JP3113401B2 - 広帯域増幅器 - Google Patents
広帯域増幅器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/38—Positive-feedback circuit arrangements without negative feedback
- H03F1/40—Positive-feedback circuit arrangements without negative feedback in discharge-tube amplifiers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
- H03F1/48—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers
- H03F1/483—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth of aperiodic amplifiers with field-effect transistors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、オシロスコープ等の広
帯域の入力増幅段に使用される広帯域増幅器に係り、特
に素子の特性のばらつきや温度変化によるドリフトの影
響を補償できる広帯域増幅器に関する。
帯域の入力増幅段に使用される広帯域増幅器に係り、特
に素子の特性のばらつきや温度変化によるドリフトの影
響を補償できる広帯域増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、オシロスコープ等のアナログ電子
計測器に使用される広帯域増幅器は、直流から高周波数
に及ぶ広周波数帯域信号を低ドリフトで増幅する必要が
ある。特に、オシロスコープ等の垂直入力回路に使用す
る場合は、被測定信号源への負荷効果を軽減するため高
入力インピィーダンスであり、且つ後段増幅器を広帯域
化するために低出力インピィーダンスである広帯域増幅
器が必要である。さらに、素子の特性のばらつきまたは
温度変化によるドリフトの小さいことが安定な広帯域増
幅器を実現するために要求されている。
計測器に使用される広帯域増幅器は、直流から高周波数
に及ぶ広周波数帯域信号を低ドリフトで増幅する必要が
ある。特に、オシロスコープ等の垂直入力回路に使用す
る場合は、被測定信号源への負荷効果を軽減するため高
入力インピィーダンスであり、且つ後段増幅器を広帯域
化するために低出力インピィーダンスである広帯域増幅
器が必要である。さらに、素子の特性のばらつきまたは
温度変化によるドリフトの小さいことが安定な広帯域増
幅器を実現するために要求されている。
【０００３】従来、例えば特公昭６１−１９２６号公
報、実公昭６１−１５６２２号公報に開示された発明の
ように、入力信号を高周波信号成分及び低周波信号成分
に分けて増幅し、増幅後の両信号を加算する方式が知ら
れている。この方式は低周波信号と高周波信号を分離し
てそれぞれ別個の増幅器で増幅することにより安定した
広帯域の増幅を得るものである。しかし、この方式にお
いて使用される電界効果トランジスタに対しては自己バ
イアスを印加しなければならず、この自己バイアス用の
抵抗は高い抵抗値を必要とし、このため該抵抗に熱雑音
が発生して出力波形がひずむという問題があった。
報、実公昭６１−１５６２２号公報に開示された発明の
ように、入力信号を高周波信号成分及び低周波信号成分
に分けて増幅し、増幅後の両信号を加算する方式が知ら
れている。この方式は低周波信号と高周波信号を分離し
てそれぞれ別個の増幅器で増幅することにより安定した
広帯域の増幅を得るものである。しかし、この方式にお
いて使用される電界効果トランジスタに対しては自己バ
イアスを印加しなければならず、この自己バイアス用の
抵抗は高い抵抗値を必要とし、このため該抵抗に熱雑音
が発生して出力波形がひずむという問題があった。
【０００４】この問題を解決するため、従来、特公昭６
３−１５７６４号公報に開示されているように、ソース
ホロワの電界効果トランジスタを使用し、しかも素子の
特性のばらつきによる影響および周囲温度の変動による
ドリフトに対して安定性がある広帯域増幅器が知られて
いる。この広帯域増幅器を図５を参照して簡単に説明す
る。図５において、電界効果トランジスタ３１のゲート
及びドレインはそれぞれ入力端子３２及び正電圧源に接
続し、ソースはバイポーラ・トランジスタ３３および抵
抗３４からなる定電流源を介して負電圧源に接続されて
いる。電界効果トランジスタ３１のソースは更にトラン
ジスタ３５のベースに接続されている。入力端子３２に
設けられた分圧器３６と出力側に設けられた分圧器３７
はほぼ等しい分圧比を持ち、分圧された入力信号および
出力信号は演算増幅器３８に供給される。演算増幅器３
８の誤差信号は抵抗器およびコンデンサからなる低域フ
ィルタ３９を介してトランジスタ３３のベースに供給さ
れる。
３−１５７６４号公報に開示されているように、ソース
ホロワの電界効果トランジスタを使用し、しかも素子の
特性のばらつきによる影響および周囲温度の変動による
ドリフトに対して安定性がある広帯域増幅器が知られて
いる。この広帯域増幅器を図５を参照して簡単に説明す
る。図５において、電界効果トランジスタ３１のゲート
及びドレインはそれぞれ入力端子３２及び正電圧源に接
続し、ソースはバイポーラ・トランジスタ３３および抵
