JP3095343B2 - 歪補償回路 - Google Patents
歪補償回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電流信号がバイポ
ーラトランジスタのコレクタ、エミッタ間を流れる際に
生じる歪みを小さくできる歪補償回路に関するものであ
る。
ーラトランジスタのコレクタ、エミッタ間を流れる際に
生じる歪みを小さくできる歪補償回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の電圧電流変換回路を示す回
路図である。演算増幅器４の非反転入力端子には端子５
から電圧信号ｖINが加えられ、出力側はＰＮＰ形のバイ
ポーラトランジスタＱ１のベースに接続する。トランジ
スタＱ１のエミッタは、抵抗Ｒ１を経て電源電圧ＶCCが
加えられる電源端子３に接続し、コレクタは電流検出回
路６を経て接地される。演算増幅器４の反転入力端子と
トランジスタＱ１のエミッタが接続し、演算増幅器４、
バイポーラトランジスタＱ１はボルテージホロワ回路を
形成している。
路図である。演算増幅器４の非反転入力端子には端子５
から電圧信号ｖINが加えられ、出力側はＰＮＰ形のバイ
ポーラトランジスタＱ１のベースに接続する。トランジ
スタＱ１のエミッタは、抵抗Ｒ１を経て電源電圧ＶCCが
加えられる電源端子３に接続し、コレクタは電流検出回
路６を経て接地される。演算増幅器４の反転入力端子と
トランジスタＱ１のエミッタが接続し、演算増幅器４、
バイポーラトランジスタＱ１はボルテージホロワ回路を
形成している。
【０００３】この電圧電流変換回路では、トランジスタ
Ｑ１のエミッタ電流ｉE は（１）式で表される。なお、
（１）式におけるＲ１は抵抗Ｒ１の抵抗値である。 ｉE ＝（ＶCC−ｖIN）／Ｒ１ （１） つまり、電圧信号ｖINが電流信号としてエミッタ電流ｉ
E に変換される。しかし、エミッタ電流ｉE はトランジ
スタＱ１を通りコレクタ電流ｉC として流れる際に歪み
を生ずる。これは、コレクタ電流ｉC が（２）式で表さ
れ、電流増幅率βがコレクタ電流ｉC によって変化する
ことに主に起因する。 ｉC ＝ｉE ｛β／（β＋１）｝ （２） この電流増幅率βの変化する様子は、電流増幅率βとコ
レクタ電流ｉC の関係を示す特性図である図６に示して
あり、ピークになるコレクタ電流ｉC を挟んでその上下
では通常減少する。
Ｑ１のエミッタ電流ｉE は（１）式で表される。なお、
（１）式におけるＲ１は抵抗Ｒ１の抵抗値である。 ｉE ＝（ＶCC−ｖIN）／Ｒ１ （１） つまり、電圧信号ｖINが電流信号としてエミッタ電流ｉ
E に変換される。しかし、エミッタ電流ｉE はトランジ
スタＱ１を通りコレクタ電流ｉC として流れる際に歪み
を生ずる。これは、コレクタ電流ｉC が（２）式で表さ
れ、電流増幅率βがコレクタ電流ｉC によって変化する
ことに主に起因する。 ｉC ＝ｉE ｛β／（β＋１）｝ （２） この電流増幅率βの変化する様子は、電流増幅率βとコ
レクタ電流ｉC の関係を示す特性図である図６に示して
あり、ピークになるコレクタ電流ｉC を挟んでその上下
では通常減少する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、バイ
ポーラトランジスタの電流増幅率の変化による電流信号
の歪みを小さくする歪補償回路を提供することにある。
ポーラトランジスタの電流増幅率の変化による電流信号
の歪みを小さくする歪補償回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は、バイポーラト
ランジスタのコレクタ、エミッタ間に流れる電流信号の
歪補償回路において、該バイポーラトランジスタのベー
スに入力側が接続する第１の電流ミラー回路、入力側が
第１の電流ミラー回路の出力側に接続する第２の電流ミ
ラー回路からなり、第２の電流ミラー回路の出力側が該
バイポーラトランジスタのコレクタに接続していること
を特徴とする。
ランジスタのコレクタ、エミッタ間に流れる電流信号の
歪補償回路において、該バイポーラトランジスタのベー
スに入力側が接続する第１の電流ミラー回路、入力側が
第１の電流ミラー回路の出力側に接続する第２の電流ミ
ラー回路からなり、第２の電流ミラー回路の出力側が該
バイポーラトランジスタのコレクタに接続していること
を特徴とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】本発明は、ベース電流にほぼ等し
