JP3092540B2 - 高周波受信回路 - Google Patents
高周波受信回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はヘテロダイン方式の
高周波受信回路に関し、特にＴＶ／ＶＴＲに用いられる
高周波受信回路に関する。
高周波受信回路に関し、特にＴＶ／ＶＴＲに用いられる
高周波受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＴＶやＶＴＲに用いられる高周波
受信回路、特にヘテロダイン方式を用いた高周波受信回
路の一例を図６に示す。同図はブロック構成図であり、
ＶＨＦ側とＵＨＦ側のうち、ＶＨＦ側の構成を中心に説
明する。アンテナ１で受信したＲＦ入力の受信周波数つ
まりＲＦ受信周波数をｆRFとし、これをＲＦ増幅器２で
増幅し、増幅されたｆRFをミキサ３により周波数変換
し、中間周波数のＩＦ出力として出力する。このミキサ
３では、外付けのＬＣ共振回路４によって設定される発
振器５からの局部発振周波数ｆOSC で周波数変換され
る。このＩＦ周波数をｆIFとし、これをＩＦ増幅器７で
増幅する。その後、同調回路８により所望の周波数が選
択され、第２ＩＦ増幅器９で増幅されてＩＦ出力として
出力される。この構成はＵＨＦ側においても同様であ
り、それぞれ同一符号に「’」を付して示している。そ
して、前記したＬＣ共振回路４，４’の中の図外の可変
容量コンデンサをコントロールする電圧つまりチューニ
ング電圧ＶｔｕはＰＬＬシンセサイザ１０から出力され
る。なお、このＰＬＬシンセサイザ１０からは、ＶＨＦ
／ＵＨＦを切り替えるスイッチング信号ＶＬ，ＶＨ，Ｕ
が出力され、前記ＬＣ共振回路４，４’に入力される。
また、前記発振器５，５’の出力はバッファ６を介して
ＰＬＬシンセサイザ１０に帰還される。
受信回路、特にヘテロダイン方式を用いた高周波受信回
路の一例を図６に示す。同図はブロック構成図であり、
ＶＨＦ側とＵＨＦ側のうち、ＶＨＦ側の構成を中心に説
明する。アンテナ１で受信したＲＦ入力の受信周波数つ
まりＲＦ受信周波数をｆRFとし、これをＲＦ増幅器２で
増幅し、増幅されたｆRFをミキサ３により周波数変換
し、中間周波数のＩＦ出力として出力する。このミキサ
３では、外付けのＬＣ共振回路４によって設定される発
振器５からの局部発振周波数ｆOSC で周波数変換され
る。このＩＦ周波数をｆIFとし、これをＩＦ増幅器７で
増幅する。その後、同調回路８により所望の周波数が選
択され、第２ＩＦ増幅器９で増幅されてＩＦ出力として
出力される。この構成はＵＨＦ側においても同様であ
り、それぞれ同一符号に「’」を付して示している。そ
して、前記したＬＣ共振回路４，４’の中の図外の可変
容量コンデンサをコントロールする電圧つまりチューニ
ング電圧ＶｔｕはＰＬＬシンセサイザ１０から出力され
る。なお、このＰＬＬシンセサイザ１０からは、ＶＨＦ
／ＵＨＦを切り替えるスイッチング信号ＶＬ，ＶＨ，Ｕ
が出力され、前記ＬＣ共振回路４，４’に入力される。
また、前記発振器５，５’の出力はバッファ６を介して
ＰＬＬシンセサイザ１０に帰還される。
【０００３】このような高周波受信回路では、ＶＨＦの
特定の周波数受信時のみ歪みが発生し、受信特性を劣化
させるという問題が生じる。この歪み特性は６ｃｈビー
トと称される。この６ｃｈビートについて説明する。ア
メリカチャンネルにおいて受信周波数（ｆRF）は音声用
と映像用との２つがあり、それぞれｆRF（Ｓ），ｆRF
（Ｐ）と示す。これらはＶＨＦ（ＬＯＷ）帯（ＶＬ），
ＶＨＦ（ＨＩＧＨ）帯（ＶＨ），ＵＨＦ帯（Ｕ）の３バ
ンドに大きく分かれている。また、周波数変換した後の
中間周波数（ｆIF）にも音声用と映像用の２つがあり、
それぞれ、 ｆIF（Ｓ）＝４１．２５ＭＨｚ ｆIF（Ｐ）＝４５．７５ＭＨｚ である。さらにｆIFを作り出すのに必要な局部発振周波
数（ｆOSC ）は次の（１）式が成り立つように定められ
る。 ｆOSC ＝（ｆRF（Ｓ）＋ｆRF（Ｐ））／２＋（ｆIF（Ｓ）＋ｆIF（Ｐ））／２… （１）式