抗３４からなる定電流源を介して負電圧源に接続されて
いる。電界効果トランジスタ３１のソースは更にトラン
ジスタ３５のベースに接続されている。入力端子３２に
設けられた分圧器３６と出力側に設けられた分圧器３７
はほぼ等しい分圧比を持ち、分圧された入力信号および
出力信号は演算増幅器３８に供給される。演算増幅器３
８の誤差信号は抵抗器およびコンデンサからなる低域フ
ィルタ３９を介してトランジスタ３３のベースに供給さ
れる。
【０００５】図５において、入力端子３２に印加される
入力信号は電界効果トランジスタ３１およびトランジス
タ３５を有する広帯域増幅器によって増幅される（増幅
度は略１）。前入力分圧器３６、出力分圧器３７及び演
算増幅器３８を含む信号路によって、低周波における広
帯域増幅器の回路の安定化と精度が維持される。演算増
幅器３８は入力分圧器３６からの信号の一部と、出力分
圧器３７からの出力信号の一部分を比較し、誤差信号を
トランジスタ３３のベースに印加する。電界効果トラン
ジスタ３１のゲート・ソース電圧Ｖgsあるいはトランジ
スタ３３のベース・エミッタ電圧ＶBEが動作条件の相違
により変化して出力電圧が入力電圧と異なると、演算増
幅器３８の出力信号の一部が演算増幅器３８に帰還し、
出力及び入力電圧の相違は、高利得の演算増幅器３８お
よび電流源トランジスタ３３により自動的に修正され
る。つまり、出力電圧は、Ｖgs及びＶBEの変化にかかわ
らず自動的に入力電圧に等しくなるように修正される。
入力信号は電界効果トランジスタ３１およびトランジス
タ３５を有する広帯域増幅器によって増幅される（増幅
度は略１）。前入力分圧器３６、出力分圧器３７及び演
算増幅器３８を含む信号路によって、低周波における広
帯域増幅器の回路の安定化と精度が維持される。演算増
幅器３８は入力分圧器３６からの信号の一部と、出力分
圧器３７からの出力信号の一部分を比較し、誤差信号を
トランジスタ３３のベースに印加する。電界効果トラン
ジスタ３１のゲート・ソース電圧Ｖgsあるいはトランジ
スタ３３のベース・エミッタ電圧ＶBEが動作条件の相違
により変化して出力電圧が入力電圧と異なると、演算増
幅器３８の出力信号の一部が演算増幅器３８に帰還し、
出力及び入力電圧の相違は、高利得の演算増幅器３８お
よび電流源トランジスタ３３により自動的に修正され
る。つまり、出力電圧は、Ｖgs及びＶBEの変化にかかわ
らず自動的に入力電圧に等しくなるように修正される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】図５に示す広帯域増幅
器は低周波帯域の回路安定化をドレイン電流Ｉｄを変え
てソースホロワの電界効果トランジスタ３１のゲート・
ソース電圧Ｖgsを変化させることにより実現している。
従って、自己バイアス用の抵抗を必要とせず熱雑音によ
る問題は生じない。しかし、トランジスタ３３に流れる
エミッタ電流、換言すれば電界効果トランジスタ３１の
ドレイン電流Ｉｄが変動することより電界効果トランジ
スタ３１の伝達特性の相互コンダクタンスｇmが変化す
る。相互コンダクタンスｇmが変わることによりソース
・ホロワの電界効果トランジスタ３１の高周波帯域の増
幅特性に影響を及ぼすことになる。
器は低周波帯域の回路安定化をドレイン電流Ｉｄを変え
てソースホロワの電界効果トランジスタ３１のゲート・
ソース電圧Ｖgsを変化させることにより実現している。
従って、自己バイアス用の抵抗を必要とせず熱雑音によ
る問題は生じない。しかし、トランジスタ３３に流れる
エミッタ電流、換言すれば電界効果トランジスタ３１の
ドレイン電流Ｉｄが変動することより電界効果トランジ
スタ３１の伝達特性の相互コンダクタンスｇmが変化す
る。相互コンダクタンスｇmが変わることによりソース
・ホロワの電界効果トランジスタ３１の高周波帯域の増
幅特性に影響を及ぼすことになる。
【０００７】この発明の目的は、内部素子で発生するド
リフトなどを補正する機能を有し、しかも高周波帯域に
おける増幅特性を劣化させることのない広帯域増幅器を
提供することである。
リフトなどを補正する機能を有し、しかも高周波帯域に
おける増幅特性を劣化させることのない広帯域増幅器を
提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の広帯域増幅器
は、入力端子に接続されたソースホロウの電界効果トラ
ンジスタと、該電界効果トランジスタのソース側に接続
されて一定のソース電流を流すための定電流源と、該定
電流源に出力端を前記電界効果トランジスタのソースに
入力端を接続されて印加される制御電圧の大きさに従っ
て抵抗を変える電圧可変抵抗素子と、該電圧可変抵抗素
子の出力端の電圧信号が供給される出力側トランジスタ
と、該出力側トランジスタの出力検出電圧と前記入力端
子の入力検出電圧との誤差を前記電圧可変抵抗素子への
制御電圧として印加する電圧制御手段と、前記電圧可変
抵抗素子の出力端の電圧信号を増幅して前記出力側トラ
ンジスタに与える可変利得増幅器と、前記出力側トラン
ジスタの出力検出電圧レベルを前記可変利得増幅器の利
得の切換えと連動して調整する出力電圧調整手段とを備
え、前記入力検出電圧と出力検出電圧がほぼ等しくなる
ように制御される。
は、入力端子に接続されたソースホロウの電界効果トラ
ンジスタと、該電界効果トランジスタのソース側に接続
されて一定のソース電流を流すための定電流源と、該定
電流源に出力端を前記電界効果トランジスタのソースに
入力端を接続されて印加される制御電圧の大きさに従っ