い電流とコレクタ電流の和の電流を出力側のコレクタ側
で検出することにより、電流増幅率の変化の影響を除く
ようにしてある。
い電流とコレクタ電流の和の電流を出力側のコレクタ側
で検出することにより、電流増幅率の変化の影響を除く
ようにしてある。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の歪補償回路の実施例を示す回
路図である図１を参照しながら説明する。なお、図５と
同一部分は同じ符号を付与してある。図１において、Ｐ
ＮＰ形のバイポーラトランジスタＱ１のエミッタは抵抗
Ｒ１を経て電源端子３に接続し、コレクタは電流検出回
路６を経て接地される。ベースにはＮＰＮ形のトランジ
スタＱ２、Ｑ３からなる第１の電流ミラー回路１が接続
し、入力側のトランジスタＱ２のコレクタが接続する。
トランジスタＱ２、Ｑ３のエミッタは共通接続され、演
算増幅器４の出力側に接続する。ＰＮＰ形のトランジス
タＱ４、Ｑ５からなる第２の電流ミラー回路２が第１の
電流ミラー回路１に接続し、入力側のトランジスタＱ４
のコレクタと第１の電流ミラー回路１の出力側のトラン
ジスタＱ３のコレクタが接続している。そして出力側の
トランジスタＱ５のエミッタは、接続点Ｐ１でトランジ
スタＱ１のコレクタに接続する。
路図である図１を参照しながら説明する。なお、図５と
同一部分は同じ符号を付与してある。図１において、Ｐ
ＮＰ形のバイポーラトランジスタＱ１のエミッタは抵抗
Ｒ１を経て電源端子３に接続し、コレクタは電流検出回
路６を経て接地される。ベースにはＮＰＮ形のトランジ
スタＱ２、Ｑ３からなる第１の電流ミラー回路１が接続
し、入力側のトランジスタＱ２のコレクタが接続する。
トランジスタＱ２、Ｑ３のエミッタは共通接続され、演
算増幅器４の出力側に接続する。ＰＮＰ形のトランジス
タＱ４、Ｑ５からなる第２の電流ミラー回路２が第１の
電流ミラー回路１に接続し、入力側のトランジスタＱ４
のコレクタと第１の電流ミラー回路１の出力側のトラン
ジスタＱ３のコレクタが接続している。そして出力側の
トランジスタＱ５のエミッタは、接続点Ｐ１でトランジ
スタＱ１のコレクタに接続する。
【０００８】第２の電流ミラー回路２のトランジスタＱ
４、Ｑ５の共通接続されたエミッタは、電源電圧ＶCCの
加えられる電源端子３に接続する。演算増幅器４の反転
入力端子にはトランジスタＱ１のエミッタが接続され
る。演算増幅器４の非反転入力端子には端子５から電圧
信号ｖINが加えられる。演算増幅器４、第１の電流ミラ
ー回路１、トランジスタＱ１はボルテージホロワ回路を
形成している。
４、Ｑ５の共通接続されたエミッタは、電源電圧ＶCCの
加えられる電源端子３に接続する。演算増幅器４の反転
入力端子にはトランジスタＱ１のエミッタが接続され
る。演算増幅器４の非反転入力端子には端子５から電圧
信号ｖINが加えられる。演算増幅器４、第１の電流ミラ
ー回路１、トランジスタＱ１はボルテージホロワ回路を
形成している。
【０００９】このように形成された全体の回路は電圧電
流変換回路を構成しており、演算増幅器４はトランジス
タＱ１のエミッタに端子５に加えられる電圧信号ｖINを
生ずるように第１の電流ミラー回路１の電流、つまりト
ランジスタＱ１のベース電流ｉB を設定する。したがっ
て、電圧信号ｖINは（１）式で表されるエミッタ電流ｉ
E に変換される。そしてこのエミッタ電流ｉE が電流信
号としてコレクタに流れ、（２）式で表されるコレクタ
電流ｉC が得られる。
流変換回路を構成しており、演算増幅器４はトランジス
タＱ１のエミッタに端子５に加えられる電圧信号ｖINを
生ずるように第１の電流ミラー回路１の電流、つまりト
ランジスタＱ１のベース電流ｉB を設定する。したがっ
て、電圧信号ｖINは（１）式で表されるエミッタ電流ｉ
E に変換される。そしてこのエミッタ電流ｉE が電流信
号としてコレクタに流れ、（２）式で表されるコレクタ
電流ｉC が得られる。
【００１０】しかし、本発明では第１の電流ミラー回路
１と第２の電流ミラー回路２からなる歪補償回路によ
り、トランジスタＱ１のベース電流ｉB とほぼ等しい電
流ｉB1が接続点Ｐ１でコレクタ電流ｉC に加えられる。
電流ｉB1は（３）式で表される。したがって、電流検出
回路６では（４）式で表されるコレクタ電流ｉC と電流