特定の周波数受信時のみ歪みが発生し、受信特性を劣化
させるという問題が生じる。この歪み特性は６ｃｈビー
トと称される。この６ｃｈビートについて説明する。ア
メリカチャンネルにおいて受信周波数（ｆRF）は音声用
と映像用との２つがあり、それぞれｆRF（Ｓ），ｆRF
（Ｐ）と示す。これらはＶＨＦ（ＬＯＷ）帯（ＶＬ），
ＶＨＦ（ＨＩＧＨ）帯（ＶＨ），ＵＨＦ帯（Ｕ）の３バ
ンドに大きく分かれている。また、周波数変換した後の
中間周波数（ｆIF）にも音声用と映像用の２つがあり、
それぞれ、 ｆIF（Ｓ）＝４１．２５ＭＨｚ ｆIF（Ｐ）＝４５．７５ＭＨｚ である。さらにｆIFを作り出すのに必要な局部発振周波
数（ｆOSC ）は次の（１）式が成り立つように定められ
る。 ｆOSC ＝（ｆRF（Ｓ）＋ｆRF（Ｐ））／２＋（ｆIF（Ｓ）＋ｆIF（Ｐ））／２… （１）式
【０００４】このときに歪みが発生する周波数を算出す
る式を次の（２）式に示す。 （歪みが発生する周波数）＝ｆOSC −（ｆIF（Ｓ）＋ｆIF（Ｐ））…（２）式 ここで、アメリカチャンネルにおいて６ｃｈ受信時の各
周波数は、 ｆRF（Ｓ）＝８３．２５ＭＨｚ ｆRF（Ｐ）＝８７．７５ＭＨｚ（ＶＬＯＷ帯） ｆOSC ＝＝１２９ＭＨｚ （以上、（３）式） であり、これらの値を（２）式に代入すると歪みが発生
する周波数は４２ＭＨｚ時という結果が得られる。これ
は前記した２つの中間周波数の間にあり、この歪みのレ
ベルが大きくなるとＴＶ画面等に影響が生じる。このよ
うに周波数関係上必然的に発生し、かつそれが中間周波
数帯に発生するのはこれらの周波数関係のときのみであ
り、このとき発生する歪みを特に「６ｃｈビート」と呼
ぶ。
る式を次の（２）式に示す。 （歪みが発生する周波数）＝ｆOSC −（ｆIF（Ｓ）＋ｆIF（Ｐ））…（２）式 ここで、アメリカチャンネルにおいて６ｃｈ受信時の各
周波数は、 ｆRF（Ｓ）＝８３．２５ＭＨｚ ｆRF（Ｐ）＝８７．７５ＭＨｚ（ＶＬＯＷ帯） ｆOSC ＝＝１２９ＭＨｚ （以上、（３）式） であり、これらの値を（２）式に代入すると歪みが発生
する周波数は４２ＭＨｚ時という結果が得られる。これ
は前記した２つの中間周波数の間にあり、この歪みのレ
ベルが大きくなるとＴＶ画面等に影響が生じる。このよ
うに周波数関係上必然的に発生し、かつそれが中間周波
数帯に発生するのはこれらの周波数関係のときのみであ
り、このとき発生する歪みを特に「６ｃｈビート」と呼
ぶ。
【０００５】このため、図６に示したような回路構成の
ＶＨＦ側においては、図７のように、ミキサ３の入力側
と接地との間にダンピング抵抗と称される抵抗１２を接
続し、ミキサ３ヘの入カレベルを抑制することにより、
前記した６ｃｈビートの改善を行っている。
ＶＨＦ側においては、図７のように、ミキサ３の入力側
と接地との間にダンピング抵抗と称される抵抗１２を接
続し、ミキサ３ヘの入カレベルを抑制することにより、
前記した６ｃｈビートの改善を行っている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図７に
示したように、６ｃｈビートを改善するためにミキサ３
の入力にダンピング抵抗１２を挿入した場合、６ｃｈビ
ートが発生しない受信周波数においても変換利得が低下
し、雑音指数が悪化するという問題がある。その理由
は、ダンピング抵抗１２の有無を切り替える機能がなく
ＶＨＦ受信時は常にダンピング抵抗１２が接続された状
態でアンテナ１からの信号を受信するためである。
示したように、６ｃｈビートを改善するためにミキサ３
の入力にダンピング抵抗１２を挿入した場合、６ｃｈビ
ートが発生しない受信周波数においても変換利得が低下
し、雑音指数が悪化するという問題がある。その理由
は、ダンピング抵抗１２の有無を切り替える機能がなく
ＶＨＦ受信時は常にダンピング抵抗１２が接続された状
態でアンテナ１からの信号を受信するためである。
【０００７】本発明の目的は、特定の周波数受信時のみ
ダンピング抵抗を動作させることにより、６ｃｈビート
を改善することが可能な高周波受信回路を提供すること