て抵抗を変える電圧可変抵抗素子と、該電圧可変抵抗素
子の出力端の電圧信号が供給される出力側トランジスタ
と、該出力側トランジスタの出力検出電圧と前記入力端
子の入力検出電圧との誤差を前記電圧可変抵抗素子への
制御電圧として印加する電圧制御手段と、前記電圧可変
抵抗素子の出力端の電圧信号を増幅して前記出力側トラ
ンジスタに与える可変利得増幅器と、前記出力側トラン
ジスタの出力検出電圧レベルを前記可変利得増幅器の利
得の切換えと連動して調整する出力電圧調整手段とを備
え、前記入力検出電圧と出力検出電圧がほぼ等しくなる
ように制御される。
【０００９】また、本第２の発明は、前記入力検出電圧
は前記電界効果トランジスタの入力端に接続された分圧
抵抗によって成生され、前記出力検出電圧は前記出力側
トランジスタの出力端に接続された分圧抵抗によって成
生される。
は前記電界効果トランジスタの入力端に接続された分圧
抵抗によって成生され、前記出力検出電圧は前記出力側
トランジスタの出力端に接続された分圧抵抗によって成
生される。
【００１０】
【作用】電圧制御手段は、ソース・ホロワの電界効果ト
ランジスタの入力端の入力検出信号と出力側トランジス
タの出力検出信号の誤差に比例した制御電圧を電圧可変
抵抗素子に出力する。該電圧可変抵抗素子は制御電圧に
従ってその抵抗値を変化するものの、該素子へと流れる
電界効果トランジスタからのソース電流は一定に維持さ
れる。この結果、出力側トランジスタに印加されるベー
ス電圧は電圧可変抵抗素子の変化に従って変動し、該ト
ランジスタの出力電圧が前記誤差に応じて変動し、入力
検出電圧と出力検出電圧が等しくなるように調整され
る。
ランジスタの入力端の入力検出信号と出力側トランジス
タの出力検出信号の誤差に比例した制御電圧を電圧可変
抵抗素子に出力する。該電圧可変抵抗素子は制御電圧に
従ってその抵抗値を変化するものの、該素子へと流れる
電界効果トランジスタからのソース電流は一定に維持さ
れる。この結果、出力側トランジスタに印加されるベー
ス電圧は電圧可変抵抗素子の変化に従って変動し、該ト
ランジスタの出力電圧が前記誤差に応じて変動し、入力
検出電圧と出力検出電圧が等しくなるように調整され
る。
【００１１】また、電圧可変抵抗素子の出力端の電圧信
号を出力側トランジスタへ印加する前に可変利得増幅手
段によって増幅するとともに、電圧制御手段に帰還され
る出力検出信号の検出レベルを調整することにより出力
側トランジスタの出力信号のレベルが調整される。
号を出力側トランジスタへ印加する前に可変利得増幅手
段によって増幅するとともに、電圧制御手段に帰還され
る出力検出信号の検出レベルを調整することにより出力
側トランジスタの出力信号のレベルが調整される。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の広帯域増幅器の一実施例を示
している。図１において破線によって示すように、広帯
域増幅器は大略、高入力インピーダンス部Ａと、低出力
インピーダンス部Ｂと、補償回路部Ｃとから構成されて
いる。高入力インピーダンス部Ａはソース・ホロワの電
界効果トランジスタ１からなり、この電界効果トランジ
スタ１のゲート端子（入力端子Ｔｉ）には入力信号が入
力する。この電界効果トランジスタ１のソース端子には
可変抵抗部２と定電流源３が順次直列接続されている。
定電流源３は、一定の電流を常時に流す周知の回路構成
をとることができる。可変抵抗部２の出力端と定電流源
３の入力端の接続点にはｐｎｐトランジスタ４のベース
が接続されている。ｐｎｐトランジスタ４のコレクタは
負の電圧が印加され、そのエミッタにはｎｐｎトランジ
スタ５のベースが接続されるとともに抵抗Ｒ1を介して
正の電源に接続されている。ｐｎｐトランジスタ４は、
ｎｐｎトランジスタ５のベースに印加されるバイアス電
圧Ｖbe2のレベルを調整するものである。ｎｐｎトラン
ジスタ５のコレクタは正の電源に接続され、そのエミッ
タ端子は抵抗Ｒ2を介して負の電源に接続されると共に
出力端子Ｔｏとしてそこから出力電圧が取り出される。
前記低出力インピーダンス部Ｂは主にｐｎｐトランジス
タ４とｎｐｎトランジスタ５とから構成されている。
している。図１において破線によって示すように、広帯
域増幅器は大略、高入力インピーダンス部Ａと、低出力
インピーダンス部Ｂと、補償回路部Ｃとから構成されて
いる。高入力インピーダンス部Ａはソース・ホロワの電
界効果トランジスタ１からなり、この電界効果トランジ
スタ１のゲート端子（入力端子Ｔｉ）には入力信号が入
力する。この電界効果トランジスタ１のソース端子には
可変抵抗部２と定電流源３が順次直列接続されている。
定電流源３は、一定の電流を常時に流す周知の回路構成
をとることができる。可変抵抗部２の出力端と定電流源
３の入力端の接続点にはｐｎｐトランジスタ４のベース
が接続されている。ｐｎｐトランジスタ４のコレクタは
負の電圧が印加され、そのエミッタにはｎｐｎトランジ
スタ５のベースが接続されるとともに抵抗Ｒ1を介して
正の電源に接続されている。ｐｎｐトランジスタ４は、
ｎｐｎトランジスタ５のベースに印加されるバイアス電
圧Ｖbe2のレベルを調整するものである。ｎｐｎトラン
ジスタ５のコレクタは正の電源に接続され、そのエミッ
タ端子は抵抗Ｒ2を介して負の電源に接続されると共に
出力端子Ｔｏとしてそこから出力電圧が取り出される。
前記低出力インピーダンス部Ｂは主にｐｎｐトランジス
タ４とｎｐｎトランジスタ５とから構成されている。
【００１３】出力端子Ｔｏとグランドとの間には分圧抵
抗Ｒ3とＲ4とが直列接続されている。この分圧抵抗Ｒ3
とＲ4の中間接続点から出力検出電圧が取出され、演算
差動増幅器６の負側入力端に与えられる。一方、前記入
力端子Ｔｉとグランドとの間には分圧抵抗Ｒ5とＲ6が接
続されている。この分圧抵抗Ｒ5とＲ6の中間接続点から
入力検出電圧が取出され、演算差動増幅器６の正側入力
端に与えられる。演算差動増幅器６は両検出電圧の差を
増幅して抵抗Ｒ7を介して可変抵抗部２に制御電圧を印
加する。演算差動増幅器６にはコンデンサＣ1が接続さ
れて主に低周波数成分の増幅が行われる。前記補償回路
部Ｃは主に可変抵抗部２と、定電流源３と、分圧抵抗Ｒ
3およびＲ4と、分圧抵抗Ｒ5およびＲ6と、そして演算差
動増幅器６とから構成されている。
抗Ｒ3とＲ4とが直列接続されている。この分圧抵抗Ｒ3
とＲ4の中間接続点から出力検出電圧が取出され、演算
差動増幅器６の負側入力端に与えられる。一方、前記入
力端子Ｔｉとグランドとの間には分圧抵抗Ｒ5とＲ6が接
続されている。この分圧抵抗Ｒ5とＲ6の中間接続点から
入力検出電圧が取出され、演算差動増幅器６の正側入力
端に与えられる。演算差動増幅器６は両検出電圧の差を
増幅して抵抗Ｒ7を介して可変抵抗部２に制御電圧を印
加する。演算差動増幅器６にはコンデンサＣ1が接続さ
れて主に低周波数成分の増幅が行われる。前記補償回路
部Ｃは主に可変抵抗部２と、定電流源３と、分圧抵抗Ｒ
3およびＲ4と、分圧抵抗Ｒ5およびＲ6と、そして演算差
動増幅器６とから構成されている。
【００１４】前記可変抵抗部２は電界効果トランジスタ
２１と、この電界効果トランジスタ２１のソースとドレ
イン間に並列接続された抵抗Ｒ8とコンデンサＣ2とから
なっている。抵抗Ｒ8は、電界効果トランジスタ１のド
レイン電流を定電流源３へ流すために、電界効果トラン
ジスタ２１のチャンネル抵抗ＲDSと分流する分流抵抗で
ある。また、コンデンサＣ2は高周波信号を通過させる
ために高周波特性補償用に設けられている。電界効果ト
ランジスタ２１のゲートには前記演算差動増幅器６から
の制御電圧が印加される。図２は、電界効果トランジス
タ２１のゲート・ソース間の電圧ＶGSとドレイン・ソー
ス間の抵抗ＲDSの関係の一例を示し、ゲート・ソース間
電圧ＶGSが増加するとチャンネルの抵抗ＲDSが増加する
ことを示している。しかして、電界効果トランジスタ２
１のゲートに制御電圧が印加されると、該制御電圧の変
動に従ってゲート・ソース間電圧ＶGSも変動する結果、
その抵抗ＲDSも変動する。このように電界効果トランジ
スタは２１は制御電圧によりソース・ドレイン間抵抗を
変える電圧制御可変抵抗素子として動作する。
２１と、この電界効果トランジスタ２１のソースとドレ
イン間に並列接続された抵抗Ｒ8とコンデンサＣ2とから
なっている。抵抗Ｒ8は、電界効果トランジスタ１のド
レイン電流を定電流源３へ流すために、電界効果トラン
ジスタ２１のチャンネル抵抗ＲDSと分流する分流抵抗で
ある。また、コンデンサＣ2は高周波信号を通過させる
ために高周波特性補償用に設けられている。電界効果ト
ランジスタ２１のゲートには前記演算差動増幅器６から
の制御電圧が印加される。図２は、電界効果トランジス
タ２１のゲート・ソース間の電圧ＶGSとドレイン・ソー
ス間の抵抗ＲDSの関係の一例を示し、ゲート・ソース間
電圧ＶGSが増加するとチャンネルの抵抗ＲDSが増加する
ことを示している。しかして、電界効果トランジスタ２
１のゲートに制御電圧が印加されると、該制御電圧の変
動に従ってゲート・ソース間電圧ＶGSも変動する結果、
その抵抗ＲDSも変動する。このように電界効果トランジ
スタは２１は制御電圧によりソース・ドレイン間抵抗を
変える電圧制御可変抵抗素子として動作する。
【００１５】次に、図１に示す広帯域増幅器の動作につ
いて説明する。説明の都合上、可変抵抗部２を制御電圧
によってその抵抗値を変化させる可変抵抗素子Ｒに置き
換えることにする。入力端子Ｔｉに印加する入力電圧を
Ｖiとし、このとき電界効果トランジスタ１のゲート・
ソース間電圧をＶgsとする。このゲート・ソース間電圧
Ｖgsは温度に依存するドレイン電流とピンチオフ電圧に
よって決定される。定電流源３の存在により入力電圧Ｖ
iのレベルの如何にかかわらず電界効果トランジスタ１
のドレイン電流Ｉｄ、即ち定電流源３に流入する電流は
一定であるから電界効果トランジスタ１のソース端子と
定電流源３の入力端の間にはＲ・Ｉｄの電圧降下が生じ
る。従って、ｐｎｐトランジスタ４のベースには（Ｖi
−Ｖgs−Ｒ・Ｉｄ）の電圧が印加されることになる。こ
の時、ｐｎｐトランジスタ４のベース・エミッタ間の電
圧をＶbe1と、ｎｐｎトランジスタ５のベース・エミッ
タ間の電圧をＶbe2と、出力端子Ｔｏの出力電圧をＶoと
それぞれ仮定すると、出力電圧Ｖoは（１）式によって
表すことができる。
いて説明する。説明の都合上、可変抵抗部２を制御電圧
によってその抵抗値を変化させる可変抵抗素子Ｒに置き
換えることにする。入力端子Ｔｉに印加する入力電圧を
Ｖiとし、このとき電界効果トランジスタ１のゲート・
ソース間電圧をＶgsとする。このゲート・ソース間電圧
Ｖgsは温度に依存するドレイン電流とピンチオフ電圧に
よって決定される。定電流源３の存在により入力電圧Ｖ
iのレベルの如何にかかわらず電界効果トランジスタ１
のドレイン電流Ｉｄ、即ち定電流源３に流入する電流は
一定であるから電界効果トランジスタ１のソース端子と
定電流源３の入力端の間にはＲ・Ｉｄの電圧降下が生じ
