）にゲート逆バイアス電圧あるいはゲ
ート逆バイアス電流を与えたり、ゲート順バイアス電圧
あるいはゲート順バイアス電流を与えたり、することが
できる。

しかしながら、『その駆動用に直流電源手段が２つ必
要である』という第１の問題点が従来のスイッチング回
路に有る。

（第１の問題点） また、第５図のスイッチング回路の様にオン・オフ・
スイッチを使う場合、トランジスタ28がオンのとき、抵
抗32によってエネルギーが消費される。特に、直流電源
２の電圧が大きいと、そのエネルギー消費は多くなる。

一方、第３図、第４図の各回路の場合、この様なエネ
ルギー消費が無い代わりに３端子又は４端子の切換えス
イッチ30又は31が必要となる。尚、実際的には切換スイ
ッチ30に「２つのオン・オフ・スイッチを直列接続した
もの」を使用することが多いから、厳密にはオン・オフ
切換え時に同様なエネルギー消費が少しながら有る。

従って、『オン・オフ・スイッチを使ってもその様な
エネルギー消費が無いことが望まれる』という第２の問
題点が従来のスイッチング回路に有る。

（第２の問題点） そこで、第１、第２の各発明は『その駆動用の直流電
源手段の数が１つで済み、オン・オフ・スイッチを使っ
てもその様なエネルギー消費が無い』スイッチング回路
を提供することも目的としている。

第１発明の開示 即ち、第１発明は、 自己ターン・オフ機能を持つ第１の可制御スイッチング
手段の駆動信号入力用に対を成す制御端子と主端子を制
御端子ct1と主端子mt1aと呼び、そのもう１つの主端子
を主端子mt1bと呼ぶとしたときに、 「第１の直流電圧を供給する第１の直流電源手段」と、 「主端子mt1b・主端子mt1a間のスイッチング制御可能な
方向が前記第１の直流電圧に対して順方向となる様に前
記第１の直流電源手段が主端子mt1bに接続される前記第
１の可制御スイッチング手段」と、 「第２の直流電圧を供給し、前記第１の可制御スイッチ
ング手段と共に前記第１の直流電源手段を挟む様に、し
かも、両前記直流電圧を同じ向きにしてこれらと直列接
続される第２の直流電源手段」と、 「そのスイッチング制御可能な方向が前記第２の直流電
圧に対して順方向となる様に前記第２の直流電源手段の
開放端に接続される第２の可制御スイッチング手段」
と、 「前記第２の直流電圧の方向に合わせて両前記直流電源
手段の接続点と主端子mt1aの間に接続される非可制御ス
イッチング手段」と、 「制御端子ct1・主端子mt1a間に接続され、その逆バイ
アス方向の電流を通す第１の電圧降下手段」と、 「キャパシタンス手段」と、 「前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき前記
第２の直流電源手段が前記キャパシタンス手段を充電す
る第１の閉回路を前記第２の直流電源手段、前記非可制
御スイッチング手段、前記第１の電圧降下手段、前記キ
ャパシタンス手段および前記第２の可制御スイッチング
手段と共に形成する第１の電流制限手段」と、 「前記第２の可制御スイッチング手段がオフのとき前記
キャパシタンス手段がその充電エネルギーによって制御
端子ct1・主端子mt1a間を順バイアスする第２の閉回路
を前記キャパシタンス手段と制御端子ct1・主端子mt1a
間部分と共に形成する第２の電流制限手段」、 を有するスイッチング回路である。

尚、非可制御スイッチング手段には例えばダイオード
が有る。また、実施例によっては前記第２の可制御スイ
ッチング手段が前記第１の電流制限手段を兼ねる場合も
有る。

このことによって、前記第２の可制御スイッチング手
段がオンのとき、前記第２の直流電源手段が前記非可制
御スイッチング手段、前記第１の電圧降下手段、前記第
１の電流制限手段および前記第２の可制御スイッチング
手段を介して前記キャパシタンス手段を充電する。この
とき、その充電電流が前記第１の電圧降下手段に電圧降
下を生じている間、この電圧降下が逆バイアス電圧とな
って制御端子ct1・主端子mt1a間に供給される。

そして、前記第２の可制御スイッチング手段がオフの
とき、前記キャパシタンス手段が前記第２の電流制限手
段を介して制御端子ct1・主端子mt1a間に順バイアス電
圧あるいは順バイアス電流を供給するので、前記第１の
可制御スイッチング手段はオン駆動される。