である。
ダンピング抵抗を動作させることにより、６ｃｈビート
を改善することが可能な高周波受信回路を提供すること
である。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、ヘテロダイン
構成の高周波受信回路に設けられるミキサの入力端と接
地との間にダンピング抵抗とスイッチング素子が直列に
接続され、かつこのスイッチング素子を所定の受信周波
数のときにのみオン状態とする回路手段を備えることを
特徴とする。この回路手段は、局部発振回路から出力さ
れる局部発振信号の周波数を検出し、前記所定の受信周
波数を周波数変換する際の局部発振周波数のときにスイ
ッチング素子をオン状態とする構成とされる。また、ス
イッチング素子はトランジスタであり、前記回路手段は
前記所定の受信周波数を検出したときにこのトランジス
タをオンさせる電圧を出力するように構成される。これ
らの場合、回路手段は所定の受信回路を周波数変換する
際の局部発振周波数を検出したときにのみ所定のレベル
信号を出力するウィンドウ型のコンパレータ回路で構成
されることが好ましい。さらに、ＶＨＦ受信回路とＵＨ
Ｆ受信回路とを一体的に有する高周波受信回路の場合に
は、前記ダンピング抵抗、スイッチング素子、および回
路手段はＶＨＦ受信回路にのみ設けられ、かつ前記回路
手段はＶＨＦ受信回路が駆動されるときのみ動作される
ように構成される。
構成の高周波受信回路に設けられるミキサの入力端と接
地との間にダンピング抵抗とスイッチング素子が直列に
接続され、かつこのスイッチング素子を所定の受信周波
数のときにのみオン状態とする回路手段を備えることを
特徴とする。この回路手段は、局部発振回路から出力さ
れる局部発振信号の周波数を検出し、前記所定の受信周
波数を周波数変換する際の局部発振周波数のときにスイ
ッチング素子をオン状態とする構成とされる。また、ス
イッチング素子はトランジスタであり、前記回路手段は
前記所定の受信周波数を検出したときにこのトランジス
タをオンさせる電圧を出力するように構成される。これ
らの場合、回路手段は所定の受信回路を周波数変換する
際の局部発振周波数を検出したときにのみ所定のレベル
信号を出力するウィンドウ型のコンパレータ回路で構成
されることが好ましい。さらに、ＶＨＦ受信回路とＵＨ
Ｆ受信回路とを一体的に有する高周波受信回路の場合に
は、前記ダンピング抵抗、スイッチング素子、および回
路手段はＶＨＦ受信回路にのみ設けられ、かつ前記回路
手段はＶＨＦ受信回路が駆動されるときのみ動作される
ように構成される。
【０００９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施形態の回
路図である。アンテナ１で受信したＲＦ入力の受信周波
数つまりＲＦ受信周波数をｆRFとし、これをＲＦ増幅器
２で増幅し、増幅されたｆRFをミキサ３により周波数変
換し、中間周波数のＩＦ出力として出力する。このミキ
サ３では、外付けのＬＣ共振回路４によって設定される
発振器５での局部発振周波数ｆOSC で周波数変換され
る。このＩＦ周波数をｆIFとし、これをＩＦ増幅器７で
増幅する。その後、同調回路８により所望の周波数が選
択され、第２ＩＦ増幅器９で増幅されてＩＦ出力として
出力される。なお、ＩＦ増幅器７までの構成はＵＨＦ側
においても同様であり、同一符号に「’」を付してあ
る。さらに、前記ＬＣ共振回路４の中の図外の可変容量
コンデンサをコントロールする電圧つまりチューニング
電圧ＶｔｕはＰＬＬシンセサイザ１０から出力される。
また、このＰＬＬシンセサイザ１０からは、ＶＨＦ／Ｕ
ＨＦを切り替えるスイッチング信号ＶＬ，ＶＨ，Ｕが出
力され、前記ＬＣ共振回路４，４’に入力される。な
お、６はＬＣ発振器５，５’での発振周波数をＰＬＬシ
ンセサイザ１０に帰還する際に用いられるバッファであ
る。
参照して説明する。図１は本発明の第１の実施形態の回
路図である。アンテナ１で受信したＲＦ入力の受信周波
数つまりＲＦ受信周波数をｆRFとし、これをＲＦ増幅器
２で増幅し、増幅されたｆRFをミキサ３により周波数変