る。従って、ｐｎｐトランジスタ４のベースには（Ｖi
−Ｖgs−Ｒ・Ｉｄ）の電圧が印加されることになる。こ
の時、ｐｎｐトランジスタ４のベース・エミッタ間の電
圧をＶbe1と、ｎｐｎトランジスタ５のベース・エミッ
タ間の電圧をＶbe2と、出力端子Ｔｏの出力電圧をＶoと
それぞれ仮定すると、出力電圧Ｖoは（１）式によって
表すことができる。
【００１６】
【数１】 ＶO＝Ｖi−Ｖgs−Ｒ・Ｉｄ＋Ｖbe1−Ｖbe2 （１） 本発明の目的はＶo＝Ｖiとすることであるが、ドリフト
要因としてＶgs、Ｖbe1およびＶbe2が存在する。そこ
で、（１）式より次の（２）式を得る。
要因としてＶgs、Ｖbe1およびＶbe2が存在する。そこ
で、（１）式より次の（２）式を得る。
【数２】 −Ｖgs−Ｒ・Ｉｄ＋Ｖbe1−Ｖbe2＝０ （２） （２）式が成り立てば広帯域増幅器の内部素子に発生す
るドリフトを打ち消すことができる。（２）式は次の
（３）式に変形される。
るドリフトを打ち消すことができる。（２）式は次の
（３）式に変形される。
【数３】 Ｒ＝（−Ｖgs＋Ｖbe1−Ｖbe2）／Ｉｄ （３） ここで、可変抵抗素子Ｒは電界効果トランジスタ２１の
チャンネル抵抗ＲDSと抵抗Ｒ8の合成抵抗であるから、
次の（４）式により表される。
チャンネル抵抗ＲDSと抵抗Ｒ8の合成抵抗であるから、
次の（４）式により表される。
【数４】 Ｒ＝（ＲDS・Ｒ8）／（ＲDS＋Ｒ8） （４） （３）式と（４）式から次の（５）式が得られる。
【数５】 （ＲDS・Ｒ8）／（ＲDS＋Ｒ8）＝（−Ｖgs＋Ｖbe1−Ｖbe2）／Ｉｄ （５） ここで、Ｖgs，Ｖbe1，Vbe2が温度変化などでドリフト
した場合、抵抗Ｒ8を適当に選択し、図２に示すように
電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間電圧を制
御することにより、チャンネル抵抗ＲDSを変化させて
（５）式を満足するようにすれば、出力電圧ＶOは入力
電圧Ｖiと常に等しくなる。
した場合、抵抗Ｒ8を適当に選択し、図２に示すように
電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間電圧を制
御することにより、チャンネル抵抗ＲDSを変化させて
（５）式を満足するようにすれば、出力電圧ＶOは入力
電圧Ｖiと常に等しくなる。
【００１７】周囲温度の変化等により出力電圧Ｖoにド
リフトが現れると、このドリフトに従って出力検出電圧
が変動し、差動増幅器６により入力検出電圧との誤差が
増幅されて制御電圧として電界効果トランジスタ２１の
ゲートに印加される。この制御電圧の変化に従って上述
したようにソース・ドレイン間の抵抗ＲDSが変化する。
電界効果トランジスタ１のドレイン電流Ｉｄは抵抗ＲDS
の変化と無関係に一定に保持されるから、抵抗ＲDSの変
化に従ってｐｎｐトランジスタ４のベース電圧が変化
し、この結果、ｐｎｐトランジスタ４およびｎｐｎトラ
ンジスタ５のベース・エミッタ電圧Ｖbe1およびＶbe2が
変化して出力電圧ＶOのドリフトを消滅させる。このよ
うに、補償回路部Ｃは、入力検出電圧と出力検出電圧が
常に一致するように動作するため、出力電圧ＶOにはド
リフトが生じない。さらに、電界効果トランジスタ１の
ドレイン電流Ｉｄは常に一定値に保持されているから、
電界効果トランジスタ１の相互コンダクタンスもほぼ一
定に保持されて動作点が変動して出力波形が歪む等の不
都合はない。
リフトが現れると、このドリフトに従って出力検出電圧
が変動し、差動増幅器６により入力検出電圧との誤差が
増幅されて制御電圧として電界効果トランジスタ２１の
ゲートに印加される。この制御電圧の変化に従って上述
したようにソース・ドレイン間の抵抗ＲDSが変化する。
電界効果トランジスタ１のドレイン電流Ｉｄは抵抗ＲDS
の変化と無関係に一定に保持されるから、抵抗ＲDSの変
化に従ってｐｎｐトランジスタ４のベース電圧が変化
し、この結果、ｐｎｐトランジスタ４およびｎｐｎトラ
ンジスタ５のベース・エミッタ電圧Ｖbe1およびＶbe2が
変化して出力電圧ＶOのドリフトを消滅させる。このよ
うに、補償回路部Ｃは、入力検出電圧と出力検出電圧が
常に一致するように動作するため、出力電圧ＶOにはド
リフトが生じない。さらに、電界効果トランジスタ１の
ドレイン電流Ｉｄは常に一定値に保持されているから、
電界効果トランジスタ１の相互コンダクタンスもほぼ一
定に保持されて動作点が変動して出力波形が歪む等の不
都合はない。
【００１８】図１の広帯域増幅器の実施例においては、
可変抵抗部２に設けられる可変抵抗素子として電界効果
トランジスタ２１を使用したが、電界効果トランジスタ
２１に変えて図３に示すようにＣｄＳオプト・アイソレ
ータ２４を使用しても良い。図３の実施例においては、
差動増幅器６から出力される制御電圧はＣｄＳオプト・
アイソレータ２４のフォトダイオード２４１に印加され
る。フォトダイオード２４１から制御電圧に比例した強
度の光が出力されてＣｄＳ２４２に照射され、抵抗値を
光強度に従って変化させる。この結果、ＣｄＳオプト・
アイソレータ２４は可変抵抗素子として機能し、流入す
るドレイン電流Ｉｄにより電圧降下Ｒ・Ｉｄ（Ｒは可変
抵抗部２の等価抵抗）を生じる。なお、可変抵抗部２以
外の構成および動作は図１の場合と同様であるので説明
は省略する。
可変抵抗部２に設けられる可変抵抗素子として電界効果
トランジスタ２１を使用したが、電界効果トランジスタ
２１に変えて図３に示すようにＣｄＳオプト・アイソレ
ータ２４を使用しても良い。図３の実施例においては、
差動増幅器６から出力される制御電圧はＣｄＳオプト・
アイソレータ２４のフォトダイオード２４１に印加され
る。フォトダイオード２４１から制御電圧に比例した強
度の光が出力されてＣｄＳ２４２に照射され、抵抗値を
光強度に従って変化させる。この結果、ＣｄＳオプト・
アイソレータ２４は可変抵抗素子として機能し、流入す
るドレイン電流Ｉｄにより電圧降下Ｒ・Ｉｄ（Ｒは可変
抵抗部２の等価抵抗）を生じる。なお、可変抵抗部２以
外の構成および動作は図１の場合と同様であるので説明
は省略する。
【００１９】図４は本発明の別の実施例を示し、図１と
同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図４
の広帯域増幅器と図１の構成との相違は、可変抵抗部２
と定電流源３との中間接続点と低出力インピィーダンス
部Ｂとの間に可変増幅部Ｄを接続したことである。可変
増幅部Ｄは利得の変化可能な演算増幅器７から構成され
ている。低出力インピィーダンス部Ｂはｎｐｎトランジ
スタ５のみよって構成され、該トランジスタ５のベース
に直接、演算増幅器７の出力が印加される。演算増幅器
７には利得を決定するための抵抗Ｒ11が接続され、さら
に連動スイッチ８が投入されると抵抗Ｒ12が抵抗Ｒ11に
並列接続される。また、連動スイッチ８が投入されると
出力側の分圧抵抗Ｒ4と並列に分圧抵抗Ｒ9が接続される
ように構成されている。この例では連動スイッチ８が開
放されている状態では演算増幅器７の利得は２であるが
連動スイッチ８が投入されるとその利得が１０に設定さ
れる。図４の広帯域増幅器においてその入力電圧Ｖiと
出力電圧ＶOの関係は、演算増幅器７の利得をＧとする
と、次の（６）式により表される。
同一部分は同一符号を付してその説明は省略する。図４
の広帯域増幅器と図１の構成との相違は、可変抵抗部２
と定電流源３との中間接続点と低出力インピィーダンス
部Ｂとの間に可変増幅部Ｄを接続したことである。可変
増幅部Ｄは利得の変化可能な演算増幅器７から構成され
ている。低出力インピィーダンス部Ｂはｎｐｎトランジ
スタ５のみよって構成され、該トランジスタ５のベース
に直接、演算増幅器７の出力が印加される。演算増幅器
７には利得を決定するための抵抗Ｒ11が接続され、さら
に連動スイッチ８が投入されると抵抗Ｒ12が抵抗Ｒ11に
並列接続される。また、連動スイッチ８が投入されると
出力側の分圧抵抗Ｒ4と並列に分圧抵抗Ｒ9が接続される
ように構成されている。この例では連動スイッチ８が開
放されている状態では演算増幅器７の利得は２であるが
連動スイッチ８が投入されるとその利得が１０に設定さ
れる。図４の広帯域増幅器においてその入力電圧Ｖiと
出力電圧ＶOの関係は、演算増幅器７の利得をＧとする
と、次の（６）式により表される。
【００２０】
【数６】 ＶO＝（Ｖi−Ｖgs−Ｒ・Ｉｄ）・Ｇ−Ｖbe2 （６） 本発明の目的はＶO＝Ｇ・Ｖiとすることであるが、ドリ
フト要因としてＶgs、Ｖbe2およびＧが存在する。そこ
で、（６）式より（７）式を得る。
フト要因としてＶgs、Ｖbe2およびＧが存在する。そこ
で、（６）式より（７）式を得る。
【数７】 （−Ｖgs−Ｒ・Ｉｄ）・Ｇ−Ｖbe2＝０ （７） （７）式が成立すれば広帯域増幅器の内部素子に発生す
るドリフトを打ち消すことができる。（７）式を変形し
て（８）式を得る。
るドリフトを打ち消すことができる。（７）式を変形し
て（８）式を得る。
【数８】 Ｒ＝（−Ｇ・Ｖgs−Ｖbe2）／（Ｇ・Ｉｄ） （８） 前記（４）式と（８）式から次の（９）式を得る。
【数９】 ＲDS・Ｒ8＝（−Ｇ・Ｖgs−Ｖbe2）／（Ｇ・Ｉｄ） （９） 従って、図１の場合と同様に、電界効果トランジスタ２
１のゲート・ソース間電圧を制御することにより、チャ
ンネル抵抗ＲDSを変化させて（９）式を満足するように
すれば入力電圧Ｖiと出力電圧ＶOを等しくすることがで
きる。図４の場合も電界効果トランジスタ１のドレイン
電流Ｉｄは常に一定であるからその相互コンダクタンス
も一定になり、出力電圧の歪みは生じない。なお、連動
スイッチ投入時の出力検出電圧は、Ｒ4をＲ4・Ｒ9／
（Ｒ4＋Ｒ9）に置換することにより得ることができる。
１のゲート・ソース間電圧を制御することにより、チャ
ンネル抵抗ＲDSを変化させて（９）式を満足するように
すれば入力電圧Ｖiと出力電圧ＶOを等しくすることがで
きる。図４の場合も電界効果トランジスタ１のドレイン
電流Ｉｄは常に一定であるからその相互コンダクタンス
も一定になり、出力電圧の歪みは生じない。なお、連動
スイッチ投入時の出力検出電圧は、Ｒ4をＲ4・Ｒ9／
（Ｒ4＋Ｒ9）に置換することにより得ることができる。
【００２１】
【効果】この発明は、高入力インピーダンス回路として
使用されるソースホロワの電界効果トランジスタに流れ
るドレイン電流を常に一定に維持できるように構成した
ので、該電界効果トランジスタの相互コンダクタンスを
ほぼ一定値に保持することができ、このため広帯域増幅
器の増幅特性が劣化することがない。さらに、周囲温度
変化などにより生じる出力電圧のドリフトは自動的に補
償され、素子の特性のばらつきや温度による動作点の変
化に影響されることのない安定した増幅を実現すること
ができる。特に本発明は、増幅特性に極めて安定性があ
るため、直流からほぼ２５０ＭＨｚの周波数帯域の信号
を測定するオシロスコープの初段の増幅器として最適で
ある。
使用されるソースホロワの電界効果トランジスタに流れ