このため、『駆動用の直流電源手段の数が１つで済
む』という第１の効果が第１発明に有る。

（第１の効果） それから、前記第２の可制御スイッチング手段は、オ
ン、オフすれば用は足りるから、オン・オフ・スイッチ
で済み、第５図のスイッチング回路の様に２つ目の駆動
用の直流電源手段（直流電源１）が必要無いので、前述
した様に抵抗32でエネルギーを消費する閉回路は無くな
る。

従って、『オン・オフ・スイッチを使っても前述した
様なエネルギー消費は無い』という第２の効果が第１発
明に有る。

（第２の効果） 尚、制御端子ct1・主端子mt1a間に逆バイアス電圧を
印加できる最長印加期間はほぼその充電期間以内に限ら
れる。

また、前記第１の可制御スイッチング手段が電圧駆動
型ならば、制御端子ct1・主端子mt1a間に逆バイアス電
圧を印加できる最長印加期間は、前記キャパシタンス手
段の充填期間と制御端子ct1・主端子mt1a間抵抗などで
決まる。

さらに、その最大可能オン駆動期間は前記キャパシタ
ンス手段の充電エネルギーと制御端子ct1・主端子mt1a
間抵抗などで決まる。

第１発明が請求項２記載のスイッチング回路に対応す
る場合、前記第２の可制御スイッチング手段がオンであ
る限り、前記第２の直流電源手段は制御端子ct1・主端
子mt1a間に常に逆バイアス電圧を供給することができ
る。

第１発明が請求項３記載のスイッチング回路に対応す
る場合、前記前記第２の可制御スイッチング手段がオン
のとき前記第２の直流電源手段は前記キャパシタンス手
段を充電すると同時に同項記載中のインダクタンス手段
を励磁し、前記前記第２の可制御スイッチング手段がオ
フのとき前記キャパシタンス手段と上記インダクタンス
手段の直列回路が制御端子ct1・主端子mt1a間を順バイ
アスする。その結果、前記キャパシタンス手段の充電電
圧の大きさが制御端子ct1・主端子mt1a間の順バイアス
電圧の大きさと同等以下であっても、その足りない電圧
分を上記インダクタンス手段が補うので大丈夫である。

第２発明の開示 それから、第２発明は、 自己ターン・オフ機能を持つ第１の可制御スイッチング
手段の駆動信号入力用に対を成す制御端子と主端子を制
御端子ct1と主端子mt1aと呼び、そのもう１つの主端子
を主端子mt1bと呼ぶとしたときに、 「第１の直流電圧を供給する第１の直流電源手段」と、 「主端子mt1b・主端子mt1a間のスイッチング制御可能な
方向が前記第１の直流電圧に対して順方向となる様に前
記第１の直流電源手段が主端子mt1bに接続される前記第
１の可制御スイッチング手段」と、 「第２の直流電圧を供給し、前記第１の可制御スイッチ
ング手段と共に前記第１の直流電源手段を挟む様に、し
かも、両前記直流電圧を同じ向きにしてこれらと直列接
続される第２の直流電源手段」と、 「そのスイッチング制御可能な方向が前記第２の直流電
圧に対して順方向となる様に前記第２の直流電源手段の
開放端に接続される第２の可制御スイッチング手段」
と、 「前記第２の直流電圧の方向に合わせて両前記直流電源
手段の接続点と主端子mt1aの間に接続される非可制御ス
イッチング手段」と、 「前記第１のスイッチング手段の主電流と無関係に動作
し、制御端子ct1・主端子mt1a間に接続されるインダク
タンス手段」と、 「前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき前記
第２の直流電源手段が前記インダクタンス手段を励磁す
る第１の閉回路を前記第２の直流電源手段、前記非可制
御スイッチング手段、前記インダクタンス手段および前
記第２の可制御スイッチング手段と共に形成する第１の
電流制限手段」、 を有し、 前記第２の可制御スイッチング手段がオフのとき前記イ
ンダクタンス手段がその励磁エネルギーによって制御端
子ct1・主端子mt1a間を順バイアスするスイッチング回
路である。

尚、非可制御スイッチング手段には例えばダイオード
が有る。また、実施例によっては前記第２の可制御スイ
ッチング手段が前記第１の電流制限手段を兼ねる場合も
有る。さらに、実施例によっては前記インダクタンス手
段が制御端子ct1・主端子mt1a間に直接接続されたり、
あるいは、「電圧降下手段もしくは第２の電流制限手
段」を介して接続されたりする。

このことによって、前記第２の可制御スイッチング手
段がオンのとき、前記第２の直流電源手段が前記非可制
御スイッチング手段、前記第１の電流制限手段および前
記第２の可制御スイッチング手段を介して前記インダク
タンス手段を励磁する。このとき、前記インダクタンス
手段に逆起電力が誘起されている間この逆起電力を利用
することができ、この逆起電力などがその逆バイアス電
圧となって制御端子ct1・主端子mt1a間に供給される。

そして、前記第２の可制御スイッチング手段がオフの
とき、前記インダクタンス手段が制御端子ct1・主端子m
t1a間に順バイアス電圧あるいは順バイアス電流を供給
するので、前記第１の可制御スイッチング手段はオン駆
動される。

このため、『駆動用の直流電源手段の数が１つで済
む』という第１の効果が第１発明に有る。

（第１の効果） それから、前記第２の可制御スイッチング手段は、オ
ン、オフすれば用は足りるから、オン・オフ・スイッチ
で済み、第５図のスイッチング回路の様に２つ目の駆動
用の直流電源手段（直流電源１）が必要無いので、前述
した様に抵抗32でエネルギーを消費する閉回路は無くな
る。

従って、『オン・オフ・スイッチを使っても前述した
様なエネルギー消費は無い』という第２の効果が第２発
明に有る。

（第２の効果） 尚、その逆バイアス電圧の供給に前記インダクタンス
手段の逆起電力だけしか利用ことができない場合、制御
端子ct1・主端子mt1a間に逆バイアス電圧を印加できる
最長印加期間はほぼその逆起電力の誘起期間以内に限ら
れる。

また、その最大可能オン駆動期間は前記インダクタン
ス手段の励磁エネルギーと制御端子ct1・主端子mt1a間
抵抗あるいは制御端子ct1・主端子mt1a間静電容量など
で決まる。

発明を実施するための最良の形態 各発明をより詳細に説明するために以下添付図面に従
ってこれを説明する。第１図に示す第１発明の実施例
は、請求項１記載のスイッチング回路に対応し、抵抗13
が接続されていれば請求項２記載のスイッチング回路に
も対応する。この実施例ではそれぞれが以下の通り前述
した各構成要素に相当する。

ａ）直流電源２が前述した第１の直流電源手段に。

ｂ）直流電源21が前述した第２の直流電源手段に。

ｃ）トランジスタ20が前述した第１の可制御スイッチン
グ手段に。

ｄ）トランジスタ20のゲート端子、エミッタ端子および
コレクタ端子が前述した制御端子ct1、主端子mt1aおよ
び主端子mt1bに。

ｅ）トランジスタ28が前述した第２の可制御スイッチン
グ手段に。

ｆ）ダイオード12が前述した非可制御スイッチング手段
に。

ｇ）「逆向きに直列接続した両ツェナー・ダイオード
８」が前述した第１の電圧降下手段に。

ｈ）コンデンサ６が前述したキャパシタンス手段に。

ｉ）トランジスタ28が前述した第１の電流制限手段に。

ｊ）抵抗５が前述した第２の電流制限手段に。

ｋ）抵抗13が請求項２記載中の第２の電圧降下手段に。

ｌ）「トランジスタ28がオンのとき直流電源21、ダイオ
ード12、両ツェナー・ダイオード８、コンデンサ６及び
トランジスタ28が形成する閉回路」が前述した第１の閉
回路に。

ｍ）「トランジスタ28がオフのときコンデンサ６がその
充電エネルギーによって抵抗５を介してトランジスタ20
のゲート端子・エミッタ端子間を順バイアスする閉回
路」が前述した第２の閉回路に。

尚、第１図の実施例ではトランジスタ28が前述した第
２の可制御スイッチング手段と前述した第１の電流制限
手段を兼ねる。

次に、この回路の動作について延べる。トランジスタ
28がターン・オンすると、直流電源21がダイオード12と
２つのツェナー・ダイオード８等を介してコンデンサ６
を充電する閉回路が形成される。その充電電流が両ツェ
ナー・ダイオード８を流れて電圧降下を生じている間、
トランジスタ20は逆バイアスされ、トランジスタ20のオ
フは安定する。しかし、その充電電流が流れなくなる
と、その逆バイアス電圧は不確実になる。抵抗13が接続
されている場合、トランジスタ28がオンのとき常に直流
電源21がトランジスタ20に逆バイアス電圧を供給する閉
回路が形成される。トランジスタ28がターン・オフする
と、コンデンサ６が抵抗５を介してトランジスタ20を順
バイアスする閉回路が形成される。

但し、その順バイアスのためには、トランジスタ28の
ターン・オフ時にコンデンサ６の電荷量は少なくともそ
のゲート・ソース間静電容量のそれを上回っている必要
がある。また、その最大可能オン駆動期間はコンデンサ
６の充電エネルギー、そのゲート・ソース間の抵抗値、
トランジスタ20のオン・オフしきい値電圧などで決ま
る。

以上の事から、第１図の第１発明の実施例には『その
駆動用直流電源の数が１つで済む』という効果が有るこ
とが分かる。（第１の効果） また、第１図の実施例には第５図の回路の様にエネル
ギーを消費する「直流電源21、２、１と抵抗32を含む閉
回路」が無い。しかも、トランジスタ28がターン・オフ
すると、直流電源21を通る閉回路も一切無くなる。

従って、第１図の第１発明の実施例には『オン・オフ
・スイッチを使ってもその様なエネルギー消費が無い』
という効果も有る。（第２の効果） 尚、トランジスタ28のコレクタ電流は必ずダイオード
12を流れるとは限らない。端子t4と端子t3又はt5間に負
荷など（図示せず。）が接続されていると、そのコレク
タ電流はそちらの方に流れる場合も有る。この場合、直
流電源21がコンデンサ６を充電する閉回路はその負荷な
どを含み、ダイオード12を含まないことになる。ただ
し、この場合、ダイオード12又はスイッチ10が端子t4、
t5間をクランプすれば、そのコレクタ電流の大きさはほ
とんど変わらない。それから、抵抗５、13のうち少なく
とも１つを定電流素子などの定電流手段に交換しても構
わない。

第２図に示す第２発明の実施例は請求項４記載のスイ
ッチング回路に対応する。この実施例ではそれぞれが以
下の通り前述した各構成要素に相当する。

ａ）直流電源２が前述した第１の直流電源手段に。

ｂ）直流電源21が前述した第２の直流電源手段に。

ｃ）トランジスタ20が前述した第１の可制御スイッチン
グ手段に。

ｄ）トランジスタ20のゲート端子、エミッタ端子および
コレクタ端子が前述した制御端子ct1、主端子mt1aおよ
び主端子mt1bに。

ｅ）トランジスタ28が前述した第２の可制御スイッチン
グ手段に。

ｆ）ダイオード12が前述した非可制御スイッチング手段
に。

ｇ）コイル16が前述したインダクタンス手段に。

ｈ）トランジスタ28が前述した第１の電流制限手段に。

ｉ）「トランジスタ28がオンのとき直流電源21、ダイオ
ード12、コイル16及びトランジスタ28が形成する閉回
路」が前述した第１の閉回路に。

尚、トランジスタ28は前述した第２の可制御スイッチ
ング手段と前述した第１の電流制限手段を兼ねる。ま
た、両ツェナー・ダイオード８は無くても良いが、有っ
た方が後述する半共振周期に合わせたトランジスタ28の
オフ期間制御とトランジスタ20のゲート・エミッタ間の
絶縁保護の面で容易になる。さらに、そのゲート・エミ
ッタ間の絶縁耐圧に注意するならば、両ツェナー・ダイ
オード８の代わりに抵抗を用いても構わない。それか
ら、ダイオード19も有った方が良い。そうすれば、トラ
ンジスタ20の順バイアス電圧を維持できる期間を長くす
ることができる。この場合、コイル16によるサージ電圧
を吸収するサージ電圧吸収手段を接続した方が良い。

次に第２図の実施例の動作について述べる。トランジ
スタ28がターン・オンすると、直流電源21がダイオード
12等を介して、コイル16を励磁する閉回路とトランジス
タ20のゲート・エミッタ間を逆バイアスする閉回路が形
成される。トランジスタ28がターン・オフすると、コイ
ル16がトランジスタ20をゲート順バイアスする。