換し、中間周波数のＩＦ出力として出力する。このミキ
サ３では、外付けのＬＣ共振回路４によって設定される
発振器５での局部発振周波数ｆOSC で周波数変換され
る。このＩＦ周波数をｆIFとし、これをＩＦ増幅器７で
増幅する。その後、同調回路８により所望の周波数が選
択され、第２ＩＦ増幅器９で増幅されてＩＦ出力として
出力される。なお、ＩＦ増幅器７までの構成はＵＨＦ側
においても同様であり、同一符号に「’」を付してあ
る。さらに、前記ＬＣ共振回路４の中の図外の可変容量
コンデンサをコントロールする電圧つまりチューニング
電圧ＶｔｕはＰＬＬシンセサイザ１０から出力される。
また、このＰＬＬシンセサイザ１０からは、ＶＨＦ／Ｕ
ＨＦを切り替えるスイッチング信号ＶＬ，ＶＨ，Ｕが出
力され、前記ＬＣ共振回路４，４’に入力される。な
お、６はＬＣ発振器５，５’での発振周波数をＰＬＬシ
ンセサイザ１０に帰還する際に用いられるバッファであ
る。
【００１０】さらに、前記ＶＨＦ側では、前記ミキサ３
への入力端にダンピング抵抗１２の一端を接続し、かつ
このダンピング抵抗１２の他端はスイッチング素子１３
としてのＰＮＰトランジスタのエミッタに接続し、この
トランジスタ１３のコレクタは接地している。また、こ
のトランジスタ１３をオン、オフ動作させるためのコン
パレータ回路１４が設けられており、前記スイッチング
信号ＶＬとチューニング電圧Ｖｔｕに基づいてその出力
をトランジスタ１３のベースに入力している。これらは
６ｃｈビート制御回路１１を構成しており、前記コンパ
レータ回路１４では、ＰＬＬシンセサイザ１０より出力
されるスイッチング電圧ＶＬをその電源電圧として回路
内に入力させており、またにＰＬＬシンセサイザ１０か
ら出力されるチューニング電圧Ｖｔｕを可変抵抗ＶＲお
よび抵抗Ｒにより分圧してコンパレータ回路１４に入力
させている。なお、このコンパレータ回路１４にはある
範囲内の入力が入ったときのみ出力がＬＯＷとなるウィ
ンドウ型のコンパレータ回路を使用している。
への入力端にダンピング抵抗１２の一端を接続し、かつ
このダンピング抵抗１２の他端はスイッチング素子１３
としてのＰＮＰトランジスタのエミッタに接続し、この
トランジスタ１３のコレクタは接地している。また、こ
のトランジスタ１３をオン、オフ動作させるためのコン
パレータ回路１４が設けられており、前記スイッチング
信号ＶＬとチューニング電圧Ｖｔｕに基づいてその出力
をトランジスタ１３のベースに入力している。これらは
６ｃｈビート制御回路１１を構成しており、前記コンパ
レータ回路１４では、ＰＬＬシンセサイザ１０より出力
されるスイッチング電圧ＶＬをその電源電圧として回路
内に入力させており、またにＰＬＬシンセサイザ１０か
ら出力されるチューニング電圧Ｖｔｕを可変抵抗ＶＲお
よび抵抗Ｒにより分圧してコンパレータ回路１４に入力
させている。なお、このコンパレータ回路１４にはある
範囲内の入力が入ったときのみ出力がＬＯＷとなるウィ
ンドウ型のコンパレータ回路を使用している。
【００１１】以上の構成の回路における６ｃｈビートの
改善動作を説明する。前記した６ｃｈビート発生時を判
定する条件はアメリカチャンネルの場合（３）式から次
のように示される。 「ＶＬ帯受信時でかつ、ＯＳＣ周波数が１２９ＭＨｚ時」 …（４） これを図２の局部発振周波数（ｆOSC ）とチューニング
電圧（Ｖｔｕ）の相関図を参照して説明する。まず、Ｖ
Ｌ帯受信時を判定するためにＰＬＬシンセサイザ１０か
ら出力されるＶＬへのスイッチング出力をコンパレータ
回路１４の電源電圧として使用する。これによりコンパ
レータ回路１４はＶＬ時のみ動作する。
改善動作を説明する。前記した６ｃｈビート発生時を判
定する条件はアメリカチャンネルの場合（３）式から次
のように示される。 「ＶＬ帯受信時でかつ、ＯＳＣ周波数が１２９ＭＨｚ時」 …（４） これを図２の局部発振周波数（ｆOSC ）とチューニング
電圧（Ｖｔｕ）の相関図を参照して説明する。まず、Ｖ
Ｌ帯受信時を判定するためにＰＬＬシンセサイザ１０か