ｉB1の和の電流ｉC1が流れる。 ｉB1≒ｉC ／β＝ｉE ｛１／（β＋１）｝ （３） ｉC ＋ｉB1＝ｉE ｛β/(β＋1)｝＋ｉE ｛1/( β＋１) ｝＝ｉC1≒ｉE （４） （４）式から明らかなように、電流ｉC1は電流増幅率β
の項が消えており、しかもエミッタ電流ｉE との差は小
さい。
１と第２の電流ミラー回路２からなる歪補償回路によ
り、トランジスタＱ１のベース電流ｉB とほぼ等しい電
流ｉB1が接続点Ｐ１でコレクタ電流ｉC に加えられる。
電流ｉB1は（３）式で表される。したがって、電流検出
回路６では（４）式で表されるコレクタ電流ｉC と電流
ｉB1の和の電流ｉC1が流れる。 ｉB1≒ｉC ／β＝ｉE ｛１／（β＋１）｝ （３） ｉC ＋ｉB1＝ｉE ｛β/(β＋1)｝＋ｉE ｛1/( β＋１) ｝＝ｉC1≒ｉE （４） （４）式から明らかなように、電流ｉC1は電流増幅率β
の項が消えており、しかもエミッタ電流ｉE との差は小
さい。
【００１１】このことにより、電流検出回路６には電流
増幅率βの変化の影響をほとんど受けない電流ｉC1が流
れることが（４）式からわかる。つまり、エミッタを入
力側、コレクタを出力側として伝えられる電流信号は電
流検出回路６では歪みがほとんど除かれた状態で検出さ
れる。なお、コレクタ電流ｉC と電流ｉB1の和をエミッ
タ電流ｉE に等しくできれば歪みを完全になくすことが
できるが、電流ｉB1は第１の電流ミラー回路１と第２の
電流ミラー回路２により得られるので、ベース電流ｉB
との差をわずかに生ずることは避けられない。しかし、
実用上特に問題を生ずることはない。電流ミラー回路は
ミラー電流の差を小さくするための種々の回路が公知で
あり、そのような回路を用いることにより電流ｉB1とベ
ース電流ｉB の差をいっそう小さくすることもできる。
増幅率βの変化の影響をほとんど受けない電流ｉC1が流
れることが（４）式からわかる。つまり、エミッタを入
力側、コレクタを出力側として伝えられる電流信号は電
流検出回路６では歪みがほとんど除かれた状態で検出さ
れる。なお、コレクタ電流ｉC と電流ｉB1の和をエミッ
タ電流ｉE に等しくできれば歪みを完全になくすことが
できるが、電流ｉB1は第１の電流ミラー回路１と第２の
電流ミラー回路２により得られるので、ベース電流ｉB
との差をわずかに生ずることは避けられない。しかし、
実用上特に問題を生ずることはない。電流ミラー回路は
ミラー電流の差を小さくするための種々の回路が公知で
あり、そのような回路を用いることにより電流ｉB1とベ
ース電流ｉB の差をいっそう小さくすることもできる。
【００１２】図３は、図１の回路で電流検出回路６で検
出される電流信号の状態を示す特性図である。特性図
は、電流検出回路６として抵抗を用いて電流信号を電圧
として測定し、主波と第２高調波の大きさを比較して示
したものである。入力される電圧信号ｖINは周波数が１
ＫＨｚの正弦波であり、出力電圧の主波の周波数は１Ｋ
Ｈｚ、第２高調波の周波数は２ＫＨｚである。図３で
は、第２高調波の電圧は２μＶ、主波の電圧が１００ｍ
Ｖであるから、歪率は０．００２％（２／１０5 ）であ
る。
出される電流信号の状態を示す特性図である。特性図
は、電流検出回路６として抵抗を用いて電流信号を電圧
として測定し、主波と第２高調波の大きさを比較して示
したものである。入力される電圧信号ｖINは周波数が１
ＫＨｚの正弦波であり、出力電圧の主波の周波数は１Ｋ
Ｈｚ、第２高調波の周波数は２ＫＨｚである。図３で
は、第２高調波の電圧は２μＶ、主波の電圧が１００ｍ
Ｖであるから、歪率は０．００２％（２／１０5 ）であ
る。
【００１３】図４は接続点Ｐ１を設けることなく、第２
の電流ミラー回路２のトランジスタＱ５のコレクタを接
地した場合の特性図を示してあり、図３の場合と同じよ
うにして電流信号を電圧として測定してある。図４で
は、第２高調波の電圧は６０μＶ、主波の電圧が１００
ｍＶであるから、歪率は０．０６％である。図３と図４
の比較から、コレクタ電流ｉC にベース電流に相当する
電流ｉB1を加えた場合には第２高調波が少なくなり、電
圧の歪みが小さくなることが明らかである。
の電流ミラー回路２のトランジスタＱ５のコレクタを接
地した場合の特性図を示してあり、図３の場合と同じよ
うにして電流信号を電圧として測定してある。図４で
は、第２高調波の電圧は６０μＶ、主波の電圧が１００
ｍＶであるから、歪率は０．０６％である。図３と図４
の比較から、コレクタ電流ｉC にベース電流に相当する
電流ｉB1を加えた場合には第２高調波が少なくなり、電