ただし、トランジスタ28のオン期間中にその励磁電流
がトランジスタ20のコレクタ電流飽和値で飽和すると、
コイル16がそのゲート・エミッタ間を短絡するから、ト
ランジスタ20のゲート逆バイアス電圧がゼロになってし
まうことに注意する必要が有る。また、第２図の実施例
の場合、コイル16とそのゲート・エミッタ間静電容量が
共振回路を構成するので、ダイオード19が無いと、その
最大可能オン駆動期間はほぼその半周期以内に制限され
る。しかし、ダイオード19が有ると、その電圧の反転を
防止できるから、その最大可能オン駆動期間は長くな
る。その最大可能オン駆動期間はコイル16の励磁エネル
ギー、そのゲート・エミッタ間の静電容量と抵抗値およ
びトランジスタ20のオン・オフしきい値電圧などで決ま
る。

以上の事から、第２図の第２発明の実施例には『その
駆動用の直流電源の数が１つで済む』という効果が有る
ことが分かる。（第１の効果） また、第２図の実施例には、第５図の回路の様にエネ
ルギーを消費する「直流電源21、２、１と抵抗32を含む
閉回路」が無い。しかも、トランジスタ28がターン・オ
フすると、直流電源21を通る閉回路も一切無くなる。

従って、第２図の第２発明の実施例には『オン・オフ
・スイッチを使ってもその様なエネルギー消費が無い』
という効果も有る。（第２の効果） 尚、トランジスタ28のコレクタ電流は必ずダイオード
12を流れるとは限らない。端子t9と端子t8又はt10間に
負荷など（図示せず。）が接続されていると、そのコレ
クタ電流はそちらの方に流れる場合も有る。この場合、
直流電源21がコイル16を励磁する閉回路はその負荷など
を含み、ダイオード12を含まないことになる。ただし、
この場合ダイオード12又はスイッチ10が端子t9、t10間
をクランプすれば、そのコレクタ電流の大きさはほとん
ど変わらない。

第６図に示す第１発明の実施例は請求項１又は２記載
のスイッチング回路に対応し、第１図の実施例を利用し
ており、トランジスタ14の内蔵ダイオードが第１図のダ
イオード12の役割を果たす。

第７図に示す第２発明の実施例は請求項４記載のスイ
ッチング回路に対応し、第２図の実施例を利用してお
り、トランジスタ14の内蔵ダイオードが第２図のダイオ
ード12の役割を果たす。コイル16なトランジスタ15のゲ
ート・ソース間に抵抗32、41と共に直列接続されている
ので、スイッチ３のオン期間中にコイル16の逆起電力が
ゼロになっても、そのゲート・ソース間にはゲート逆バ
イアス電圧が供給され続ける。

第８図に示す第１発明の実施例は請求項１又は２記載
のスイッチング回路に対応し、第６図の実施例の変形で
ある。第８図の実施例ではPNP型、NPN型のトランジスタ
24、25が組み合わされているので、そのターン・オフ遅
れによる電源短絡電流対策として２つの抵抗23が接続さ
れている。８つのダイオード22は逆バイアス電圧を大き
くするために接続されている。

尚、トランジスタ25の代わりに第６図のトランジスタ
15を接続することも可能である。この場合、トランジス
タ25側の４つのダイオード22は要らない。この様に、第
６図、第８図の各実施例などでは違った種類の可制御ス
イッチング手段を用いても構わない。

第９図に示す第１発明の実施例は請求項１又は２記載
のスイッチング回路に対応し、第６図の実施例を利用し
て改良したものである。トランジスタ14、15は互いに自
分のターン・オンが相手のターン・オフより遅くなる様
にダイオード35、36と抵抗34、37が作用する。

第10図に示す第２発明の実施例は請求項４記載のスイ
ッチング回路に対応し、第７図の実施例を利用して改良
したものである。トランジスタ14、15は互いに自分のタ
ーン・オンが相手のターン・オフより遅くなる様にダイ
オード35、36と抵抗34、37が作用する。