ら出力されるＶＬへのスイッチング出力をコンパレータ
回路１４の電源電圧として使用する。これによりコンパ
レータ回路１４はＶＬ時のみ動作する。
【００１２】次に局部発振周波数（ｆOSC ）が１２９Ｍ
Ｈｚであることを判定するために局部発振周波数（ｆOS
C ）はチューニング電圧（Ｖｔｕ）によって決定される
ことを利用する。ここでは、Ｖｔｕ＝Ｘ（Ｖ）時に、ｆ
OSC ＝１２９ＭＨｚと仮定する。また、コンパレータ回
路１４では、基準電圧を（×±Ｙ）（Ｖ）に設定する。
図３はこのコンパレータ回路１４の入出力特性である。
ここで、前記Ｙはばらつき等を考えたときの幅を示して
いる。これから、 （Ｘ−Ｙ）＜Ｖｔｕ＜（Ｘ＋Ｙ） の範囲内のチューニング電圧（Ｖｔｕ）が入力されたと
きこのコンパレータ回路１４はＬＯＷの信号を出力する
ことになる。このとき、このＬＯＷ信号によってスイッ
チング素子としてのトランジスタ１３がオン状態とな
り、ダンピング抵抗１２がミキサの入力端を接地状態と
し、これによりミキサ３への入力が抑圧され６ｃｈビー
トによる歪みが改善される。
Ｈｚであることを判定するために局部発振周波数（ｆOS
C ）はチューニング電圧（Ｖｔｕ）によって決定される
ことを利用する。ここでは、Ｖｔｕ＝Ｘ（Ｖ）時に、ｆ
OSC ＝１２９ＭＨｚと仮定する。また、コンパレータ回
路１４では、基準電圧を（×±Ｙ）（Ｖ）に設定する。
図３はこのコンパレータ回路１４の入出力特性である。
ここで、前記Ｙはばらつき等を考えたときの幅を示して
いる。これから、 （Ｘ−Ｙ）＜Ｖｔｕ＜（Ｘ＋Ｙ） の範囲内のチューニング電圧（Ｖｔｕ）が入力されたと
きこのコンパレータ回路１４はＬＯＷの信号を出力する
ことになる。このとき、このＬＯＷ信号によってスイッ
チング素子としてのトランジスタ１３がオン状態とな
り、ダンピング抵抗１２がミキサの入力端を接地状態と
し、これによりミキサ３への入力が抑圧され６ｃｈビー
トによる歪みが改善される。
【００１３】このように、この回路では、６ｃｈビート
が発生する周波数受信時のときのみ、ＶＨＦ側のミキサ
３の入力端にダンピング抵抗１２が接続されて６ｃｈビ
ート特性を改善し、それ以外の６ｃｈビートが発生しな
い周波数受信時にはダンピング抵抗が接続されることが
ないため、これら周波数受信時における変換利得や雑音
指数特性を劣化させることはない。
が発生する周波数受信時のときのみ、ＶＨＦ側のミキサ
３の入力端にダンピング抵抗１２が接続されて６ｃｈビ
ート特性を改善し、それ以外の６ｃｈビートが発生しな
い周波数受信時にはダンピング抵抗が接続されることが
ないため、これら周波数受信時における変換利得や雑音
指数特性を劣化させることはない。
【００１４】図４は本発明の第２の実施形態であり、こ
こでは本発明を実現するためのスイッチング素子として
のＰＮＰトランジスタとコンパレータ回路を、ミキサ・
オシレータを有する高周波受信回路に内蔵した例であ
る。ここでは、現存のＴＶ／ＶＴＲチューナ用として広
く出回っているＵ／ＶｌチップチューナｌＣ（例：μＰ
Ｃ２７９４４ＧＳ：ＮＥＣ製）２０に、ＰＮＰトランジ
スタ１３とコンパレータ回路１４を内蔵し、これにダン
ピング抵抗１２を外付けすることで、極めて簡単に本発
明の回路が構成できるようにしたものである。この回路
においても、前記した第１の実施形態と全く同様の動作
により６ｃｈビート特性を改善することができる。この
実施形態では、前記したようにチューナ用ＩＣ２０にダ
ンピング抵抗１２を外付け抵抗として付加するだけでよ
いため、その製造は極めて容易である。
こでは本発明を実現するためのスイッチング素子として
のＰＮＰトランジスタとコンパレータ回路を、ミキサ・
オシレータを有する高周波受信回路に内蔵した例であ
る。ここでは、現存のＴＶ／ＶＴＲチューナ用として広
く出回っているＵ／ＶｌチップチューナｌＣ（例：μＰ
Ｃ２７９４４ＧＳ：ＮＥＣ製）２０に、ＰＮＰトランジ
スタ１３とコンパレータ回路１４を内蔵し、これにダン
ピング抵抗１２を外付けすることで、極めて簡単に本発
明の回路が構成できるようにしたものである。この回路