圧の歪みが小さくなることが明らかである。
【００１４】図２は、本発明の歪補償回路の他の実施例
を示す回路図である。図２の全体の回路は電流スイッチ
回路を示しており、差動対を形成するＮＰＮ形のバイポ
ーラトランジスタＱ１０、Ｑ１１のいずれかを電流信号
が流れるようにしてある。共通接続されたエミッタに得
られる電流信号は、電流源７として表してある。スイッ
チＳＷがオンの時にはトランジスタＱ１０のエミッタと
コレクタ間、オフの時はトランジスタＱ１１のエミッタ
とコレクタ間を電流信号が流れる。歪補償回路は、トラ
ンジスタＱ１１を流れる電流信号の歪みを小さくするた
めに接続されている。
を示す回路図である。図２の全体の回路は電流スイッチ
回路を示しており、差動対を形成するＮＰＮ形のバイポ
ーラトランジスタＱ１０、Ｑ１１のいずれかを電流信号
が流れるようにしてある。共通接続されたエミッタに得
られる電流信号は、電流源７として表してある。スイッ
チＳＷがオンの時にはトランジスタＱ１０のエミッタと
コレクタ間、オフの時はトランジスタＱ１１のエミッタ
とコレクタ間を電流信号が流れる。歪補償回路は、トラ
ンジスタＱ１１を流れる電流信号の歪みを小さくするた
めに接続されている。
【００１５】第１の電流ミラー回路１はＰＮＰ形のトラ
ンジスタＱ６、Ｑ７から形成され、入力側のトランジス
タＱ７のコレクタがトランジスタＱ１１のベースに接続
し、共通接続されたエミッタは電圧源Ｅ１に接続する。
第２の電流ミラー回路２はＮＰＮ形のトランジスタＱ
８、Ｑ９から形成され、入力側のトランジスタＱ８のコ
レクタが第１の電流ミラー回路１の出力側のトランジス
タＱ６のコレクタに接続する。トランジスタＱ８、Ｑ９
のエミッタは共通接続され接地される。そして、出力側
のトランジスタＱ９のコレクタが接続点Ｐ１でトランジ
スタＱ１１のコレクタに接続される。
ンジスタＱ６、Ｑ７から形成され、入力側のトランジス
タＱ７のコレクタがトランジスタＱ１１のベースに接続
し、共通接続されたエミッタは電圧源Ｅ１に接続する。
第２の電流ミラー回路２はＮＰＮ形のトランジスタＱ
８、Ｑ９から形成され、入力側のトランジスタＱ８のコ
レクタが第１の電流ミラー回路１の出力側のトランジス
タＱ６のコレクタに接続する。トランジスタＱ８、Ｑ９
のエミッタは共通接続され接地される。そして、出力側
のトランジスタＱ９のコレクタが接続点Ｐ１でトランジ
スタＱ１１のコレクタに接続される。
【００１６】このように形成された電流スイッチ回路に
おける歪補償回路は、トランジスタＱ１１のベースに流
れ込むベース電流ｉB に相当する電流ｉB1を第２の電流
ミラー回路２によりコレクタ側から差し引くようにして
ある。したがって、トランジスタＱ１１のエミッタ電流
ｉE と電流検出回路６を経て接続点Ｐ１に流れる込む電
流ｉC1の差が極めて小さくなり、電流検出回路６で検出
される電流ｉC1、つまり電流信号の歪みを小さくでき
る。本発明の歪補償回路は、このように出力側であるト
ランジスタのコレクタ側でベース電流にほぼ等しい電流
とコレクタ電流の和の電流を作り出して検出することに
より、電流信号の歪みを小さくするようにしてある。本
発明の歪補償回路は電圧電流変換回路、電流スイッチ回
路に用いられる場合を説明したが、その他の種々の回路
に広く用い得ることは明らかである。なお、第１と第２
の電流ミラー回路は異なる導電形のトランジスタを用い
て形成される。
おける歪補償回路は、トランジスタＱ１１のベースに流
れ込むベース電流ｉB に相当する電流ｉB1を第２の電流
ミラー回路２によりコレクタ側から差し引くようにして
ある。したがって、トランジスタＱ１１のエミッタ電流
ｉE と電流検出回路６を経て接続点Ｐ１に流れる込む電
流ｉC1の差が極めて小さくなり、電流検出回路６で検出
される電流ｉC1、つまり電流信号の歪みを小さくでき
る。本発明の歪補償回路は、このように出力側であるト
ランジスタのコレクタ側でベース電流にほぼ等しい電流
とコレクタ電流の和の電流を作り出して検出することに
より、電流信号の歪みを小さくするようにしてある。本
発明の歪補償回路は電圧電流変換回路、電流スイッチ回
路に用いられる場合を説明したが、その他の種々の回路
に広く用い得ることは明らかである。なお、第１と第２
の電流ミラー回路は異なる導電形のトランジスタを用い
て形成される。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたように本発明の歪補償回路