第11図に示す第１発明の実施例は請求項１、２又は３
記載のスイッチング回路に対応し、コイル16が請求項３
記載中のインダクタンス手段に相当する。トランジスタ
28がオンのとき、直流電源21はコンデンサ６とコイル16
の両方にエネルギーを並列的に供給し、トランジスタ28
がオフのとき、コンデンサ６とコイル16の直列回路がト
ランジスタ14にゲート順バイアス電圧などを供給し、ト
ランジスタ15にゲート逆バイアス電圧などを供給する。

第12図に示す第１、第２発明の実施例は請求項１、
２、３又は４記載のスイッチング回路に対応する。コン
デンサ６とコイル16両方はトランジスタ14、15両方のゲ
ート・ソース間に直列的にも並列的にも接続されている
ので、「コンデンサ６単独で」あるいは「コイル16単独
で」あるいは「コンデンサ６とコイル16の直列回路で」
各ゲート・ソース間を順バイアスまたは逆バイアスする
ことができる。ダイオード35、36と抵抗34、37の作用は
第９図、第10図の各実施例の場合と同じである。

最後に以下の事を補足する。

ａ）第１、第２の各発明のスイッチング回路に用いる第
１の可制御スイッチング手段それぞれは自己ターン・オ
フ機能を持つ可制御スイッチング手段ならば、何でも良
い。例えば、バイポーラ・トランジスタ、GTO（ゲート
・ターン・オフ・サイリスタ）、FET、MOS、FET、IGB
T、SIT、SIサイリスタ、BIMOS複合デバイス等がある。
ただし、オフ駆動期間中に逆バイアス電圧を供給できな
い場合、それはノーマリィ・オフ型である必要が有る
が。

ｂ）スイッチ３の代わりに自己ターン・オフ機能を持つ
可制御スイッチング手段なら何でも使うことができる。

ｃ）オン駆動用に少なくともインダクタンス手段を使う
場合、直流電源21の電圧が前述した第１の可制御スイッ
チング手段が必要とする順バイアス電圧より小さくて
も、充分な順バイアス電圧を供給することができる。こ
ういう効果が少なくともインダクタンス手段をオン駆動
用に使う場合に有る。

ｄ）本第２図の実施例は特開平２−123816号の第１図の
回路に似ているけれども、両者の目的、構成は以下に延
べる通り違っている。後者の第１図の回路構成では可制
御スイッチング手段の駆動信号入力用にその制御端子と
対を成す方の主端子が接地されている。例えば、ソース
接地、エミッタ接地、カソード接地である。後者の目的
は、共振動作を利用して駆動エネルギーを駆動用直流電
源に回生させて、エネルギーを節約することである。従
って、本第２図の実施例の様にダイオード12が接続され
ていると、その回生を行うことはできない。

一方、本第２図の実施例を含めた第２発明の回路構成
では可制御スイッチング手段の駆動信号入力用にその制
御端子と対を成さない方の主端子が主直流電源に接地さ
れている。例えば、ドレイン接地、コレクタ接地、アノ
ード接地である。その目的は、その様に接地された可制
御スイッチング手段に駆動用直流電源を１つしか使わず
に順バイアス電圧又は順バイアス電流を与えたり、逆バ
イアス電圧又は逆バイアス電流を与えたり、することで
ある。

ｅ）本第１図の実施例は特開昭63−302217号、第18図の
回路、トランジスタTR22のトリガー回路（トランジスタ
TR17とコンデンサC26等の部分。）と似ているけれど
も、両者の構成は違っている。両者の可制御スイッチン
グ手段の主直流電源に対する接地形式が前述と同様に違
っており、しかも、本第１図の実施例を含めた第１発明
の回路構成では、必ず非可制御スイッチング手段（例：
ダイオード12）が有る。

ｆ）同様に本第２図の実施例と特開平１−117416号の第
８図の回路についても同じ事が言える。

ｇ）第１図の実施例ではトランジスタ28がターン・オン
すると、電源短絡電流の一部が直流電源21、２からトラ
ンジスタ20のコレクタ・エミッタ間とエミッタ・ゲート
間、コンデンサ６及びトランジスタ28を経て流れるの
で、そのエミッタ・ゲート間が瞬時に逆バイアスされて
トランジスタ20はターン・オフする。このとき、『その
電源短絡電流の一部とそのゲート・エミッタ間の順バイ
アス電荷をコンデンサ６に吸収もしくは回収することが
できる』という追加効果が第１図の実施例を含め、第１
発明のスイッチング回路に有る。

ｈ）第２図の実施例ではトランジスタ28がターン・オン
すると、電源短絡電流のほとんどが直流電源21、２から
トランジスタ20のコレクタ・エミッタ間のエミッタ・ゲ
ート間およびトランジスタ28を経て流れるため、そのエ
ミッタ・ゲート間が瞬時に逆バイアスされてトランジス
タ20はターン・オフする。このときトランジスタ20のタ
ーン・オフ遅れが有ってそのゲート逆バイアス中もその
電源短絡電流が流れると、その間にその電源短絡電流は
コイル16を励磁するので、『その電源短絡電流の一部を
コイル16に吸収もしくは回収することができる』という
追加効果が第２図の実施例を含め、第２発明のスイッチ
ング回路に有る。

ｉ）そして、第２図の実施例においてトランジスタ20の
代わりにノーマリィ・オン型スイッチンク手段を使う場
合そのオフ期間は「コイル16の逆起電力が発生している
期間」によって制限されるけれども、そのターン・オフ
時に前述と同様そのゲート逆バイアス中その電源短絡電
流が流れるので、やはり『その電源短絡電流の一部をコ
イル16に吸収もしくは回収することができる』という追
加効果が第２の実施例を含め、第２発明のスイッチング
回路に有る。

ｊ）各電流制限手段として各抵抗の代わりに定電流手段
を１つずつ使用しても構わない。

ｋ）各本発明では前述した第２の直流電源手段の電圧方
向は前述した制御端子ct1・主端子mt1a間にとって逆バ
イアス方向であるため、その第２の直流電源手段は単独
では前述した第１の可制御スイッチング手段をオン駆動
できない。

その結果、前述した第２の可制御スイッチング手段も
しくは「その第２の可制御スイッチング手段を駆動する
駆動手段」が故障する等してその第２の可制御スイッチ
ング手段が「オンしっ放し」又は「初めからオフしっ放
し」になると、つまり、前記第１の可制御スイッチング
手段の駆動回路部が故障すると、前記第１の可制御スイ
ッチング手段はオン駆動されることは無い。この様に万
が一その駆動回路部が故障しても安全な方向に故障する
フェイル・セーフ機能を持つ。

先行技術 ａ）米国特許4125814号 ｂ）特開昭53−099925号 ｃ）特開昭54−132727号 ｄ）特開昭62−147953号 ｅ）特開昭63−099780号 ｆ）特開昭63−299768号 ｇ）特開昭63−302217号 ｈ）特開昭64−074822号 ｉ）特開平１−117416号 ｊ）特開平１−228209号 ｋ）特開平２−026411号 ｌ）特開平２−123816号 ｍ）実開平１−132129号 ｎ）特願平２−096579号 ｏ）特願平２−230724号 ｐ）実願平１−127889号 専門用語に関する参考資料 ａ）『電気学会 電気専門用語集 No.9 半導体電力変
換装置』、コロナ社発行。

ｂ）『半導体電力変換回路』、電気学会発行 ｃ）『電気学会 電気規格調査会標準規格、自励式半導
体電力変換装置、JEC−202−1978』、電気学会発行

【図面の簡単な説明】

第１図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第２図は第２発明の１実施例を示す回路図である。 第３図〜第５図はそれぞれ従来のスイッチング回路の例
を１つずつ示す回路図である。 第６図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第７図は第２発明の１実施例を示す回路図である。 第８図〜第９図はそれぞれ第１発明の実施例を１ずつ示
す回路図である。 第10図は第２発明の１実施例を示す回路図である。 第11図は第１発明の１実施例を示す回路図である。 第12図は第１、第２発明共通の１実施例を示す回路図で
ある。 （符号の説明） ９……トランジスタ（ノーマリィ・オン型SIT）、 20……トランジスタ（IGBT）、 t3〜t5、t8〜t10……端子、 30、31……切換えスイッチ。

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】自己ターン・オフ機能を持つ第１の可制御
   スイッチング手段の駆動信号入力用に対を成す制御端子
   と主端子を制御端子ct1と主端子mt1aと呼び、そのもう
   １つの主端子を主端子mt1bと呼ぶとしたときに、 「第１の直流電圧を供給する第１の直流電源手段」と、 「主端子mt1b・主端子mt1a間のスイッチング制御可能な
   方向が前記第１の直流電圧に対して順方向となる様に前
   記第１の直流電源手段が主端子mt1bに接続される前記第
   １の可制御スイッチング手段」と、 「第２の直流電圧を供給し、前記第１の可制御スイッチ
   ング手段と共に前記第１の直流電源手段を挟む様に、し
   かも、両前記直流電圧を同じ向きにしてこれらと直列接
   続される第２の直流電源手段」と、 「そのスイッチング制御可能な方向が前記第２の直流電
   圧に対して順方向となる様に前記第２の直流電源手段の
   開放端に接続される第２の可制御スイッチング手段」
   と、 「前記第２の直流電圧の方向に合わせて両前記直流電源
   手段の接続点と主端子mt1aの間に接続される非可制御ス
   イッチング手段」と、 「制御端子ct1・主端子mt1a間に接続され、その逆バイ
   アス方向の電流を通す第１の電圧降下手段」と、 「キャパシタンス手段」と、 「前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき前記
   第２の直流電源手段が前記キャパシタンス手段を充電す
   る第１の閉回路を前記第２の直流電源手段、前記非可制
   御スイッチング手段、前記第１の電圧降下手段、前記キ
   ャパシタンス手段および前記第２の可制御スイッチング
   手段と共に形成する第１の電流制限手段」と、 「前記第２の可制御スイッチング手段がオフのとき前記
   キャパシタンス手段がその充電エネルギーによって制御
   端子ct1・主端子mt1a間を順バイアスする第２の閉回路
   を前記キャパシタンス手段と制御端子ct1・主端子mt1a
   間部分と共に形成する第２の電流制限手段」、 を有することを特徴とするスイッチング回路。
2. 【請求項２】前記キャパシタンス手段に並列接続される
   第２の電圧降下手段を有し、 前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき前記第
   ２の直流電源手段が前記非可制御スイッチング手段、
   「前記キャパシタンス手段または前記第２の電圧降下手
   段」、前記第１の電流制限手段および前記第２の可制御
   スイッチング手段を介して制御端子ct1・主端子mt1a間
   を逆バイアスすることを特徴とする請求項１記載のスイ
   ッチング回路。
3. 【請求項３】前記第２の電流制限手段として抵抗手段と
   「前記第１のスイッチング手段の主電流と無関係に動作
   するインダクタンス手段」の直列回路を用いたことを特
   徴とする請求項１又は２記載のスイッチング回路。
4. 【請求項４】自己ターン・オフ機能を持つ第１の可制御
   スイッチング手段の駆動信号入力用に対を成す制御端子
   と主端子を制御端子ct1と主端子mt1aと呼び、そのもう
   １つの主端子を主端子mt1bと呼ぶとしたときに、 「第１の直流電圧を供給する第１の直流電源手段」と、 「主端子mt1b・主端子mt1a間のスイッチング制御可能な
   方向が前記第１の直流電圧に対して順方向となる様に前
   記第１の直流電源手段が主端子mt1bに接続される前記第
   １の可制御スイッチング手段」と、 「第２の直流電圧を供給し、前記第１の可制御スイッチ
   ング手段と共に前記第１の直流電源手段を挟む様に、し
   かも、両前記直流電圧を同じ向きにしてこれらと直列接
   続される第２の直流電源手段」と、 「そのスイッチング制御可能な方向が前記第２の直流電
   圧に対して順方向となる様に前記第２の直流電源手段の
   開放端に接続される第２の可制御スイッチング手段」
   と、 「前記第２の直流電圧の方向に合わせて両前記直流電源
   手段の接続点と主端子mt1aの間に接続される非可制御ス
   イッチング手段」と、 「前記第１のスイッチング手段の主電流と無関係に動作
   し、制御端子ct1・主端子mt1a間に接続されるインダク
   タンス手段」と、 「前記第２の可制御スイッチング手段がオンのとき前記
   第２の直流電源手段が前記インダクタンス手段を励磁す
   る第１の閉回路を前記第２の直流電源手段、前記非可制
   御スイッチング手段、前記インダクタンス手段および前
   記第２の可制御スイッチング手段と共に形成する第１の
   電流制限手段」、 を有し、 前記第２の可制御スイッチング手段がオフのとき前記イ
   ンダクタンス手段がその励磁エネルギーによって制御端
   子ct1・主端子mt1a間を順バイアスすることを特徴とす
   るスイッチング回路。