においても、前記した第１の実施形態と全く同様の動作
により６ｃｈビート特性を改善することができる。この
実施形態では、前記したようにチューナ用ＩＣ２０にダ
ンピング抵抗１２を外付け抵抗として付加するだけでよ
いため、その製造は極めて容易である。
【００１５】因みに、この第２の実施形態における６ｃ
ｈビート特性について測定を行った結果を図５に示す。
同図（ａ）はダンピング抵抗が接続されない場合、
（ｂ）はダンピング抵抗が接続された場合である。な
お、電源は９Ｖ、ダンピング抵抗値は４７０Ωである。
これから、ダンピング抵抗が接続されない場合の６ｃｈ
ビートは４７．６ｄＢｃであるが、ダンピング抵抗を接
続したことにより５５．８ｄＢｃに改善できたことが確
認された。
ｈビート特性について測定を行った結果を図５に示す。
同図（ａ）はダンピング抵抗が接続されない場合、
（ｂ）はダンピング抵抗が接続された場合である。な
お、電源は９Ｖ、ダンピング抵抗値は４７０Ωである。
これから、ダンピング抵抗が接続されない場合の６ｃｈ
ビートは４７．６ｄＢｃであるが、ダンピング抵抗を接
続したことにより５５．８ｄＢｃに改善できたことが確
認された。
【００１６】なお、本発明におけるスイッチング素子
は、ＮＰＮトランジスタで構成され、あるいはＦＥＴで
構成されてもよい。また、所定の受信周波数を検出する
ための回路手段は、前記したウィンド構成のコンパレー
タ回路に限られるものではなく、例えば特定の周波数で
共振して設定された電圧を出力する共振回路等で構成す
ることも可能である。
は、ＮＰＮトランジスタで構成され、あるいはＦＥＴで
構成されてもよい。また、所定の受信周波数を検出する
ための回路手段は、前記したウィンド構成のコンパレー
タ回路に限られるものではなく、例えば特定の周波数で
共振して設定された電圧を出力する共振回路等で構成す
ることも可能である。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、ヘテロダ
イン構成の高周波受信回路に設けられている周波数変換
用のミキサの入力端と接地との間にダンピング抵抗とス
イッチング素子が直列に接続され、かつこのスイッチン
グ素子を所定の受信周波数のときにのみオン状態とする
回路手段を備えているので、６ｃｈビートが発生される
所定の周波数を受信したときにのみダンピング抵抗が接
続状態とされてミキサヘの入カレベルが抑圧され、６ｃ
ｈビートによる歪みが改善される。また、他の周波数を
受信する際にはダンピング抵抗が接続されることがない
ため、変換利得や雑音指数特性の劣化は防止される。
イン構成の高周波受信回路に設けられている周波数変換
用のミキサの入力端と接地との間にダンピング抵抗とス
イッチング素子が直列に接続され、かつこのスイッチン
グ素子を所定の受信周波数のときにのみオン状態とする
回路手段を備えているので、６ｃｈビートが発生される
所定の周波数を受信したときにのみダンピング抵抗が接
続状態とされてミキサヘの入カレベルが抑圧され、６ｃ
ｈビートによる歪みが改善される。また、他の周波数を
受信する際にはダンピング抵抗が接続されることがない
ため、変換利得や雑音指数特性の劣化は防止される。
【図１】本発明の第１の実施形態の回路図である。
【図２】チューニング電圧と局部発振周波数との関係を
示す図である。
示す図である。
【図３】コンパレータ回路のウィンドウ動作を説明する
ための図である。
ための図である。
【図４】本発明の第２の実施形態の回路図である。
【図５】本発明の実施例の効果を説明するための特性図
である。
である。
【図６】本発明が適用される従来の高周波受信回路の回
路図である。
路図である。
【図７】従来の６ｃｈビート特性改善対策を説明するた
めの回路図である。
めの回路図である。
１，１’ アンテナ ２，２’ ＲＦ増幅器 ３，３’ ミキサ ４，４’ ＬＣ共振回路 ５，５’ 発振器 ７，７’ ＩＦ増幅器 ８，８’ 同調回路 ９ 第２ＩＦ増幅器 １０ ＰＬＬシンセサイザ １１ ６ｃｈビート制御回路 １２ ダンピング抵抗 １３ スイッチング素子（トランジスタ） １４ コンパレータ回路
Claims (5)
- 【請求項１】 受信信号を局部発振回路からの局部発振
信号によりミキサにおいて周波数変換するヘテロダイン
構成の高周波受信回路において、前記ミキサの入力端と
接地との間にダンピング抵抗とスイッチング素子が直列
に接続され、かつ前記スイッチング素子を所定の受信周
波数のときにのみオン状態とする回路手段を備えること
を特徴とする高周波受信回路。 - 【請求項２】 前記回路手段は、前記局部発振回路から
出力される周波数を検出し、前記所定の受信周波数を周
波数変換する際の局部発振周波数のときにスイッチング
素子をオン状態とする請求項１の高周波受信回路。 - 【請求項３】 スイッチング素子はトランジスタであ
り、前記回路手段は前記所定の受信周波数を検出したと
きにこのトランジスタをオンさせる電圧を出力する請求
項２の高周波受信回路。 - 【請求項４】 回路手段は所定の受信回路を周波数変換
する際の局部発振周波数を検出したときにのみ所定のレ
ベル信号を出力するウィンドウ型のコンパレータ回路で
ある請求項３の高周波受信回路。 - 【請求項５】 ＶＨＦ受信回路とＵＨＦ受信回路とを一
体的に有し、前記ダンピング抵抗、スイッチング素子、
および回路手段はＶＨＦ受信回路にのみ設けられ、かつ
前記回路手段はＶＨＦ受信回路が駆動されるときのみ動
作されるように構成される請求項１ないし４のいずれか
の高周波受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09035796A JP3092540B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 高周波受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP09035796A JP3092540B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 高周波受信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10233708A JPH10233708A (ja) | 1998-09-02 |
| JP3092540B2 true JP3092540B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=12451894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP09035796A Expired - Fee Related JP3092540B2 (ja) | 1997-02-20 | 1997-02-20 | 高周波受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3092540B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3986195B2 (ja) | 1999-02-04 | 2007-10-03 | アルプス電気株式会社 | テレビジョン信号受信用チュ−ナ |
| JP3863538B2 (ja) | 2004-06-01 | 2006-12-27 | Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 | 衛星放送用コンバータのスイッチ回路 |
| CN107425923B (zh) * | 2017-09-04 | 2024-05-14 | 林宇 | 一种磁纤接收机以及太宽磁纤接收机 |
-
1997
- 1997-02-20 JP JP09035796A patent/JP3092540B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10233708A (ja) | 1998-09-02 |
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