るドレイン電流を常に一定に維持できるように構成した
ので、該電界効果トランジスタの相互コンダクタンスを
ほぼ一定値に保持することができ、このため広帯域増幅
器の増幅特性が劣化することがない。さらに、周囲温度
変化などにより生じる出力電圧のドリフトは自動的に補
償され、素子の特性のばらつきや温度による動作点の変
化に影響されることのない安定した増幅を実現すること
ができる。特に本発明は、増幅特性に極めて安定性があ
るため、直流からほぼ２５０ＭＨｚの周波数帯域の信号
を測定するオシロスコープの初段の増幅器として最適で
ある。
【００２２】また本発明は、さらに可変利得増幅器を接
続した場合でもドリフトの少ない増幅器を実現できる。
特に、オシロスコープの入力増幅段に使用することによ
り垂直軸感度を容易に切り替えることができる。
続した場合でもドリフトの少ない増幅器を実現できる。
特に、オシロスコープの入力増幅段に使用することによ
り垂直軸感度を容易に切り替えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の広帯域増幅器の実施例を示す回路構成
図。
図。
【図２】電界効果トランジスタのゲート・ソース電圧と
ドレイン・ソース間抵抗の関係を示す特性図。
ドレイン・ソース間抵抗の関係を示す特性図。
【図３】図１の電圧制御部に設けられる可変抵抗素子の
別の実施例を示す図。
別の実施例を示す図。
【図４】本発明の広帯域増幅器の別の実施例を示す回路
構成図。
構成図。
【図５】従来の広帯域増幅器の回路構成図。
１ 電界効果トランジスタ ２ 可変抵抗部 ３ 定電流源 ５ ｎｐｎトランジスタ ６ 演算差動増幅器 ７ 演算増幅器 ８ 連動スイッチ Ｒ3、Ｒ4、Ｒ5，Ｒ6、Ｒ9 分圧抵抗 Ａ 高入力インピーダンス
部 Ｂ 低出力インピーダンス
部 Ｃ 補償回路部 Ｄ 可変増幅部
部 Ｂ 低出力インピーダンス
部 Ｃ 補償回路部 Ｄ 可変増幅部
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/00 - 3/72 G01R 13/22
Claims (2)
- 【請求項１】 入力端子に接続されたソースホロウの電
界効果トランジスタと、該電界効果トランジスタのソー
ス側に接続されて一定のソース電流を流すための定電流
源と、該定電流源に出力端を前記電界効果トランジスタ
のソースに入力端を接続されて印加される制御電圧の大
きさに従って抵抗を変える電圧可変抵抗素子と、該電圧
可変抵抗素子の出力端の電圧信号が供給される出力側ト
ランジスタと、該出力側トランジスタの出力検出電圧と
前記入力端子の入力検出電圧との誤差を前記電圧可変抵
抗素子への制御電圧として印加する電圧制御手段と、前
記電圧可変抵抗素子の出力端の電圧信号を増幅して前記
出力側トランジスタに与える可変利得増幅器と、前記出
力側トランジスタの出力検出電圧レベルを前記可変利得
増幅器の利得の切換えと連動して調整する出力電圧調整
手段とを備え、前記入力検出電圧と出力検出電圧がほぼ
等しくなるように制御されることを特徴とする広帯域増
幅器。 - 【請求項２】 前記入力検出電圧は前記電界効果トラン
ジスタの入力端に接続された分圧抵抗によって成生さ
れ、前記出力検出電圧は前記出力側トランジスタの出力
端に接続された分圧抵抗によって成生されることを特徴
とする請求項１に記載の広帯域増幅器。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04205244A JP3113401B2 (ja) | 1992-07-31 | 1992-07-31 | 広帯域増幅器 |
| KR1019930012521A KR100259745B1 (ko) | 1992-07-31 | 1993-07-05 | 광대역 증폭기 |
| US08/099,569 US5345191A (en) | 1992-07-31 | 1993-07-30 | Broad-band amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04205244A JP3113401B2 (ja) | 1992-07-31 | 1992-07-31 | 広帯域増幅器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0653749A JPH0653749A (ja) | 1994-02-25 |
| JP3113401B2 true JP3113401B2 (ja) | 2000-11-27 |
Family
ID=16503785
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04205244A Expired - Fee Related JP3113401B2 (ja) | 1992-07-31 | 1992-07-31 | 広帯域増幅器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5345191A (ja) |
| JP (1) | JP3113401B2 (ja) |
| KR (1) | KR100259745B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2015008319A1 (ja) * | 2013-07-16 | 2017-03-02 | 株式会社工房利匠 | 落下式自動排泄物処理装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5646575A (en) * | 1995-09-14 | 1997-07-08 | National Semiconductor Corporation | Composite precision, high-frequency rail-to-rail amplifier |
| US5760651A (en) * | 1996-07-30 | 1998-06-02 | Philips Electronics North America Corporation | Inductorless voltage biasing circuit for and Ac-coupled amplifier |
| US6316996B1 (en) * | 1999-10-25 | 2001-11-13 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Adjustable AC load structure |
| DE10002371A1 (de) * | 2000-01-20 | 2001-08-09 | Infineon Technologies Ag | Verstärkerschaltung |
| US8552803B2 (en) * | 2007-12-18 | 2013-10-08 | Qualcomm Incorporated | Amplifier with dynamic bias |
| US9698742B2 (en) * | 2015-10-06 | 2017-07-04 | Allegro Microsystems, Llc | Electronic amplifier with a feedback circuit that includes a transconductance amplifier |
| JP2020010088A (ja) * | 2018-07-03 | 2020-01-16 | エイブリック株式会社 | 差動増幅回路 |
| US10644659B2 (en) * | 2018-08-24 | 2020-05-05 | Allegro Microsystems, Llc | Voltage buffer for input voltages above a supply voltage or below ground voltage |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5975708A (ja) * | 1982-10-12 | 1984-04-28 | テクトロニクス・インコ−ポレイテツド | 緩衝増幅器 |
| JPS59189318A (ja) * | 1983-04-12 | 1984-10-26 | Seiko Instr & Electronics Ltd | 多色表示装置の製造方法 |
| JPS59144914A (ja) * | 1983-02-04 | 1984-08-20 | Agency Of Ind Science & Technol | 移動機械の走行軌跡の制御方法 |
| JPS611926A (ja) * | 1984-06-13 | 1986-01-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 調理器 |
| JPS6115622A (ja) * | 1984-06-29 | 1986-01-23 | 井関農機株式会社 | 収穫機における穀粒収納装置 |
| JPS6282703A (ja) * | 1985-10-07 | 1987-04-16 | Yokogawa Electric Corp | 高入力インピ−ダンス広帯域増幅器 |
| JPH0633145B2 (ja) * | 1986-07-02 | 1994-05-02 | 三菱電機株式会社 | エレベ−タにおける機械室内機器の支持装置 |
| JPS6315764A (ja) * | 1986-07-08 | 1988-01-22 | Toshiba Corp | パルス生成装置 |
-
1992
- 1992-07-31 JP JP04205244A patent/JP3113401B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-07-05 KR KR1019930012521A patent/KR100259745B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-07-30 US US08/099,569 patent/US5345191A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2015008319A1 (ja) * | 2013-07-16 | 2017-03-02 | 株式会社工房利匠 | 落下式自動排泄物処理装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100259745B1 (ko) | 2000-06-15 |
| KR940003161A (ko) | 1994-02-21 |
| US5345191A (en) | 1994-09-06 |
| JPH0653749A (ja) | 1994-02-25 |
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