は、出力側であるトランジスタのコレクタ側でベース電
流にほぼ等しい電流とコレクタ電流の和の電流を作り出
し、入力側のエミッタ電流との差の小さなこの電流を検
出することにより、電流増幅率の変化によって生じる電
流信号の歪みを小さくできる。したがって、電流信号の
歪みについて厳しい要求のある回路においては極めて実
用的であり、応用範囲の広い発明である。
は、出力側であるトランジスタのコレクタ側でベース電
流にほぼ等しい電流とコレクタ電流の和の電流を作り出
し、入力側のエミッタ電流との差の小さなこの電流を検
出することにより、電流増幅率の変化によって生じる電
流信号の歪みを小さくできる。したがって、電流信号の
歪みについて厳しい要求のある回路においては極めて実
用的であり、応用範囲の広い発明である。
【図１】 本発明の歪補償回路の実施例を示す回路図で
ある。
ある。
【図２】 本発明の歪補償回路の別の実施例を示す回路
図である。
図である。
【図３】 図１の回路の特性図である。
【図４】 図１の回路を変更した場合の特性図である。
【図５】 従来の電圧電流変換回路の回路図である。
【図６】 電流増幅率とコレクタ電流の関係を示す特性
図である。
図である。
１ 第１の電流ミラー回路 ２ 第２の電流ミラー回路 ４ 演算増幅器 Ｑ１ バイポーラトランジスタ
Claims (3)
- 【請求項１】 バイポーラトランジスタのコレクタ、エ
ミッタ間に流れる電流信号の歪補償回路において、該バ
イポーラトランジスタのベースに入力側が接続する第１
の電流ミラー回路、入力側が第１の電流ミラー回路の出
力側に接続する第２の電流ミラー回路からなり、第２の
電流ミラー回路の出力側が該バイポーラトランジスタの
コレクタに接続していることを特徴とする歪補償回路。 - 【請求項２】 第１の電流ミラー回路にはその電流を設
定する演算増幅器の出力側、演算増幅器の反転入力端子
には前記バイポーラトランジスタのエミッタを夫々接続
し、演算増幅器の非反転入力端子には電圧信号が加えら
れる電圧電流変換回路を形成している請求項１に記載さ
れた歪補償回路。 - 【請求項３】 前記バイポーラトランジスタは電流スイ
ッチ回路の差動対を形成する片側のトランジスタである
請求項１に記載された歪補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07303871A JP3095343B2 (ja) | 1995-10-27 | 1995-10-27 | 歪補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07303871A JP3095343B2 (ja) | 1995-10-27 | 1995-10-27 | 歪補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09130156A JPH09130156A (ja) | 1997-05-16 |
| JP3095343B2 true JP3095343B2 (ja) | 2000-10-03 |
Family
ID=17926284
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07303871A Expired - Fee Related JP3095343B2 (ja) | 1995-10-27 | 1995-10-27 | 歪補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3095343B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101682853B1 (ko) * | 2016-04-06 | 2016-12-05 | 김정훈 | 수영 보조 기구 |
-
1995
- 1995-10-27 JP JP07303871A patent/JP3095343B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101682853B1 (ko) * | 2016-04-06 | 2016-12-05 | 김정훈 | 수영 보조 기구 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09130156A (ja) | 1997-05-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |