JP3069484B2 - 帯域圧縮映像信号の記録再生装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ハイビジョン信号を帯
域圧縮したＭＵＳＥなどの、帯域圧縮された映像信号の
記録再生装置及び、従来のテレビジョン信号の記録再生
装置に帯域圧縮映像信号をも記録再生できるようにした
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ハイビジョンカメラの出力信号はＧ，
Ｂ，Ｒ信号ともに３０ＭＨｚの帯域幅をもっている。こ
のハイビジョン信号を衛星放送の１チャンネルで伝送す
るためには、ベースバンドの信号帯域幅で約８ＭＨｚま
で帯域圧縮を行う必要がある。これを実現する方法とし
てＭＵＳＥ（Multiple Sub-Nyquist Sampling Encodin
g）方式と呼ばれる帯域圧縮方式がＮＨＫ（日本放送協
会）によって開発され、現在１日約８時間の試験放送が
行われている。ＭＵＳＥ方式については『ＭＵＳＥ方式
の開発』（ＮＨＫ技術研究、昭和６２年、二宮他）また
は、『ＭＵＳＥ−ハイビジョン伝送方式−』（二宮著、
電子情報通信学会編、コロナ社刊、平成２年）に詳細が
述べられている。帯域圧縮のプロセスについては本発明
の範囲外となるので、前記文献名を挙げるのみで説明は
省略する。

【０００３】以下、前記ＭＵＳＥ方式によって帯域圧縮
され生成されたＭＵＳＥ信号について簡単に説明する。
図１５はＭＵＳＥ信号の１フレームの構成を示したもの
である。縦軸がライン番号であり横軸がサンプル番号で
ある。ＭＵＳＥ信号のフレーム周波数は３０Ｈｚであ
り、１フレームのライン数は１１２５、１ラインのサン
プル数が４８０であるから、ＭＵＳＥ信号のサンプリン
グ周波数は、３０×１１２５×４８０＝１６．２ＭＨｚ
となる。サンプル番号１〜４８０のうち、水平同期信号
（ＨＤ）期間に♯１〜♯１１の１１サンプル、線順次化
された色差信号（Ｃ映像）期間に♯１２〜♯１０５の９
４サンプル、輝度信号（Ｙ映像）期間に♯１０７〜♯４
８０の３７４サンプル、Ｃ映像期間とＹ映像期間の干渉
を防ぐガードとして♯１０６の１サンプルが割り当てら
れている。ライン番号１〜１１２５については、♯１〜
♯５６３が第１フィールド、♯５６４〜♯１１２５が第
２フィールドとなっており、♯３〜♯５６３と♯５６５
〜♯１１２５の構成は同じになっている。Ｙ映像信号は
♯４７〜♯５６２と♯６０９〜♯１１２４とに５１６ラ
インずつ配置され、Ｃ映像信号はＭＵＳＥ信号をハイビ
ジョン信号に戻すデコーダでの処理の都合上から、これ
らよりも４ライン前に配置されている。これ以外の部分
がいわゆる垂直ブランキング部分であるが、ここには音
声／独立データ、コントロール信号、クランプレベル、
フレームパルスなどの信号が図のように配置されてい
る。

【０００４】次にＭＵＳＥ信号の波形について簡単に説
明する。図１６に示すのがＭＵＳＥ信号波形の概略であ
る。なお映像信号の部分はカラーバー信号としてある。
同図（ａ）は４７番目のラインと４８番目のラインを拡
大したもので、一般的なＭＵＳＥ信号の波形はこのよう
になっている。線順次化されたＣ信号については奇数番
ラインがＲ−Ｙ、偶数番ラインがＢ−Ｙとなっている。
ＭＵＳＥの水平同期信号（ＨＤ信号）は２種類あり、奇
数番ラインは右下がりの波形で、偶数番ラインは右上が
りの波形となっている。同図では奇数番ライン（右下が
り）のＨＤ信号をＨＤ₁、偶数番ライン（右上がり）の
ＨＤ信号をＨＤ₂としてある。このようにＨＤ₁とＨＤ₂
とは完全な反相関の関係になっており、この反相関関係
を利用してＨＤ検出が行えるようになっている。同図
（ｂ）はＭＵＳＥ信号の１フレームの始まり部分を示し
たものである。♯１と♯２ラインのサンプル番号♯２１
６〜♯３１６の部分はＶＩＴ（Verticai Interval Tes
t）信号期間で、それぞれ負および正のモノパルスが挿
入されている。これはデコーダにて伝送歪みを補正する
伝送路等化を行う際に必要なものである。同ラインのサ
ンプル番号♯３１７〜♯４８０はフレームパルス期間
で、それぞれ１周期が８サンプルの位相が反転関係にあ
る方形波が１７．５周期含まれている。このように、♯
１ラインと♯２ラインとは完全な反相関の関係となって
おり、この反相関関係を利用して１フレームの始点が検
出できるようになっている。この♯１ラインと♯２ライ
ンにおいては、♯１ラインが右上がりのＨＤ信号を持
ち、♯２ラインが右下がりのＨＤ信号を持つようになっ
ており、前述の奇数番ラインが右下がりのＨＤ、偶数番
ラインが右上がりのＨＤという関係が崩れている。これ
は１フレームの始点は♯１ラインであるが、２種類ある
ＨＤの向きの順番のリセットは♯３ライン目でかけられ
るからである。したがて、♯２ラインのＨＤと♯３ライ
ンのＨＤとは同じ右下がりのＨＤとなっている。♯３〜
♯４２ラインはＨＤ期間を除く全領域が音声／独立デー
タとなっており、♯４３〜♯４６の４ラインはＨＤ期間
とＣ信号期間を除く領域が音声／独立データとなってい
る。同図（ｃ）はＨＤ期間とその周辺のみを拡大したも
のである。２種類あるＨＤ信号は重ねて表示してあるの
で図のように眼鏡状になる。ＨＤ信号の下に表示してあ
るのが１６．２ＭＨｚのサンプリングクロックとサンプ
ル番号である。このうち、ＨＤ信号期間はサンプル番号
♯１〜♯１１であるが、ＨＤ信号としてそのレベル
（値）が規定されているのは♯２〜♯１０であり、♯１
と♯１１のポイントのデータは規定されておらず、♯１
の値は♯４８０と♯２の中間点の値、♯１１の値は♯１
０と♯１２の中間点の値が推奨されている。そして、２
種類のＨＤ信号の交点、サンプル番号♯６のポイントが
ＨＤの基準点と規定されている。

【０００５】このような、従来のテレビジョン信号とは
かなり異なった特徴を持つＭＵＳＥ信号であるが、この
ＭＵＳＥ信号による放送は、１９８５年の国際科学技術
博覧会にて放送実験が行われた後に若干の改良が加えら
れ、放送衛星ＢＳ−２を用いた１日１時間の実験放送を
経、現在ではＢＳ−３を用いた１日約８時間の試験放送
が行われている。また、ＭＵＳＥ方式によるビデオディ
スクも国内５社により規格が統一され、近日中には商品
化される予定である。

【０００６】このような状況のなかでＭＵＳＥ信号を記
録できるＶＴＲ（以下ＭＵＳＥ−ＶＴＲと称する）につ
いても当然開発はなされているが、まだ商品化されるに
は至っていない。ＭＵＳＥ−ＶＴＲについての発表は、
たとえば『家庭用ＭＵＳＥ方式ＶＴＲにおけるアナログ
・セグメント記録の検討』（日立製作所 昭和６０年８
月２９日 テレビジョン学会技術報告）や『長時間記録
ＭＵＳＥ ＶＴＲ』（三洋電機 昭和６３年１月２７日
テレビジョン学会技術報告 ITEJ Technical Report Vo
l.12,No3,PP.19~24）がある。また、本出願人において
も特願平２−４０３７８４号『ＭＵＳＥ信号記録装
置』、特願平２−３１９３７４号『映像信号記録装
置』、及び特願平３−１６２９２３号『映像信号の記録
再生装置』としてＭＵＳＥ−ＶＴＲの実現方法の開示を
行った。

【０００７】以下、上記の従来技術についての簡単な説
明を行う。まず、日立製作所の発表した『家庭用ＭＵＳ
Ｅ方式ＶＴＲにおけるアナログ・セグメント記録の検
討』では、ＭＵＳＥ信号の１Ｈを１２／１３に圧縮し、
得られた期間（１／１３）に負極性同期信号とバースト
信号をＭＵＳＥのＨＤの直前に付加し、この信号を直接
ＦＭ変調して記録を行う。ドラム径は６２ｍｍであるが
ドラム回転数は７２００ｒｐｍと一般ＶＴＲの４倍であ
る。また、記録方式はアナログセグメント記録であり、
１フィールドの映像信号を単純に４分割し１チャンネル
４本のトラックで記録を行う１チャンネル４セグメント
記録である。したがって１フレームのＭＵＳＥ信号は８
本のトラックを用いて記録されることになる。この発表
はＭＵＳＥ方式の開発期になされたものであり記録時間
も４５分と家庭用ＶＴＲとしては短く、ＭＵＳＥ−ＶＴ
Ｒの実現の可能性を検討したといった性格のものであ
る。

【０００８】次に、三洋電機が発表した『長時間記録
ＭＵＳＥ ＶＴＲ』は、ＭＵＳＥ信号の１Ｈを１５／１
６に圧縮し、ＭＵＳＥのＨＤの前に負極性同期信号とバ
ースト信号を付加する点においては前記発表と同様であ
る。ドラム径は７６ｍｍ、ドラム回転数は３６００ｒｐ
ｍとなっており、ドラム径は大きくなったがドラム回転
数は一般のＶＴＲの２倍に抑えてある。記録方式は上記
発表と同じくアナログ・セグメント記録であるが、ドラ
ム回転数が上記発表の半分となっているので１フィール
ドの映像信号は２分割される１チャンネル２セグメント
記録となっている。したがって１フレームの映像信号は
４本のトラックに記録されることになる。また、この発
表では第２セグメントを１６Ｈ遅らせることによってヘ
ッドスイッチング時のマージンを得るようにしている。
そのため映像信号をきちんと記録するためには音声信号
部分の一部を削ることになり、音声信号をきちんと記録
するためには映像信号部分の一部を削らなければならな
くなる。そのためこの発表もＭＵＳＥ−ＶＴＲの商品化
を前提としたものではなく、ＭＵＳＥ−ＶＴＲの実現の
可能性を示唆したといった性格の強いものである。図１
７にこの発表に懸かる記録再生系のブロック図を示す。
入力されたＭＵＳＥ信号はＡ／Ｄ変換器５７でデジタル
データに変換され、ＭＵＳＥディエンファシス回路５８
とＭＵＳＥ同期分離回路５に入力される。ＭＵＳＥ信号
の映像信号部分には衛星放送のためのノンリニアエンフ
ァシスがかけられているためにＡ／Ｄ変換器５７には１
０ビットの分解能のものが使用され、ＭＵＳＥディエン
ファシス回路５８では１０ビットのデ−タを元に戻すノ
ンリニアディエンファシス処理が行われ８ビットのデー
タに変換する。このときノンリニアエンファシスがかけ
られているのは映像信号部分だけなので、映像信号部分
のみディエンファシス処理がなされる。ＭＵＳＥディエ
ンファシス回路については後に詳述する。ＭＵＳＥディ
エンファシス回路５８で元に戻されたデータは時間軸圧
縮回路５９に入力される。時間軸圧縮回路は一般には１
ラインメモリ１個で実現でき、１ラインの信号を１５／
１６に時間軸圧縮する場合には、１ライン分のデータを
あるクロックで書き込み、書き込み時のクロックの１６
／１５倍のクロックで読み出しを行えば良い。一方ＭＵ
ＳＥ同期分離回路５では、前述したＭＵＳＥ信号独特の
反相関関係を利用して垂直同期ＶＤ、水平同期ＨＤが分
離され、基準信号発生器ＳＳＧ（Standerd Signal Gene
rator）６に入力される。基準信号発生器ＳＳＧ６では
前述した時間軸圧縮のためのクロックや後述するヘッド
スイッチングパルスなどシステムの動作に必要な信号が
発生される。時間軸圧縮回路５９で時間軸が圧縮された
ＭＵＳＥデータは同期信号付加回路７に入力され、ここ
で時間圧縮によって空けられた１／１６の部分に負極性
同期信号と再生時のタイムベースコレクタの基準となる
バースト信号が付加される。同期信号付加回路７の出力
は１６Ｈ遅延回路６０（１Ｈは１ラインと同義）とスイ
ッチ６１のａ側端子に入力される。１６Ｈ遅延回路６０
の実現方法は様々だが、１ラインメモリが１６個あると
思えば良い。１６Ｈ遅延回路６０ではデータが１６Ｈ分
遅延され、その出力はスイッチ６１のｂ側端子に入力さ
れる。このようにスイッチ６１には遅延されていないデ
ータと１６Ｈ分遅延されたデータが入力され、これらを
切り替え選択できるようになっている。回転ドラムのは
じめの１／２回転では遅延されていないデータが選択さ
れ、次の１／２回転では１６Ｈ遅延されたデータが選択
される。切り替えのタイミングの詳細については、タイ
ミングチャートを用いて後述する。切り替え選択された
データはスイッチ６１の出力端子ｃから出力され、Ｄ／
Ａ変換器８に入力されここでアナログ記録信号に変換さ
れ、エンファシス回路９に入力される。エンファシス回
路９では磁気記録に適したエンファシス処理がなされ、
その出力はＦＭ変調器１０に入力される。ＦＭ変調器１
０でＦＭ変調された記録信号は記録アンプ１１で電流増
幅が行われ、記録再生磁気ヘッド１２で磁気テープ１３
に記録が行われる。次に再生時の動作だが、磁気テープ
１３に記録されている信号は磁気ヘッド１２でピックア
ップされ、再生アンプ１４で増幅され、ＦＭ復調器１５
でＦＭ復調され、ディエンファシス回路１６で記録時に
かけられたエンファシスを元に戻す処理が行われ、Ａ／
Ｄ変換器１７に入力されここでデジタルデータに変換さ
れる。デジタルデータとなった再生信号は１ラインメモ
リによって構成される時間軸伸長回路６２に入力され、
ここでタイムベースコレクタとしての動作であるジッタ
の除去と記録時になされた時間軸圧縮の逆の処理にあた
る時間軸伸長処理が行われる。記録時に同期信号付加回
路７によって付加された信号はここで除去されることに
なる。また、ディエンファシス回路１６の出力はライト
クロックジェネレーター１９に入力されここでバースト
信号を基準としたジッタのあるクロックが発生される。
このジッタのあるクロックは時間軸伸長回路６２の書き
込みクロックとして用いられ、ジッタのないクロックで
読み出されることによって、ジッタの除去いわゆるタイ
ムベースコレクタ動作が行われる。このジッタのないク
ロックをライトクロックジェネレーター１９の出力であ
る書き込みクロックの１５／１６の周波数にすれば同時
に時間軸伸長処理が完了する。また、この時間軸伸長処
理に用いられる１ラインメモリは記録時に時間軸圧縮処
理に用いられた１ラインメモリと共用することも可能で
ある。時間軸伸長回路６２の出力は１６Ｈ遅延回路６３
とスイッチ６４のｂ側端子に入力される。１６Ｈ遅延回
路６３の出力はスイッチ６４のａ側端子に接続され、ス
イッチ６４は１６Ｈ遅延したデータと遅延しないデータ
とを切り替え選択可能なように構成されており、回転ド
ラムのはじめの１／２回転では１６Ｈ遅延したデータが
選択され、つぎの１／２回転では遅延しないデータが選
択され出力端子ｃから出力される。スイッチ６４で切り
替え選択されたデータはデジタルフィルタで構成される
ＭＵＳＥエンファシス回路２１に入力され、ここでＭＵ
ＳＥのノンリニアエンファシスがかけられてＤ／Ａ変換
器２２でアナログ信号に変換されてＭＵＳＥ信号として
図示しないＭＵＳＥデコーダなどに出力される。

【０００９】図１８にこの発表の記録のタイミングチャ
ートの一例として音声信号領域と画面中央部でヘッドの
切り替えを行ったときのタイミングチャートを示す。ス
イッチ６１のａ側端子の信号は同図（ａ）のように、ｂ
側端子の信号は同図（ｂ）のようになる。このときスイ
ッチ６１の切り替え制御信号は基準信号発生器ＳＳＧ６
が発生するヘッドスイッチングパルスであり、回転ドラ
ムのはじめの１／２回転期間にあたるヘッドスイッチン
グパルスが“Ｈ”のときスイッチ６１はａ側端子に接続
され、遅延しない信号が出力され、回転ドラムの次の１
／２回転期間にあたるヘッドスイッチングパルスが
“Ｌ”のときスイッチ６１はｂ側端子に接続され、１６
Ｈ遅延した信号が出力される。したがってヘッドスイッ
チングパルスの立ち下がり部の直前の１６Ｈと直後の１
６Ｈとは同じ内容が２重に記録されることになる。この
部分は画面の中央部にあたり、このように２重書きをす
ることによってヘッドの切り替えによる信号の不連続に
よって起こる不具合に対処できるようにしてある。一方
ヘッドスイッチングパルスの立ち上がり部の直前の１６
Ｈは信号が欠落した状態で記録が行われることになるの
で、この部分の信号は消失してしまう。再生時のタイミ
ングチャートについては図示しないが、記録時とは逆に
回転ドラムのはじめの１／２回転のときの信号を１６Ｈ
遅らせ、次の１／２回転の信号は遅らせない状態でスイ
ッチングを行えば画面中央部で２重になっていた部分が
もとに戻ることになる。一方、再度信号を１６Ｈ遅らせ
るので記録時に消失した１６Ｈと合わせて３２Ｈの信号
が消失してしまうことになる。この例では音声信号部分
の３２Ｈが消失したことになる。ヘッドスイッチングパ
ルスの位相を変えれば消失する部分を変えることができ
る。

【００１０】図１９にこの発表の回転ドラム上のヘッド
配置を示す。回転ドラム６５には磁気テープ１３が１８
０°強巻き付けられており、回転ドラム６５上には１８
０°対向してアジマス角の異なる磁気ヘッド１２ａと１
２ｂが配置されている。回転ドラムのはじめの１／２回
転で磁気ヘッド１２ａが磁気テープ１３に接触し記録を
行い、次の１／２回転で磁気ヘッド１２ｂが記録を行
う。図２０に磁気テープ１３上に記録された記録パター
ンを示す。回転ドラム６５は磁気テープ１３の右下から
左上に向かって回転し、磁気テープ１３は右から左方向
に走行するので、記録トラックは左側から順に形成され
ることになる。

【００１１】次にドロップアウト補償方法について説明
する。図２１に示すのが従来のドロップアウト補償のブ
ロック図の一例である。図１７と共通の部分には同一の
番号を付記してある。磁気テープ１３から磁気ヘッド１
２にて再生された信号は再生アンプ１４で増幅され、Ｆ
Ｍ復調器１５でＦＭ復調され、ディエンファシス回路１
６でディエンファシスされ、Ａ／Ｄ変換器１７でＡ／Ｄ
変換されるまでは既に説明した。Ａ／Ｄ変換された信号
はラインメモリ６６に入力される。ラインメモリ６６の
内部構成については後に説明するが、図１７の時間軸伸
長回路６２の機能を含んでいる。また、再生アンプ１４
の出力はローパスフィルタ（ＬＰＦ）６７に導かれ、こ
こでキャリア成分のなくなった包絡外形線が取り出され
る。包絡外形線はコンパレーター６８の＋側端子に入力
され、−側端子には可変抵抗器６９によって一定電圧が
コンパレーターのしきい値として与えられている。ドロ
ップアウトがあると包絡外形線が落ち込み、コンパレー
ターのしきい値以下となってコンパレーター６８からド
ロップアウト検出パルスＤＯＰが出力される。ドロップ
アウト検出パルスＤＯＰはラインメモリ６６のライトイ
ネーブル端子ＷＥに接続されている。ドロップアウト補
償動作を第２２図のタイミングチャートを用いて説明す
る。図２２（ａ）に示すのが再生アンプ１４の出力であ
る。この信号がＬＰＦを通過し、包絡外形線が取り出さ
れるが、包絡外形線は上下対称なので上側だけを取り出
したのが同図（ｂ）のコンパレーター６８の＋側入力で
ある。コンパレーター６８のしきい値を図のように点線
で書かれたものとすると、コンパレーター６８の出力で
あるドロップアウト検出パルスＤＯＰは同図（ｃ）のよ
うなドロップアウト部分が正となるパルスになる。この
ときラインメモリ６６の入力は同図（ｄ）のようにドロ
ップアウト部分の信号が欠落した状態になる。ラインメ
モリ６６のライトイネーブルＷＥは“Ｈ”の信号が入力
されるとデータの書き込みを行わずに以前に書かれた内
容を保持するのでラインメモリ６６の出力は同図（ｅ）
のように欠落部分の信号が直前の１Ｈの同一部分で置き
換えられ、ドロップアウト補償が行われる。映像信号の
場合前後のラインでは相関性が強いのでこのようなこと
が可能となる。しかし上記に説明した従来例における記
録再生信号はＭＵＳＥ信号であるために、輝度信号にお
いては前後のラインでの相関性が強いが、色差信号は２
種類の信号が線順次化されているため前後のラインでの
相関性はなく、水平同期信号では前後のラインで反相関
の関係にあるために、単純にドロップアウト部分を直前
のラインの信号で置き替えてしまうと問題がある。この
問題に対処するためにラインメモリ６６の構成は複雑な
ものとなる。図２３にラインメモリ６６の内部構成のブ
ロック図を示す。ラインメモリ６６は１Ｈメモリ７０，
７１とスイッチ７２、ＡＮＤ回路７３，７５、インバー
ター回路７４とを含む。Ａ／Ｄ変換器１７の出力データ
はまず１Ｈメモリ７０に入力される。１Ｈメモリ７０で
は時間軸伸長処理と輝度信号部分のドロップアウト補償
が行われる。１Ｈメモリ７０の出力は１Ｈメモリ７１と
スイッチ７２の（ａ）側端子に入力される。１Ｈメモリ
７１では入力されたデータを１Ｈ遅延させ、その出力は
スイッチ７２の（ｂ）側端子に与えられる。即ち１Ｈメ
モリ７１には１Ｈメモリ７０に格納されているデータの
１Ｈ前のデータが格納されていることになり、スイッチ
７２の（ｂ）側端子に与えられるデータはスイッチ７２
の（ａ）側端子に与えられるデータの１Ｈ前のデータと
なる。スイッチ７２は切り替え選択信号が“Ｌ”のとき
は（ａ）側に接続され、“Ｈ”のときは（ｂ）側に接続
されるようになっており、スイッチ７２の出力がライン
メモリ６６の出力となる。輝度信号部分は“Ｈ”で色差
信号と水平同期信号部分は“Ｌ”となる信号Ｙ／Ｃはラ
イトクロックジェネレーター１９によって発生させられ
る。このＹ／ＣはＡＮＤ回路７３の一方の端子とインバ
ーター回路７４によってその極性が反転した信号がＡＮ
Ｄ回路７５の一方の端子に与えられる。また、ドロップ
アウトパルスＤＯＰはＡＮＤ回路７３，７５のもう一方
の端子に与えられる。ＡＮＤ回路７３の出力は１Ｈメモ
リ７０のライトイネーブル端子ＷＥに入力され、ＡＮＤ
回路７５の出力はスイッチ７２の切り替え選択信号とな
る。今、輝度信号部分にドロップアウトがあったとする
と、ＡＮＤ回路７３の２つの入力端子は“Ｈ”となるの
で出力は“Ｈ”となり、“Ｈ”となったライトイネーブ
ルＷＥが１Ｈメモリ７０に与えられるので輝度信号部分
のドロップアウト補償が行われ、ＡＮＤ回路７５の出力
は“Ｌ”なのでスイッチ７２は（ａ）側に接続された状
態で１Ｈメモリ７０の出力データがラインメモリ６６の
出力として出力される。一方水平同期信号部分または色
差信号部分にドロップアウトがあった場合は、ＡＮＤ回
路７５の２つの入力端子が“Ｈ”となり出力が“Ｈ”と
なるのでスイッチ７２が（ｂ）側に接続されて１Ｈメモ
リ７１の出力データがラインメモリ６６の出力データと
して出力される。つまり水平同期信号部分または色差信
号部分のドロップアウトは２Ｈ前の信号で置き替えられ
るわけだが、前述したように線順次の色差信号と水平同
期信号は２Ｈ前の信号とは相関があるのでドロップアウ
ト補償ができたことになる。

【００１２】次に従来の同期信号付加回路についても若
干の説明を加えておく。図２４は同期信号付加回路７の
構成を示すブロック図である。時間軸圧縮回路５９の出
力データはデータ／同期切り替えスイッチ７６の（ａ）
側端子に入力される。一方スイッチ７６の（ｂ）側端子
には同期データ発生ＲＯＭ７７の出力データが入力され
ている。同期データ発生ＲＯＭ７７には負極性同期信号
とバースト信号のデータが格納されており、水平アドレ
スカウンタ７８によってアドレスが指定される。また水
平アドレスカウンタ７８は、スイッチ７６の切り替え選
択信号をも出力する。水平アドレスカウンタ７８は記録
信号の１Ｈのはじめの部分ではスイッチ７６を（ｂ）側
に選択して同期データ発生ＲＯＭ７７が発生するデータ
が出力されるようにし、負極性同期信号とバースト信号
が出力された後には（ａ）側に選択して時間軸圧縮回路
５９の出力データが出力されるようにする。このように
二者択一型のスイッチを用いて同期信号付加を行ったと
きの波形について図面を用いて説明する。図２５はＭＵ
ＳＥ信号の１Ｈの始点前後のサンプリングポイント及び
波形（ａ）と負極性同期信号とバースト信号を付加した
あとのサンプリングポイント及び波形（ｂ）である。付
加データのサンプル数は説明のため１２サンプルとして
ある。（実際はもっと多い）また、ＭＵＳＥの水平同期
信号は２種類あるがこれは重ねて示してある。（ａ）は
１Ｈの終端部（サンプル番号４７９，４８０）が暗い
（レベルが小さい）信号のときを示しており、サンプル
番号１の値はサンプル番号４８０の値と、規定されてい
るＭＵＳＥの水平同期信号の最初のサンプリングポイン
トであるサンプル番号２の値の中間の値となっている。
（ｂ）のサンプル番号(1)〜(5)は負極性同期信号であ
り、サンプル番号(6)〜(12)はバースト信号である。こ
のように負極性同期信号とバースト信号がサンプル番号
４８０と１の間に挿入されると、サンプル番号１の値が
不自然なものになってしまう。また、記録再生されるこ
とによって波形がなまるためにサンプル番号４８０の値
はサンプル番号(12)の値に影響されて本来の値よりも小
さい値になってしまい、サンプル番号１の値はサンプル
番号(12)の値に影響されて本来の値よりも大きい値にな
ってしまう。これはＭＵＳＥ信号の１Ｈの終端部が暗い
ときの例であり、明るい信号のときはサンプル番号４８
０の値はより小さい値となり、サンプル番号１の値は本
来の値よりも小さい値になってしまう。

【００１３】ここで従来のＭＵＳＥディエンファシス回
路について図面を用いて説明する。図２６に示すのが従
来のＭＵＳＥディエンファシス回路のブロック図であ
る。１０ビットの分解能で入力されたデータはまずノン
リニアＲＯＭ７９に入力される。ノンリニアＲＯＭ７９
はいわゆるテーブルＲＯＭで、入力データをＲＯＭのア
ドレスとして与え、格納されているデータを出力とする
ものである。ノンリニアＲＯＭ７９は１０ビットのアド
レスに対して１０ビットの出力を持っており、その出力
は遅延回路８０とディエンファシスデジタルフィルタ４
５に入力される。遅延回路８０はディエンファシスデジ
タルフィルタ４５でデータが演算されるときの遅延時間
と同じ量の遅延時間を持っており、その出力はスイッチ
８１の（ｂ）側端子に接続されている。このとき遅延回
路８０の入力データは１０ビットであるが、下位２ビッ
トを切り捨てるなどの処理によって出力データが８ビッ
トになるようにしている。遅延回路は一般にはメモリま
たはラッチなどで構成され、遅延量が大きいと回路規模
が大きくなってしまう。一方ディエンファシスデジタル
フィルタ４５に入力されたデータはここでディエンファ
シス処理がなされ、その出力はスイッチ８１の（ａ）側
端子に接続されている。ディエンファシスデジタルフィ
ルタ４５も入力は１０ビットであるが出力は８ビットに
なるように下位ビットが処理されている。また、スイッ
チ制御回路８２にはクロックとＨＤ，ＶＤの各信号が入
力されており、スイッチ８１の切り替え制御信号を発生
している。ＭＵＳＥ信号にかけられているノンリニアエ
ンファシスは映像信号部分のみなので、この部分のみが
ディエンファシスデジタルフィルタ４５で処理されたデ
ータが選択されるようにスイッチ８１を制御している。
図２７に示すのがノンリニアＲＯＭ７９のテーブル特性
を示したものである。横軸が入力レベルで縦軸が出力レ
ベルである。入出力が１０ビットなので入出力レベルと
も±５１２の１０２４レベル（２¹⁰＝１０２４）となっ
ている。入力レベルが０から２２４までは直線特性とな
っており、２２４から５１２までは楕円特性となってい
る。負側の特性についても同様である。図２８がディエ
ンファシスデジタルフィルタ４５の構成を示した図であ
る。ディエンファシスデジタルフィルタ４５は図のよう
に７タップのデジタルフィルタで構成されている。なお
Ｚ^-1はサンプリングクロックの１クロック分の遅延を示
している。

【００１４】次に本出願人による従来技術であるが、
『ＭＵＳＥ信号記録装置』は音声信号を映像信号とは分
離して別領域に記録するという記録方式を採用したもの
である。また『映像信号記録装置』及び『映像信号の記
録再生装置』は前記文献とは異なり２チャンネル２セグ
メント記録によるものである。２チャンネルとなった分
必要ヘッド数は２倍となるが、回転ドラムの回転数を２
倍にすると記録信号の帯域は元の信号の１／４となるた
め、現行のテレビジョン信号と同程度の帯域となり、現
行のＶＴＲで使用しているＩＣなどがそのまま使えると
いうメリットがあるものである。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】前述したような従来技
術にてＭＵＳＥ−ＶＴＲを実現した場合、以下のような
問題点がある。 １．アナログセグメント記録ではスイッチングマージン
を得るために比較的長いラインメモリを必要とする。
（三洋電機の例では１ラインメモリが１６個必要）さら
にスイッチングマージンを得る代償として音声領域もし
くは映像領域を削らなければならず、完全なＭＵＳＥ信
号を記録することができない。 ２．単純なアナログセグメント記録では音声領域に比較
的長いドロップアウトがあった場合にドロップアウト部
分が音声ノイズとなって聞き取れてしまう。これは、映
像信号部分のドロップアウトであれば前後の相関性を利
用するといった方法で視覚上目立たなくすることが可能
であるが、音声信号部分には前後の相関性がないために
ドロップアウト期間が長くなってしまうと補正のしよう
がなくなってしまうためである。 ３．従来のような１チャンネルアナログセグメント記録
では、再生時のドロップアウト補償処理が繁雑となり、
ドロップアウト補償に要するラインメモリの数も多くな
る。 ４．ＭＵＳＥ信号を圧縮し負極性同期信号とバースト信
号をＭＵＳＥのＨＤの直前に付加した場合、付加された
信号によってＭＵＳＥ信号の被付加部分前後の値が変化
してしまい、付加された信号を取り除いたあとでもそれ
が残ってしまう。したがって記録前のＭＵＳＥ信号を再
生時に完全に復元することができない。 ５．現在普及しているＶＴＲと部品の共有化が不可能、
もしくはチャンネル数を増やさなければならず必要ヘッ
ド数及び回路部品が増える。

【００１６】日立製作所の発表ではドラム径は６２ｍｍ
とＶＨＳ−ＶＴＲと同じであるが、ドラム回転数がＶＨ
Ｓ−ＶＴＲの４倍となるためテープ走行系の条件が大幅
に変わってしまい、メカニカルコンポーネンツを共有化
するのは困難である。また三洋電機の発表ではドラム径
がより大径の７６ｍｍであるためＶＨＳ−ＶＴＲとの共
有化は不可能である。本出願人による従来例では部品の
共有化は可能であるが、２チャンネル記録となるためヘ
ッド数が２倍となり、回路系も２系統必要となるために
回路部品が増えてしまう。

【００１７】現行テレビジョン信号を記録再生できるＶ
ＴＲとしてはＶＨＳ−ＶＴＲが広く一般家庭に普及して
おり、ＶＨＳ−ＶＴＲとメカニカルコンポーネンツが共
用できれば、安価なＭＵＳＥ−ＶＴＲが実現できるばか
りでなく、現行テレビジョン信号とＭＵＳＥ信号との両
方を記録できるＶＴＲを実現することが可能となるが、
従来の技術では困難な点が多かった。また、ＭＵＳＥ信
号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換器は分解能が
１０ビットのものが使用されているが、１０ビットのＡ
／Ｄ変換器は非常に高価であるためにコスト高となり民
生用として手頃なところまで機器の価格を下げられない
という問題点があった。また、ＭＵＳＥディエンファシ
ス回路の規模が大きいという問題点もあった。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は上記の問題点す
べてを解決したものであり、それらは以下の手段によっ
て行われる。 １．媒体に記録する映像信号の１フレームのライン数を
入力映像信号の１フレームのライン数よりも多くする。 ２．入力される帯域圧縮映像信号の１フィールド分を一
時記憶することのできる映像信号記憶手段をひとつ以上
具備し、入力映像信号をすだれ状にまびいて第１、第２
の記録信号に分割して記録を行う。 ３．すだれ状に分割する際に記録信号の占有帯域を入力
映像信号信号の占有帯域よりも大きくなるようにする。 ４．入力される帯域圧縮映像信号が互いに異なる２種類
の水平同期信号を持つ場合には、第１の水平同期信を持
つ水平ラインを第１の記録信号とし、第２の水平同期信
号をも水平ラインを第２の記録信号とするようにする。

【００１９】５．記録信号に負極性同期信号とバースト
信号を付加する同期信号付加手段を具備し、前記同期信
号付加手段は、データを１クロック分遅延させる遅延手
段２個と前記遅延手段の出力が接続された４者択一型の
スイッチを含むように構成する。 ６．音声信号が垂直ブランキング期間に圧縮多重されて
いる帯域圧縮映像信号をすだれ状にまびいて第１、第２
の記録信号に分割して記録を行う際に、垂直ブランキン
グ期間の音声信号を映像信号期間中に分散させて、記録
信号中の音声信号の水平ラインが連続しないようにす
る。 ７．同期信号付加手段は２種類の負極性同期信号を発生
可能に構成し、映像信号の１ラインに付加する負極性同
期信号と音声信号の１ラインに付加する負極性同期信号
とではパルス幅を異ならしめるようにする。 ８．ドロップアウト補償手段と再生信号中の音声信号ラ
インを検出可能に構成された音声信号検出手段を具備
し、特殊再生を行う際には前記音声信号検出手段の出力
信号とドロップアウトパルスとの論理和をとった信号が
ドロップアウト補償手段に与えられるようにする。

【００２０】９．回転ドラムの回転数を２倍に切り換え
る回転ドラム回転数切り換え手段と、テレビジョン信号
を入力するテレビジョン信号入力端子と、帯域圧縮映像
信号を入力する帯域圧縮映像信号入力端子とを具備し、
テレビジョン信号を記録することも帯域圧縮映像信号を
記録することも可能に装置を構成し、帯域圧縮映像信号
を記録する際には前記回転ドラム回転数切り換え手段に
よって回転ドラムの回転数を２倍に切り換えるようにす
る。 １０．記録再生装置に入力される帯域圧縮映像信号がハ
イビジョン信号を帯域圧縮したＭＵＳＥ信号の場合は、
記録する信号の１トラックの水平ライン数を２９２．５
となるようにする。 １１．帯域圧縮映像信号の記録再生装置がＭＵＳＥ信号
を記録する際には、分解能が８ビットのＡ／Ｄ変換器
と、デジタルフィルタによって構成される入出力が８ビ
ットの入力信号のすべての領域にディエンファシス処理
を行うディエンファシス回路と、８ビットのデータに負
極性同期信号の分１ビットを加えた９ビットのデータを
Ｄ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器を使用するようにする。

【００２１】

【作用】本発明の構成によれば、帯域圧縮映像信号のも
ともとある水平ライン数よりも多い水平ライン数で記録
を行うことになるので、増加分の水平ラインをヘッドス
イッチングのための領域として使用することができるよ
うになり、信号が欠落することなく帯域圧縮映像信号の
全水平ラインを記録することができるようになる。本発
明の構成によれば、帯域圧縮映像信号を第１、第２の記
録信号にすだれ状に分割したときに、記録信号の占有帯
域のほうがもともとの帯域圧縮映像信号の占有帯域より
も高いので、相対的に信号の記録に要する時間が短くな
り、短くなった時間の分をヘッドスイッチングのための
時間として使用することが可能となる。本発明の構成に
よれば、第１の記録信号と第２の記録信号とでは水平同
期信号及び色差信号が同じ種類の信号となるので、ドロ
ップアウト補償回路の構成が簡単になり、機器のコスト
を下げることができるようになる。本発明の構成によれ
ば、記録時に付加された負極性同期信号とバースト信号
によって入力信号が変形してしまうのを避けることがで
き、付加された負極性同期信号とバースト信号を取り除
いたあとでも、もとの帯域圧縮映像信号を完全に復元す
ることが可能となる。

【００２２】本発明の構成によれば、記録信号中に音声
信号が連続することがなくなるので、再生信号中に比較
的長いドロップアウトがあっても、ダメージを受ける音
声信号は１ラインで済むようになり、ドロップアウトに
よって音声ノイズが聞き取れてしまうようなことがなく
なる。本発明の構成によれば、再生信号中の音声信号と
映像信号を識別検出することが可能となるので、特殊再
生時に音声信号を映像信号と誤ってモニタ等に出力して
しまうことがなくなる。本発明の構成によれば、テレビ
ジョン信号と帯域圧縮映像信号の両方を記録再生できる
記録再生装置を１台の機器で実現することが可能にな
る。本発明の構成によれば、入力信号のサンプリングク
ロックの２倍の周波数を３２．４ＭＨｚとしたときに、
記録信号のサンプリングクロックの２倍の周波数は３
５．９４２４ＭＨｚとなり、その比は整数の３７５対４
１６となり、２種類の周波数の最大公約数は８６．４ｋ
Ｈｚと比較的大きな値となるので、記録信号のサンプリ
ングクロックを作成するＰＬＬの構成が簡単になる。ま
た、記録トラックのＨずれ量を特殊再生が可能となる
０．５とし、テープ走行速度をＶＨＳ−ＶＴＲの標準走
行速度である３３．３５ｍｍ／ｓｅｃの簡単な整数比と
なる３／５の２０．０１ｍｍ／ｓｅｃとすると、トラッ
クピッチは１７．３μｍとなり、１３．５μｍ厚の磁気
テープをＶＨＳサイズのカセットに装填した場合は約
４．４時間の記録再生時間を実現することが可能とな
る。本発明の構成によれば、安価な８ビットのＡ／Ｄ変
換器を使用できるようになり、また、ＭＵＳＥディエン
ファシス回路においては、従来は映像信号部分のみにデ
ィエンファシス処理を行っていたため必要であった遅延
回路やスイッチ回路が不要となり、回路規模を小さくす
ることができ、機器のコストを下げることが可能となる

【００２３】

【実施例】以下、図面をもとに本発明の実施例を説明す
る。入力信号である帯域圧縮映像信号は、ハイビジョン
信号を帯域圧縮したＭＵＳＥ信号のときを例にとって説
明する。

【００２４】図１に本発明の第１の実施例のブロック図
を、図２に本発明の第２の実施例のブロック図を示す。
従来例に近いのは第２の実施例なので、始めに第２の実
施例から説明を行う。尚、第１の実施例と第２の実施例
において記録系は同じ構成となっている。また、従来例
と同じ機能を持つ回路ブロックについては同一の番号を
付記してある。

【００２５】図２において入力されたＭＵＳＥ信号はＡ
／Ｄ変換器１でデジタルデータに変換される。Ａ／Ｄ変
換のサンプリング周波数は１６．２ＭＨｚであり、分解
能は従来と同じ１０ビットのものでも良いが、民生用と
しての一般家庭で使用される程度の性能であればコスト
が大幅に下げられる８ビットのものを用い、後述するＭ
ＵＳＥディエンファシス回路を工夫することで性能的に
は十分であることが本願の発明者らの実験によって確認
できている。Ａ／Ｄ変換器１でＡ／Ｄ変換されたデータ
はＭＵＳＥディエンファシス回路２に入力され、ここで
衛星放送のためにかけられているノンリニアエンファシ
スを元に戻す処理が行われる。Ａ／Ｄ変換器１が１０ビ
ット分解能のものであればＭＵＳＥディエンファシス回
路２は従来と同じ構成のものが用いられるが、Ａ／Ｄ変
換器１が８ビット分解能のものであれば、ＭＵＳＥディ
エンファシス回路２は入出力が８ビット構成のものとな
る。入出力が８ビット構成となったＭＵＳＥディエンフ
ァシス回路についての詳細は後述する。ＭＵＳＥディエ
ンファシス回路２の８ビットの出力データは入出力が８
ビット構成の水平ノンリニアエンファシス回路３に入力
される。水平ノンリニアエンファシス回路３は時間軸逆
転型の位相直線ハイパスフィルタであり、後述する水平
ノンリニアディエンファシス回路と対をなすものである
が、必ずしも必要なものではない。しかし本願の発明者
らが実験によって確認したところ水平ノンリニアエンフ
ァシス／ディエンファシスを用いることによってＳ／Ｎ
で５ｄＢ〜８ｄＢの改善効果が確認できた。水平ノンリ
ニアエンファシス回路の構成については公知であり、文
献では「民生用ハイビジョンＶＴＲ仕様」（1991年9月2
6日 テレビジョン学会技術報告 ITEJ Technical Repor
t Vol.15,No.50,PP１〜６）に詳細が述べられているの
でここでの説明は省略する。水平ノンリニアエンファシ
ス回路３の出力データ８ビットはフィールドメモリ４に
入力される。フィールドメモリ４では入力されたデータ
をすだれ状に間引いて並び換えを行い第１、第２の信号
に変換し、１水平ラインのデータを１５／１６に時間圧
縮して、前期第１、第２の信号と入力信号にはなかった
何本かの水平ラインを加えて時系列に出力する。時間圧
縮の方法については従来と同様で、書き込みクロックの
周波数よりも高い周波数で読み出すことによって行われ
る。ここでは書き込みクロックは１６．２ＭＨｚであ
り、読み出しクロックは１７．９７１２ＭＨｚである。
読み出しクロックの算出方法については後述する。一
方、Ａ／Ｄ変換器１でＡ／Ｄ変換されたデータはＭＵＳ
Ｅ同期分離回路５に入力され、ＨＤ，ＶＤの信号をＳＳ
Ｇ６に入力するまでは従来と同じである。ＳＳＧ６はフ
ィールドメモリ４の書き込みクロック、読み出しクロッ
ク、ヘッドスイッチングパルスなどシステムが必要とす
る各種クロックや制御信号を出力する。フィールドメモ
リ４から出力されたデータは同期信号付加回路７に入力
され、ここで負極性同期信号とバースト信号が付加さ
れ、Ｄ／Ａ変換器８でアナログ信号に変換され、エンフ
ァシス回路９で磁気記録に適したエンファシス処理がな
され、ＦＭ変調器１０でＦＭ変調され、記録アンプ１１
で電流増幅が行われ、磁気ヘッド１２で磁気テープ１３
に記録が行われるまでは従来と同じである。

【００２６】一方再生時には、磁気テープ１３に記録さ
れている信号は磁気ヘッド１２にてピックアップされ、
再生アンプ１４で増幅され、ＦＭ復調器１５でＦＭ復調
がなされ、ディエンファシス回路１６でディエンファシ
ス処理がなされた後に、Ａ／Ｄ変換器１７とライトクロ
ックジェネレーター１９に入力されるまでは従来と同じ
である。Ａ／Ｄ変換器１７でデジタルデータに変換され
た再生信号はラインメモリ２３に入力される。ラインメ
モリ２３では時間軸の補正動作いわゆるタイムベースコ
レクタとしての動作のみが行われる。再生信号にはドラ
ムの回転むらなどによってのジッタがあるが、ライトク
ロックジェネレーター１９にて発生したジッタのあるク
ロックでジッタのあるデータを書き込み、ＳＳＧ６が発
生するジッタのないクロックでデータを読み出すことに
よってジッタのない再生信号データを得ることができ
る。ラインメモリ２３によってジッタの取り除かれたデ
ータはフィールドメモリ１８に入力される。フィールド
メモリ１８では記録時にフィールドメモリ４でおこなわ
れた処理の逆の処理が行われる。即ち、第１、第２の信
号にすだれ状に間引いて分割されていた信号をもとの信
号に戻す処理が行われ、それと同時に時間圧縮されてい
たデータを伸長し、付加されていた負極性同期信号とバ
ースト信号を取り除き、加えられていた何本かの水平ラ
インを取り除く処理が行われる。なお通常は記録と再生
とは同時には行われないので、フィールドメモリ１８を
フィールドメモリ４と共用しても構わない。フィールド
メモリ１８でもとのならびの信号に戻されたデータは水
平ノンリニアディエンファシス回路２０に入力され、記
録時に水平ノンリニアエンファシス回路３によってなさ
れた水平ノンリニアエンファシス処理を元に戻す処理が
行われる。水平ノンリニアディエンファシス回路２０の
出力データはＭＵＳＥエンファシス回路２１に入力さ
れ、Ｄ／Ａ変換器２２でアナログ信号に変換されて出力
されるところは従来と同じである。

【００２７】次に本発明の第１の実施例について説明を
行う。第１の実施例の構成を示す第１図と第２の実施例
の構成を示す図２とで異なる点は、図２において存在し
たラインメモリ２３が図１には存在しないというところ
だけである。つまり第２の実施例において説明したライ
ンメモリ２３は省略可能ということになる。ラインメモ
リ２３を省略するとどうなるかというと、Ａ／Ｄ変換器
１７でデジタルデータに変換されたジッタのある信号が
そのままフィールドメモリ１８に入力され、ライトクロ
ックジェネレーター１９で発生したジッタのあるクロッ
クがフィールドメモリ１８の書き込みクロックとして入
力される。即ちタイムベースコレクタとしての動作はフ
ィールドメモリ１８が行うことになり、フィールドメモ
リ１８はタイムベースコレクタとしての動作と時間軸伸
長と不要な信号の除去をいっぺんに行うことになる。そ
の他の部分については第２の実施例と同じである。

【００２８】なぜ第１の実施例と第２の実施例とを説明
したかというと、第１の実施例と第２の実施例とでは特
殊再生の処理方式が異なるからである。早送り再生や巻
き戻し再生といった特殊再生時にはヘッドがトラックを
横切って走査するために１ラインの長さが長くなった
り、あるいは短くなったりする。また１トラックのライ
ン数も少なくなったり、あるいは多くなったりする。こ
のときに第２の実施例で説明したようにフィールドメモ
リの前段にラインメモリがあると、早送り再生時に１ラ
インの長さが長くなって１トラックのライン数が少なく
なってもラインメモリによって適当に補完され、ライン
メモリから出力されるときのライン数は正規の数にな
る。また巻き戻し再生で１ラインの長さが短くなって１
トラックのライン数が多くなってもラインメモリによっ
て適当に切り捨てられてラインメモリから出力されると
きには正規のライン数となる。このようにラインメモリ
がフィールドメモリの前段に存在すると、ラインメモリ
がライン数を補正してくれるのでシステムが設計しやす
くなるという利点がある。ただし特殊再生によって１ラ
インの長さが変化する量はジッタの変化量よりもはるか
に大きいので、ライトクロックジェネレーターのクロッ
ク周波数変化幅は大きく設計しておかなければならな
い。しかしライトクロックジェネレーターのクロック周
波数変化幅を大きく設計すると、ライトクロックジェネ
レーターの回路規模が大きくなり、コストを上げる原因
となる。そこで別な手法で対処することも可能である。
その方法は特殊再生時の回転ドラムの回転数を正規の回
転数よりも微妙に変化させるというものである。回転ド
ラムの回転数を微妙に変化させることによって、１ライ
ンの長さを正規の長さに近い値にしてやれば、ライトク
ロックジェネレーターのクロック周波数変化幅を大きく
設計しなくても済む。しかしこのときは回転ドラムの回
転数が正規の回転数から微妙にずれているために、フィ
ールドメモリの書き込みと読み出しのタイミングがずれ
てゆき、やがては１フィールド追い越す、または１フィ
ールド不足するといった現象が起こる。そのためこのず
れに対処できるようにフィールドメモリのコントロール
回路を設計する必要がある。また、ラインメモリを省略
した場合はライン数が正規でなくなるのでこれについて
もフィールドメモリのコントロール回路で対処する必要
がある。

【００２９】フィールドメモリを用いたときの特殊再生
はラインスキップ型の特殊再生となり、フィールドメモ
リを用いたときの特殊再生はフィールドスキップ型の特
殊再生となるわけだが、どちらで設計するかは設計者の
自由である。本願の発明者らが実験によって確認したと
ころ、ラインスキップ型の特殊再生もフィールドスキッ
プ型の特殊再生も性能的には甲乙つけがたく、フィール
ドメモリを省略したほうが若干であるがコストを下げら
れるという結論が得られた。即ち第１の実施例のほうが
コスト的には有利である。

【００３０】次に本発明によるテープパターンについて
説明を行う。従来のＭＵＳＥ−ＶＴＲの記録方式の場合
は単純なセグメント分割記録であったが、本発明ではＭ
ＵＳＥ信号が持つ２種類の同期信号をもとにＭＵＳＥ信
号をすだれ状に第１、第２の記録信号に分割し、さらに
ＭＵＳＥ信号の垂直ブランキング期間に多重されている
音声信号を前記第１、第２の記録信号中に１ラインずつ
分散させるという今までにない記録方式を採用してい
る。入力信号をすだれ状に第１、第２の記録信号に分割
するという記録方式はハイビジョンのベースバンドＶＴ
Ｒで用いられ既に公知な技術であるが、ハイビジョンベ
ースバンドＶＴＲの場合は単純に奇数ライン、偶数ライ
ンで分割していた。それに対し本発明では同期信号部分
のドロップアウトにも対処するために、ＭＵＳＥ信号の
２種類ある同期信号をよりどころとして分割する方法を
用いている点において新規なものである。また、ハイビ
ジョンベースバンドＶＴＲは２チャンネル２セグメント
記録、あるいは２チャンネル３セグメント記録方式を採
用しているので入力信号の占有帯域Ｐよりも記録信号の
占有帯域Ｑは小さい値となっていたが、本発明では１チ
ャンネル記録を行うことによってＱ＞Ｐの状態で記録を
行うようにしている。図３に示すのが本発明によるテー
プパターンである。１トラックのライン数が２９２．５
の場合を例にとって説明してあるが、必ずしもこの限り
ではない。同図（ａ）は１フレーム分のテープパターン
を分かりやすく示したものである。入力ＭＵＳＥ信号の
１フレームのライン数Ｎは１１２５であり、記録信号の
１トラックのライン数が２９２．５で１フレームは４本
のトラックに分割されるので、記録信号の１フレームの
ライン数Ｍは１１７０となり、Ｍ＞Ｎの状態で記録が行
われることになる。回転ドラムの回転方向は右から左で
ある。始めに回転ドラムの１／２回転で＃１₁のトラッ
クを図１９でいうところの１２（ａ）のヘッドが記録を
行い、次の１／２回転で＃２₁のトラックを１２（ｂ）
のヘッドが記録を行って１フィールドの記録が完了す
る。次の１／２回転では＃１₂のトラックを再び１２
（ａ）のヘッドが記録を行い、さらに次の１／２回転で
＃２₂のトラックを１２（ｂ）のヘッドが記録を行って
１フレームの信号の記録が完了する。Ｘ，ＶＬ，ＴＣと
いうのは記録時に新たに加えられた信号である。Ｘは負
極性同期信号とバースト信号があってあとは無彩色５０
％レベルの信号であり、トラックの始点と終点部分にあ
りヘッドスイッチングのためのマージンとなっている部
分である。ＶＬはそのトラックの信号の始まりを示す信
号である。ＴＣはタイムコード信号を記録する領域であ
る。ライン番号でいうところの１，２，５６４以外の部
分は太枠でくくってあるが、図１５にあるように１，２
はＭＵＳＥのフレームパルスであり、５６４は空の信号
であり映像信号でも音声信号でもない部分である。即
ち、映像信号または音声信号の部分が太枠でくくってあ
る。そしてこの太枠部分は第１フィールドと第２フィー
ルドとで同じ形で同じ並びになるようにしてある。この
ように両フィールドで映像信号または音声信号の部分を
同じ形で同じ並びにしておくと特殊再生時にモニタに現
れる映像が自然に見えるようになる。第１フィールドの
３ラインめから４６ラインと、第２フィールドの５６５
ラインめから６０８ラインにある音声信号ラインは、図
１５に示すように１ラインずつ映像信号領域内に分散さ
れている。なぜこのような操作をしているかというと、
ＭＵＳＥ信号の音声信号は３値のＰＣＭ信号であり、エ
ラー訂正のための種々の操作がなされているがドロップ
アウトのような長期のバーストエラーに対してのエラー
訂正能力はそれほど高くはない。エラー訂正についての
詳細は先にあげたＭＵＳＥに関する参考文献にに詳しい
のでここでは説明しないが、本発明者らが実験により確
認したところ、ドロップアウトの長さが０．６ラインま
でであればエラー訂正が可能であり、それ以上１ライン
程度までであれば完全な訂正はできないが補正が行われ
音声ノイズとはならず、２ラインにまたがったドロップ
アウトの場合は補正もできなくなって音声ノイズとして
知覚できてしまうという結果が得られた。そこで本発明
では上記に説明したように音声信号を１ラインずつ分散
させて長期間のドロップアウトがあっても音声信号が受
けるダメージが１ライン以内になるようにしている。図
３の例では１２ラインおきに音声信号が配置されるので
１２ラインを越えるドロップアウトについては問題とな
るが、現実には１２ラインを越えるドロップアウトとい
うものはほとんど存在せず、比較的長いドロップアウト
でも４ライン程度であることが本願の発明者らの実験に
よって確認できている。図３（ｂ）は６フレームを連続
して記録したときのテープパターンを示したもので、音
声信号の分散状況をイメージとしてとらえやすく示した
ものである。＊マークの部分が音声信号ラインである。
このように音声信号がまんべんなく分散されているので
テープ走行方向でのドロップアウトがあっても対処でき
るようになっている。

【００３１】図４に本発明による記録信号の形態を示
す。入力ＭＵＳＥ信号は図４に示すように向きの異なる
２種類の同期信号をもったラインが交互に存在するが、
これを同期信号の種類をよりどころとしてすだれ状に第
１、第２の記録信号に分割する。第１の記録信号として
は右下がりの同期信号を持ったラインの信号を順次出力
し、第２の記録信号としては右上がりの同期信号を持っ
たラインの信号を順次出力する。第１の記録信号は回転
ドラムの初めの１／２回転で記録を行い、第２の記録信
号は回転ドラムの次の１／２回転で記録を行う。

【００３２】図５、図６は本発明を説明するための図で
ある。図５が本発明に懸かる同期付加回路のブロック図
であり、図６がそのタイミングチャートである。フィー
ルドメモリ４の出力データ（ａ）は第１のＤフリップフ
ロップ２４に入力されここで１クロック遅延したデータ
（ｂ）は第２のＤフリップフロップ２５に入力され、さ
らにもう１クロック遅延したデータ（ｃ）となる。ま
た、フィールドメモリ４の出力データ（ａ）は４者択一
型のスイッチ回路２６のＣ２端子に、第１のＤフリップ
フロップ２４の出力データはＣ０端子に、第２のＤフリ
ップフロップ２５の出力データはＣ１端子に入力されて
いる。負極性同期信号・バースト信号発生ＲＯＭ２７の
出力データは４者択一型スイッチ回路２６のＣ３端子に
接続されている。また、第５図には図示したはいないが
ＳＳＧ６にて発生する４者端子型スイッチ回路２６のセ
レクト信号Ａ（ｇ）及びセレクト信号Ｂ（ｆ）はそれぞ
れＡ，Ｂの端子に入力されている。４者択一型スイッチ
回路の例としては７４ＨＣ１５３などがある。７４ＨＣ
１５３にはこの型のスイッチ回路が２回路入っている。
図５の下側に７４ＨＣ１５３の機能表と内部構成を示
す。図６において、ＭＵＳＥ信号の１ラインは４８０サ
ンプルであり、フィールドメモリ４の出力データは同図
のように３２サンプル分の間を空けて間欠的に出力され
る。３２サンプル分のデータが負極性同期信号とバース
ト信号のデータのサンプル数である。記録信号のデータ
数はあわせて５１２サンプルとなるが、この５１２とい
う値は２⁹であり、一般に市販されているメモリの容量
が２^Nであることから、一般に市販されているメモリと
の整合性が良くメモリをむだにすることのない値として
いる。このときＭＵＳＥ信号の記録信号に対する割合は
４８０／５１２＝１５／１６であり、負極性同期信号・
バースト信号データの記録信号に対する割合は３２／５
１２＝１／１６となっている。負極性同期信号とバース
ト信号のデータとして空けられているのは３２サンプル
であるが負極性同期信号・バースト信号発生ＲＯＭ２７
から出力されるサンプル数は３０サンプルである。３２
サンプルのうち最初のサンプルデータはＭＵＳＥ信号の
最後のサンプルデータが再び出力され、３２サンプルの
うちの最後のサンプルデータはＭＵＳＥ信号の最初のサ
ンプルデータは出力されるように本発明では構成されて
いる。図５のような構成で、図６に示すようなセレクト
信号（ｇ），（ｆ）が４者択一型スイッチ回路２６に与
えられると、同期付加回路７の出力データ（ｅ）はＭＵ
ＳＥ信号部分はセレクト信号Ａ（ｇ），Ｂ（ｆ）とも"
Ｌ"なのでスイッチはＣ０のデータを選択し、第１のＤ
フリップフロップ２４の出力データ（ｂ）が４８０サン
プル出力されることになる。３２サンプルの最初のサン
プルではセレクト信号Ａ（ｇ）が"Ｈ"でセレクト信号Ｂ
（ｆ）は"Ｌ"なのでスイッチはＣ１のデータを選択し、
第２のＤフリップフロップ２５の出力データ（ｃ）が１
サンプル出力される。この１サンプルはＭＵＳＥ信号デ
ータの最後のサンプルデータである。３２サンプルの最
後のサンプルではセレクト信号Ａ（ｇ）が"Ｌ"でセレク
ト信号Ｂ（ｆ）は"Ｈ"なのでスイッチはＣ２のデータを
選択し、同期付加回路７の入力データ（ａ）が１サンプ
ル出力される。この１サンプルはＭＵＳＥ信号データの
最初のサンプルデータである。３２サンプルのうち最初
と最後の２サンプルを除く３０サンプルではセレクト信
号Ａ（ｇ），Ｂ（ｆ）とも"Ｈ"なので負極性同期信号・
バースト信号発生ＲＯＭ２７の出力データ（ｄ）が出力
される。このように本発明によれば新たに付加する負極
性同期信号・バースト信号の前後のデータそれぞれ１サ
ンプルずつはＭＵＳＥ信号データの最後のサンプル及び
最初のサンプルとなり、負極性同期信号及びバースト信
号によって影響を受けるのはこれらのデータであり、再
生時にはそれらのデータを含む３２サンプルのデータを
取り除く処理を行えば従来の２者択一型スイッチを用い
た時に起こった問題を軽減し、ほとんど問題となくする
ことが可能となる。

【００３３】図７に負極性同期信号とバースト信号を付
加した後の記録信号の波形を示す。同図下に示すのがイ
メージとしての図であり、左側に＄ＸＸＸで示したのが
１６進数で表示したレベルである。同図上に示したのが
負極性同期信号・バースト信号部分とその前後の部分で
ある。ＴＣＩとしてあるのが記録信号であり、ＲＷＣＫ
としてあるのがフィールドメモリ４の読み出しクロック
である。ＲＷＣＫの上に書いてある数字がＭＵＳＥのサ
ンプル番号であり、下に書いてあるのが記録信号のサン
プル番号である。ＳＤ−ＲＯＭ ＤＡＴＡと書いてある
のは負極性同期信号・バースト信号発生ＲＯＭ２７の出
力データを８ビット分１６進数表示したものである。負
極性同期信号が２重になった部分があるが（記録信号の
サンプル番号での９〜１２の部分）、これは本発明に関
し映像信号と音声信号とで付加する負極性同期信号の幅
を変えた時の例である。

【００３４】図８はフィールドメモリ４にＭＵＳＥ信号
を書き込む際のメモリマップを示したものである。まず
フィールドメモリ４を２つの領域に分割し、前半（図で
は左半分）の領域を第１の記録信号＃１の領域とし、後
半（図では右半分）の領域を第２の記録信号＃２の領域
とする。入力されたＭＵＳＥ信号の１ライン目は＃２の
領域の最初の番地に書き込まれ、２ライン目は＃１の領
域の最初の番地に書き込まれる。３ライン目から４６ラ
イン目までは音声信号なので飛び飛びの番地にそれぞれ
＃１の領域と＃２の領域に交互に書き込みが行われる。
映像信号の始まりである４７ライン目は＃１の領域の２
ライン目の書かれた次の番地に書き込まれ、４８ライン
目は＃２の１ライン目の書かれた次の番地に書き込まれ
る。４９ライン目は再び＃１の領域の次の番地に書き込
まれるといった操作を順次繰り返すことによって、フィ
ールドメモリ４へのＭＵＳＥ信号の１フィールドのデー
タの書き込みを終了する。

【００３５】図９は本発明の改良されたドロップアウト
補償回路の実施例を示したものである。磁気テープ１３
に記録されている信号が磁気ヘッド１２にてピックアッ
プされ、再生アンプ１４で増幅され、ＦＭ復調器１５で
復調され、ディエンファシス回路１６でディエンファシ
ス処理され、Ａ／Ｄ変換器１７でデジタルデータに変換
されフィールドメモリ１８に書き込まれるまでは既に説
明した。再生アンプ１４の出力はローパスフィルタ２８
に与えられ、ここで再生ＦＭ信号の包絡外形線が取り出
され、コンパレーター２９の＋側端子に入力される。コ
ンパレーター２９の−側端子には可変抵抗器３０で作成
された一定電圧が与えられており、ドロップアウトを検
出する。コンパレーター２９の出力信号であるドロップ
アウト検出パルスＤＯＰはＯＲ回路３１の一方の端子に
入力される。また、ディエンファシス回路１６の出力信
号は音声ライン検出回路３２に入力される。音声ライン
検出回路３２では付加されている負極性同期信号のパル
ス幅を検知して音声信号ラインであるときは"Ｈ"の信号
をＡＮＤ回路３３の一方の端子に出力する。ＡＮＤ回路
３３のもう一方の端子には図示してはいないが、ユーザ
ーのキー入力による特殊再生の指示をうけたシステムコ
ントロラーが特殊再生モードであることを出力するＴＲ
ＩＣ（トリック）信号が接続されている。特殊再生モー
ドのときにシステムコントロラーは"Ｈ"のＴＲＩＣ信号
を出力する。即ち、ＡＮＤ回路３３は特殊再生が行われ
ており、かつ音声信号ラインを検出したときに"Ｈ"の信
号を出力する。ＡＮＤ回路３３の出力はＯＲ回路３１の
もう一方の端子に入力される。ＯＲ回路３１の出力はフ
ィールドメモリ１８のライトイネーブル端子に入力され
ている。フィールドメモリ１８のライトイネーブル端子
が"Ｈ"となるとフィールドメモリ１８はデータの書き込
みを行わないので、このときは１フィールド前のデータ
が保持されることになる。即ち、フィールドメモリを用
いた時のドロップアウト補償は１フィールド前のデータ
で補償が行われることになる。この例は前述した図１に
基づく実施例のときであり、図２に基づく実施例のとき
には、フィールドメモリ１８がラインメモリ２３に置き
換えられることになる。このときのドロップアウト補償
は１ライン前のラインで行われることになる。ここで重
要なのは本発明によれば従来の図２３のような複雑なド
ロップアウト補償回路が不要であるということである。
即ち、記録信号はＭＵＳＥの水平同期信号をよりどころ
として第１、第２の記録信号に分割されており、再生時
もその条件は変わらないから再生時には同じタイプのＭ
ＵＳＥ水平同期信号のラインが連続してドロップアウト
補償回路に入力され、色差信号はＭＵＳＥ水平同期信号
と１対１に対応しているので、前後のラインでは相関性
が存在し直前のラインでドロップアウト補償を行っても
問題とはならないのである。なぜ図９のようなドロップ
アウト補償回路にしているかというと、前述したように
特殊再生時には１トラックのライン数が正規の数とは異
なってしまうので音声信号ラインを正しく規定の番地に
格納できなくなり、音声信号を映像信号と誤って出力し
てしまう問題が生じてしまうからである。音声信号を映
像信号と誤って出力してしまうとモニタに横筋が入った
ような再生信号になってしまう。そのため本発明では特
殊再生時には音声信号をドロップアウト処理してしまう
ことによってこの問題に対処している。特殊再生時の音
声ライン検出信号とドロップアウトパルスとの論理和を
とっているのがＯＲ回路３１である。

【００３６】図１０に示すのが音声ライン検出回路３２
の構成をあらわすブロック図と回路の動作を説明するた
めのタイミングチャートである。ディエンファシス回路
１６の出力信号は（ａ）のような波形をしている。映像
信号に付加されている負極姓同期信号は幅が広く、音声
信号に付加されている負極姓同期信号は幅が狭くなって
いる。この信号（ａ）が同期分離回路３４に入力され、
同期分離回路３４は入力された信号の負極姓同期信号を
分離して（ｂ）のような波形を出力する。同期分離出力
（ｂ）はＤフリップフロップ３５のＤ端子に入力される
とともにモノステーブルマルチバイブレーター３６に入
力される。モノステーブルマルチバイブレーター３６は
入力信号である同期分離信号（ｂ）の立ち上がりエッジ
を捕え、そこから一定の幅を持った負極姓のパルス
（ｃ）をＤフリップフロップ３５のクロック端子に出力
する。Ｄフリップフロップ３５はクロック端子の立ち上
がり時のＤ端子のレベルを保持するので、（ｄ）のよう
な音声ラインが"Ｈ"となったパルスを出力する。これで
音声ラインが検出できたことになる。映像信号に付加さ
れる負極性同期信号と音声信号に付加される負極性同期
信号とではそのパルス幅を変えてある。図１０の例では
負極性同期信号の立ち下がり位置は同じで、音声信号に
付加されるほうの負極性同期信号の立ち上がり位置を早
くして、音声信号に付加される負極性同期信号のパルス
幅を狭くしている。この例では負極性同期信号の立ち下
がり位置を同じにしているが、立ち上がり位置を同じに
しても、あるいは立ち上がり、立ち下がり位置の両方を
異なる位置にしてもかまわない。しかしこのときは音声
ライン検出回路の構成は適当に変更しなければならな
い。

【００３７】図１１は本発明の実施例を示したものであ
る。記録再生装置はテレビジョン信号を入力する端子と
帯域圧縮映像信号を入力する端子とを具備している。テ
レビジョン信号入力端子から入力されたテレビジョン信
号はテレビジョン信号記録回路３７に入力される。テレ
ビジョン信号記録回路３７の構成は例えばＶＨＳ−ＶＴ
Ｒの記録回路として公知なのでここでは説明しない。テ
レビジョン信号記録回路の出力信号はテレビジョン信号
記録用磁気ヘッド３８で磁気テープ１３に記録が行われ
る。一方帯域圧縮映像信号入力端子から入力された帯域
圧縮映像信号は帯域圧縮映像信号記録回路３９に入力さ
れ磁気ヘッド１２にて磁気テープ１３に記録が行われ
る。帯域圧縮映像信号記録回路３９の構成は図１などで
説明したものである。ユーザーがテレビジョン信号の記
録を行うか帯域圧縮映像信号の記録を行うかを切り替え
選択する入力切り替えスイッチ４０の出力はシステムコ
ントローラー４１に入力される。システムコントローラ
ー４１はマイクロコンピューター（いわゆるワンチップ
マイコン）などで構成されており、無用な電力消費を抑
えるためのテレビジョン信号記録回路３７や帯域圧縮映
像信号記録回路３９の電源をオン／オフ切り替えを行っ
たりする。システムコントローラー４１はユーザーがス
イッチ４０にてテレビジョン信号の記録を指示したとき
にはドラムサーボ回路４２とキャプスタンサーボ回路４
３にテレビジョン信号を記録するための制御信号を出力
する。例えばＶＨＳ−ＶＴＲと同じ記録回路であればド
ラムの回転数を１８００ｒｐｍに、磁気テープ１３の走
行速度が３３．３５ｍｍ／ｓになるような制御信号を出
力する。ドラムサーボ回路４２はドラムの回転数が一定
になるように回転ドラムを制御し、キャプスタンサーボ
回路４３は磁気テープ１３の走行速度が一定になるよう
にキャプスタンを制御する。一方帯域圧縮映像信号を記
録するよう指示があったときにはシステムコントローラ
ー４１はドラムの回転数が２倍の３６００ｒｐｍに、磁
気テープ１３の走行速度が３／５の２０．０１ｍｍ／ｓ
になるような制御信号を出力する。

【００３８】ここで、なぜ磁気テープ１３の走行速度が
２０．０１ｍｍ／ｓになるのかを説明する。２０．０１
ｍｍ／ｓという値はＶＨＳ−ＶＴＲの標準モードでのテ
ープの走行速度の３／５という簡単な整数比となる値で
ある。テープ走行速度を切り替えた時に、それが簡単な
整数比になっていれば切り替え回路の構成も簡単となる
のは明確である。回路の構成が簡単になればそれだけ回
路部品点数が減りコストを下げることができるのもまた
明確である。本発明の目的とするところは民生用の帯域
圧縮映像信号の記録再生装置を安価に実現することばか
りでなく、広く世界に普及しているＶＨＳ−ＶＴＲの資
産を生かしつつ帯域圧縮映像信号の記録再生装置を世界
に広げて行けるフォーマットを開示することである。そ
のため本発明のフォーマットに関わる各定数は従来のＶ
ＴＲの各定数や帯域圧縮映像信号（ＭＵＳＥ信号）の各
定数を熟慮した上で最も都合の良い値に決定されてい
る。その結果が本発明に懸かる発明である。即ち、回転
ドラム直径はＶＨＳ−ＶＴＲと同じ６２ｍｍとし、その
回転数はＶＨＳ−ＶＴＲの２倍である３６００ｒｐｍと
し、１トラックに記録する記録信号のライン数を２９
２．５とするものである。回転ドラムの直径が同じであ
り、回転数が２倍程度であれば従来の部品がほぼそのま
ま使える。記録フォーマットである１トラックの記録ラ
イン数を２９２．５にしたことについては複雑な計算を
要するので、まず計算式を下記する。

【００３９】 Ｖ＝｛πＮＤＳ_H／２（ｆ_H−Ｓ_H）｝・（１／ｃｏｓθ₀） ・・・ （１） Ｔ_P＝（Ｖ／Ｎ）ｓｉｎθ ・・・ （２） ｓｉｎθ＝ｓｉｎθ₀／√｛１−２（２Ｖ／πＮＤ）ｃｏｓθ₀＋（２Ｖ／πＮ Ｄ）²｝ ・・・ （３） このとき Ｖ ：テープ走行速度［ｍｍ］ Ｎ ：フィールド周波数×フィールド分割個数 Ｄ ：ドラム直径［ｍｍ］ Ｓ_H：１トラックのＨ数（水平ライン数） ｆ_H：Ｈずれ量 Ｔ_P：記録トラックピッチ［ｍｍ］ θ₀：静止時テープ傾斜角［°］ θ ：テープ記録角度［°］ である。

【００４０】ＶＨＳ−ＶＴＲの場合はＶは３３．３５
（標準モード）、１１．１１６（３倍モード）であり、
Ｎは６０、Ｄは６２、Ｓ_Hは２６２．５、ｆ_Hは１．５
（標準モード）、０．５（３倍モード）、Ｔ_Pは５８μ
ｍ（標準モード）１９．３μｍ（３倍モード）、θ₀は
５°５６′７．４″、θは５°５８′９．９″である。
上記の式やＶＨＳ−ＶＴＲの各定数については「ホーム
ＶＴＲ入門」（横山克哉他著 コロナ社）の１１３頁及
び１１８頁に詳しい。

【００４１】本発明はＶＨＳ−ＶＴＲとメカニカルコン
ポーネンツを共用するという前提があるのでドラム直径
Ｄと静止時テープ傾斜角θ₀はＶＨＳ−ＶＴＲと同じで
ある。また本発明では１フィールドの信号は２本のトラ
ックに分割されるのでＮは６０×２＝１２０となる。こ
れらのＤ，Ｎ，θ₀が決まってしまうと本発明のテープ
走行速度Ｖは（１）式よりｆ_HとＳ_Hの関係で求まること
がわかる。Ｈずれ量Ｓ_Hについてはテープ上でＨが並ぶ
いわゆるＨ並びがとれた状態にしないとクロストークの
問題や特殊再生時に処理が複雑になるという問題点があ
る。Ｈ並びがとれた状態にするにはＳ_Hの値を０．５の
倍数に極力近い値にすれば良い。また１トラックのＨ数
ｆ_Hは、ＭＵＳＥ信号の１フレームのＨ数は１１２５で
ありそれを４本のトラックに分割するのであるから１１
２５／４＝２８１．２５以上の値である必要がある。さ
らにＳ_Hが０．５の倍数であるからｆ_Hは２８１．５以上
０．５刻みの値となる。それに加えヘッドスイッチング
のための領域として１トラックの始点と終点にはそれぞ
れ最低３Ｈ程度ずつのマージンを設ける必要があるの
で、結果的にｆ_Hは２８６．５以上の０．５刻みの値と
なる。上記の条件のもとに本発明のテープ走行速度がＶ
ＨＳ−ＶＴＲの標準モードの走行速度の簡単な整数比に
なるようｆ_HとＳ_Hを（１）式から求めると、本発明のテ
ープ走行速度Ｖは３３．３５の３／５である２０．０
１、１トラックのＨ数ｆ_Hは２９２．５、Ｈずれ量Ｓ_Hは
０．４９６≒０．５となる。また、このときの記録トラ
ックピッチＴ_Pは（２）式（３）式より１７．３μｍと
なり、物理的に実現不可能な値ではないので、これをも
って本発明の記録フォーマットとして決定した。この記
録フォーマットによるテープパターンが図３に示した本
発明によるテープパターンである。また、トラックピッ
チが１７．３μｍのときに、１３．５μｍ厚の磁気テー
プをＶＨＳサイズ並のカセットに装填した場合、約４．
４時間の帯域圧縮映像信号の記録が可能となる。なおこ
の例においてはテープ走行速度が簡単な整数比になるこ
とを優先してＳ_Hを正確な０．５ではなく０．４９６と
した。実際にはこの０．００４の差はほとんど問題とは
ならないが、Ｓ_Hを０．５としてこれを優先してテープ
走行速度を決定してもかまわない。従って、本発明の範
囲は特許請求の範囲の記載によって限定される。

【００４２】ここで、フィールドメモリ４の読み出しク
ロック即ち記録信号のサンプリングクロックを１７．９
７１２ＭＨｚに決定した理由について説明する。先に決
定した１トラックのＨ数ｆ_Hは２９２．５であるから、
１フレームのＨ数は２９２．５×４＝１１７０となる。
また記録信号のなかでＭＵＳＥ信号が占める割合は１５
／１６であり、ＭＵＳＥ信号のＨ数は１１２５であり、
ＭＵＳＥ信号のサンプリング周波数は１６．２ＭＨｚで
あるから、記録信号のサンプリングクロックは， １６．２×（１１７０／１１２５）×（１６／１５）＝１７．９７１２ となる。

【００４３】一般にサンプリングクロックはその源振を
２倍以上の周波数とすることが多い。これは、ある周波
数の基本クロックを源振としてそのクロックを分周した
クロックをサンプリングクロックとして用いた方がサン
プリングクロックのデューティー比が良くなるからであ
る。したがって本発明においてもＭＵＳＥ信号をサンプ
リングするクロックの原振を１６．２ＭＨｚの２倍の３
２．４ＭＨｚとし、記録信号のサンプリングクロックの
原振も１７．９７１２ＭＨｚの２倍の３５．９４２４Ｍ
Ｈｚとする。このとき３２．４ＭＨｚと３５．９４２４
ＭＨｚは４１６対３７５という関係となり、やはり整数
比の関係となる。両方の周波数の最大公約数は、 ３５．９４２４／４１６＝３２．４／３７５＝８６．４［ｋＨｚ］ と比較的大きな値となる。このことは重要で、両方の周
波数の最大公約数が大きい値だとＳＳＧ６のクロック発
生部の構成が簡単になるという効果をもたらし、その結
果としてコストを下げられるという効果が得られる。図
１２に本発明のＳＳＧ６のクロック発生部の構成を示す
ブロック図を示す。ＳＳＧ６にはＭＵＳＥ同期分離回路
５によって分離されたＭＵＳＥ信号のＨＤ信号，ＶＤ信
号が入力されている。ＨＤ信号の周波数は３３．７５ｋ
Ｈｚであり、ＶＤ信号の周波数は６０Ｈｚである。ＳＳ
Ｇ６のクロック発生部は第１のフェイズドックドループ
（以降ＰＬＬ）４４と第２のＰＬＬ４５とで構成されて
いる。ＨＤ信号は第１のＰＬＬ４４の第１の位相比較器
４６に位相比較の基準信号として入力される。位相比較
器４６は後述する比較信号と基準信号ＨＤとの位相比較
を行い、位相ずれに応じたエラー電圧を発生する。エラ
ー電圧はローパスフィルタ４７でその低域成分のみが取
り出され、３２．４ＭＨｚのクロックを発生するボルテ
ージコントロールドクリスタルオシレーター（以降ＶＣ
ＸＯ）４８に制御電圧として与えられる。ＶＣＸＯ４８
にて発生した３２．４ＭＨｚのクロックは１／２分周器
４９に与えられ、ここで周波数が１／２となり、１６．
２ＭＨｚのＭＵＳＥ信号のサンプリングクロックとして
出力される。さらに１６．２ＭＨｚのクロックは１／４
８０分周器５０でその周波数を１／４８０にされて位相
比較器４６の比較信号として与えられる。比較信号の周
波数も３２．４ＭＨｚ／４８０＝３３．７５ｋＨｚであ
る。このようにして第１のＰＬＬ４４としての動作を行
う。一方３２．４ＭＨｚのクロックは１／３７５分周器
５１にに入力され、ここで周波数が１／３７５の８６．
４ｋＨｚとなった信号が第２のＰＬＬ４５の基準信号と
して第２の位相比較器５２に入力される。ＶＤ信号は１
／３７５分周器５１のリセット信号として入力される。
８６．４ｋＨｚはＶＤの周波数である６０Ｈｚで割り切
れるので８６．４ｋＨｚはＶＤと位相ロックのかかった
信号とすることができる。第２の位相比較器５２の出力
であるエラー電圧も同様にローパスフィルタ５３を通過
し、３５．９４２４ＭＨｚのＶＣＸＯ５４の制御電圧と
して与えられる。ＶＣＸＯ５４の出力クロックは１／２
分周器５６に入力され、周波数が１／２になった１７．
９７１２ＭＨｚの記録信号のサンプリングクロックとし
て出力される。一方１７．９７１２ＭＨｚのクロックは
１／２０８分周器５５で周波数が１／２０８の８６．４
ｋＨｚにされ、第２の位相比較器５２の比較信号として
入力され、第２のＰＬＬとしての動作を行う。このよう
に本発明によれば、ＳＳＧ６のクロック発生部は非常に
簡単な構成とすることができ、機器のコストを下げるこ
とが可能となる。

【００４４】最後に本発明に懸かる発明の、ＭＵＳＥデ
ィエンファシス回路２の構成について図１３のブロック
図を用いて説明する。８ビットの分解能のＡ／Ｄ変換器
１でＡ／Ｄ変換されたＭＵＳＥデータはまずノンリニア
ＲＯＭ５７にアドレスとして入力される。ノンリニアＲ
ＯＭ５７はいわゆるテーブルＲＯＭであり、入力データ
をアドレスとして後述するノンリニア特性のデータを出
力する。このとき出力データは９ビットである。従来の
ノンリニアＲＯＭが１０ビット入出力であったのに対
し、本発明では８ビット入力９ビット出力である。ノン
リニアＲＯＭ５７の出力データ９ビットはディエンファ
シスデジタルフィルタ５８に入力される。ここのデジタ
ルフィルタでディエンファシス処理がされて上位８ビッ
トのデータが出力されるところは従来と同じである。そ
して本発明では入力データのすべての領域にディエンフ
ァシス処理を行うので、従来あったような遅延回路やス
イッチ回路が不要となり、ここでもコストダウンが行わ
れている。即ち、本発明によるＭＵＳＥディエンファシ
ス回路は回路内部ではデータは９ビットとなるが、入出
力は８ビット構成であり、ＩＣ化の際のピン数の削減の
効果もある。図１４に示すのが本発明によるノンリニア
ＲＯＭ５７のノンリニア特性である。横軸が入力レベル
であり、縦軸が出力レベルである。入力レベルは±１２
８の２５６レベルでこれは入力８ビットに相当する２⁸
である。出力レベルは±２５６の５１２レベルでこれは
９ビットに相当する２⁹である。入力レベルの６０まで
は直線特性となっており、それ以上は楕円特性である。
直線特性の部分が信号の基本成分であり、楕円特性の部
分がノンリニアエンファシス成分である。この特性によ
れば信号の基本成分は入出力とも６０レベルあり、基本
成分の劣化はない。ディエンファシスデジタルフィルタ
５８の構成は図２８に示した従来例と同じである。

【００４５】以上、本発明について現在好ましいと考え
られる実施例について詳しく説明したが、当業者であれ
ば、本発明の範囲内で様々な変更が可能であることは明
白である。

【００４６】

【発明の効果】本発明に懸かる帯域圧縮映像信号の記録
再生装置は、以上に説明したように、帯域圧縮映像信号
のもともとある水平ライン数よりも多い水平ライン数で
記録を行うことになるので、増加分の水平ラインをヘッ
ドスイッチングのための領域として使用することができ
るようになり、信号が欠落することなく帯域圧縮映像信
号の全水平ラインを記録することができるようになると
いう効果を奏する。本発明に懸かる帯域圧縮映像信号の
記録再生装置は、以上に説明したように、帯域圧縮映像
信号を第１、第２の記録信号にすだれ状に分割したとき
に、記録信号の占有帯域のほうがもともとの帯域圧縮映
像信号の占有帯域よりも高くなるで、相対的に信号の記
録に要する時間が短くなり、短くなった時間の分をヘッ
ドスイッチングのための時間として使用することが可能
となるという効果を奏する。本発明に懸かる帯域圧縮映
像信号の記録再生装置は、以上に説明したように、第１
の記録信号と第２の記録信号とでは水平同期信号及び色
差信号が同じ種類の信号となるので、ドロップアウト補
償回路の構成が簡単になり、機器のコストを下げること
ができるようになるという効果を奏する。本発明に懸か
る帯域圧縮映像信号の記録再生装置は、以上に説明した
ように、記録時に付加された負極性同期信号とバースト
信号によって入力信号が変形してしまうのを避けること
ができ、付加された負極性同期信号とバースト信号を取
り除いたあとでももとの帯域圧縮映像信号を完全に復元
することが可能となるという効果を奏する。

【００４７】本発明に懸かる帯域圧縮映像信号の記録再
生装置は、以上に説明したように、記録信号中に音声信
号が連続することがなくなるので、再生信号中に比較的
長いドロップアウトがあっても、ダメージを受ける音声
信号は１ラインで済むようになり、ドロップアウトによ
って音声ノイズが聞き取れてしまうようなことがなくな
るという効果を奏する。本発明に懸かる帯域圧縮映像信
号の記録再生装置は、以上に説明したように、映像信号
の１水平ラインに付加される負極性同期信号と、音声信
号の１水平ラインに付加される負極性同期信号とでは、
そのパルス幅が異なっているので、容易に再生時の信号
が映像信号なのか音声信号なのかを識別検出することが
可能となるという効果を奏する。本発明に懸かる帯域圧
縮映像信号の記録再生装置は、以上に説明したように、
再生信号中の音声信号と映像信号を識別検出することが
可能であり、改良されたドロップアウト補償回路を具備
するので、特殊再生時に音声信号を映像信号と誤ってモ
ニタ等に出力してしまうことがなくなるという効果を奏
する。本発明に懸かる帯域圧縮映像信号の記録再生装置
は、以上に説明したように、テレビジョン信号と帯域圧
縮映像信号の両方を記録再生できる記録再生装置を１台
の機器で安価に実現することが可能になるという効果を
奏する。本発明に懸かる帯域圧縮映像信号の記録再生装
置は、以上に説明したように、入力信号のサンプリング
クロックの２倍の周波数を３２．４ＭＨｚとしたときに
は、記録信号のサンプリングクロックの２倍の周波数は
３５．９４２４ＭＨｚとなり、その比は整数の３７５対
４１６となり、２種類の周波数の最大公約数は８６．４
ｋＨｚと比較的大きな値となるので、記録信号のサンプ
リングクロックを作成するＰＬＬの構成が簡単になると
いう効果を奏する。また、記録トラックのＨずれ量を特
殊再生が可能となる０．５とし、テープ走行速度をＶＨ
Ｓ−ＶＴＲの標準走行速度である３３．３５ｍｍ／ｓｅ
ｃの簡単な整数比となる３／５の２０．０１ｍｍ／ｓｅ
ｃとすると、トラックピッチは１７．３μｍとなり、１
３．５μｍ厚の磁気テープをＶＨＳサイズのカセットに
装填した場合は約４．４時間の記録再生時間を実現する
ことが可能となるという効果を奏する。

【００４８】本発明に懸かる帯域圧縮映像信号の記録再
生装置は、以上に説明したように、安価な８ビットのＡ
／Ｄ変換器を使用できるようになり、また、ＭＵＳＥデ
ィエンファシス回路においては、従来は映像信号部分の
みにディエンファシス処理を行っていたため必要であっ
た遅延回路やスイッチ回路が不要となり、回路規模を小
さくすることができ、機器のコストを下げることが可能
となるという効果を奏する。本発明を適当に組み合わせ
た帯域圧縮映像信号の記録再生装置は、以上に説明した
ように、世界に広く普及しているＶＨＳ−ＶＴＲの莫大
な資産をそのまま使用でき、新たな投資を極力少なくし
た、帯域圧縮映像信号の記録再生装置を実現することが
可能となるという効果を奏する。そればかりでなく、１
台の機器でテレビジョン信号と帯域圧縮映像信号の両方
を記録再生できる記録再生装置を安価に構成できるとい
う効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の構成例を示すブロック図であ
る。

【図２】本発明の第２の構成例を示すブロック図であ
る。

【図３】本発明によるフォーマットにて記録を行ったと
きのテープパターンの一例を示した図である。

【図４】本発明による記録信号の形態の一例を示した図
である。

【図５】本発明による同期付加回路の一例を示すブロッ
ク図である。

【図６】本発明による同期付加回路のタイミングチャー
トである。

【図７】本発明による同期信号付加後の信号波形を示し
た図である。

【図８】本発明による帯域圧縮映像信号のフィールドメ
モリへの格納方法の一例を説明するための図である。

【図９】本発明によるドロップアウト補償回路の構成の
一例を示したブロック図である。

【図１０】本発明による音声信号ラインの検出回路の構
成を示したブロック図の一例とそのタイミングチャート
である。

【図１１】本発明の請求項８に懸かる発明の構成の一例
を示したブロック図である。

【図１２】本発明によるＳＳＧのクロック発生部の構成
の一例を示したブロック図である。

【図１３】本発明によるＭＵＳＥディエンファシス回路
の構成の一例を示したブロック図である。

【図１４】本発明によるによるノンリニアＲＯＭの特性
を示した図である。

【図１５】ＭＵＳＥ信号の１フレームの構成を示した図
である。

【図１６】ＭＵＳＥ信号の波形を示した図である。

【図１７】従来のＭＵＳＥ−ＶＴＲの構成を示したブロ
ック図である。

【図１８】従来のＭＵＳＥ−ＶＴＲの記録のタイミング
チャートの一例を示した図である。

【図１９】ＭＵＳＥ−ＶＴＲの回転ドラムの構成を示し
た図である。

【図２０】従来のＭＵＳＥ−ＶＴＲの記録パターンを示
した図である。

【図２１】従来のドロップアウト補償回路の構成を示し
たブロック図である。

【図２２】従来のドロップアウト補償のタイミングチャ
ートを示した図である。

【図２３】従来のドロップアウト補償に用いられたライ
ンメモリの構成を示した図である。

【図２４】従来の同期信号付加回路の構成を示したブロ
ック図である。

【図２５】従来の同期信号付加の様子を示した図であ
る。

【図２６】従来のＭＵＳＥディエンファシス回路の構成
を示した図である。

【図２７】従来のノンリニアＲＯＭの特性を示した図で
ある。

【図２８】ディエンファシスデジタルフィルタの構成を
示した図である。

【符号の説明】

１，１７ Ａ／Ｄ変換器 ２ ＭＵＳＥディエンファシス回路 ３ 水平ノンリニアエンファシス回路 ４，１８ フィールドメモリ ７ 同期付加回路 １０ ＦＭ変調器 １５ ＦＭ復調器 １６ ディエンファシス回路 ２６ スイッチ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｎ 9/80 Ｚ (72)発明者 西 信彦 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (72)発明者 橋本 誠 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−263585（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−158690（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−73790（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−217189（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−41875（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 5/91 - 5/956 H04N 5/782 - 5/783 G11B 20/02 H04N 9/79 - 9/898

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 回転ドラム上に１８０度対向して配置さ
   れたアジマス角の互いに異なる第１、第２の記録再生ヘ
   ッドと、少なくとも１フィールド分の帯域圧縮映像信号
   を一時記憶することのできる映像信号記憶手段とを具備
   し、前記映像信号記憶手段に記憶された映像信号をすだ
   れ状に第１、第２の記録信号に分割し、前記第１、第２
   の記録再生ヘッドにて記録を行う帯域圧縮映像信号の記
   録再生装置であって、 前記帯域圧縮映像信号の占有帯域をＰとし、前記映像信
   号記憶手段から出力される前記第１、第２の記録信号の
   占有帯域をＱとしたときに、Ｑ＞Ｐの状態で記録を行う
   ことを特徴とした、帯域圧縮映像信号の記録再生装置。
2. 【請求項２】 帯域圧縮映像信号の水平同期信号の直前
   に、負極性同期信号とバースト信号を付加する同期信号
   付加手段を具備し、 前記同期信号付加手段は映像信号データを１クロック分
   遅延させる遅延手段を少なくとも２個と、前記遅延手段
   の出力が接続された４者択一型のスイッチ回路を含むこ
   とを特徴とする、帯域圧縮映像信号の記録再生装置。
3. 【請求項３】 音声信号を圧縮し垂直ブランキング期間
   に多重させた帯域圧縮映像信号の記録再生装置であっ
   て、 回転ドラム上に１８０度対向して配置されたアジマス角
   の互いに異なる第１、第２の記録再生ヘッドと、少なく
   とも１フィールド分の帯域圧縮映像信号を一時記憶する
   ことのできる映像信号記憶手段とを具備し、 前記映像信号記憶手段に記憶された映像信号をすだれ状
   に第１、第２の記録信号に分割し、前記第１、第２の記
   録再生ヘッドにて記録を行う際に、 垂直ブランキング期間の音声信号を映像信号期間内に分
   散させ、記録信号中に音声信号の水平ラインが連続する
   ことのないようにしたことを特徴とする、帯域圧縮映像
   信号の記録再生装置。
4. 【請求項４】 帯域圧縮映像信号の水平同期信号の直前
   に負極性同期信号とバースト信号を付加する、同期信号
   付加手段を具備し、 前記同期信号付加手段によって付加される負極性同期信
   号のパルス幅は、 映像信号の１水平ラインに付加される負極性同期信号
   と、音声信号の１水平ラ インに付加される負極性同期信
   号とでは、異ならしめたことを特徴とする、請求項３に
   懸かる帯域圧縮映像信号の記録再生装置。
5. 【請求項５】 時間圧縮された音声信号が垂直ブランキ
   ング期間に多重された帯域圧縮映像信号の記録再生装置
   であって、回転ドラム上に１８０度対向して配置された
   アジマス角の互いに異なる第１、第２の記録再生ヘッド
   と、少なくとも１フィールド分の帯域圧縮映像信号を一
   時記憶することのできる映像信号記憶手段とを具備し、
   前記映像信号記憶手段に記憶された映像信号をすだれ状
   に第１、第２の記録信号に分割し、前記第１、第２の記
   録再生ヘッドにて記録を行う際に、垂直ブランキング期
   間の音声信号を映像信号期間に分散させ、記録信号中に
   音声信号の水平ラインが連続することのないように記録
   信号が構成された、帯域圧縮映像信号の記録再生装置で
   あって、 再生信号のドロップアウトを検出するドロップアウト検
   出手段と、ドロップアウト検出手段からのドロップアウ
   ト信号を受けてドロップアウト補償を行うドロップアウ
   ト補償手段と、再生された信号が映像信号なのか音声信
   号なのかを検出し、音声信号を検出したときには音声検
   出信号を出力する音声信号検出手段とを具備し、 特殊再生を行う際には、前記音声検出信号と前記ドロッ
   プアウト信号との論理和をとった信号を前記ドロップア
   ウト補償手段に与えるように構成されたことを特徴とす
   る、帯域圧縮映像信号の記録再生装置。
6. 【請求項６】 入力される帯域圧縮映像信号が、ハイビ
   ジョン信号を帯域圧縮して生成されるＭＵＳＥ信号であ
   って、 ８ビットのＡ／Ｄ変換器と、デジタルフィルタによって
   構成される入出力が８ビットのＭＵＳＥディエンファシ
   ス回路と、負極性同期信号を付加する同期信号付加回路
   と、少なくとも９ビットの分解能を持つＤ／Ａ変換器と
   を具備し、 入力されたＭＵＳＥ信号を前記Ａ／Ｄ変換器でデジタル
   ＭＵＳＥ信号に変換し、前記ＭＵＳＥディエンファシス
   回路で入力信号のすべての領域にディエンファシス処理
   を行い、前記デジタルＭＵＳＥ信号に負極性同期信号の
   分１ビットを前記同期信号付加回路によって加えた９ビ
   ットのデジタルＭＵＳＥ信号にして、前記Ｄ／Ａ変換器
   によって負極性同期信号が付加されたＭＵＳＥ信号に変
   換されて 、媒体に記録が行われることを特徴とした、帯
   域圧縮映像信号の記録再生装置。