JP3053945B2 - 中性点クランプ式電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバータ
や、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバー
タ等に適用されるもので、３レベルの出力電圧を発生す
る中性点クランプ式電力変換器の制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８は、中性点クランプ式インバータの
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバータの場合、Ｖ，Ｗ相も同様に構成され
る。

【０００３】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧源、Ｓ1 〜Ｓ
4 は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ4 はフリーホイーリングダ
イオード、Ｄ5 ，Ｄ6 クランプ用ダイオード、ＬＯＡＤ
は負荷である。

【０００４】このインバータの出力電圧Ｖu は、４つの
素子Ｓ1 〜Ｓ4 をオン、オフさせることによって、次の
ように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶd とし、
Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。すなわち、 Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、Ｖu ＝＋Ｖd ／２ Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、Ｖu ＝０ Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、Ｖu ＝−Ｖd ／２

【０００５】となる。この時、素子は２個ずつオンさせ
なければならない。素子が３個同時にオンになると、直
流電源を短絡し、過電流によって素子を破壊してしま
う。例えば、Ｓ1 〜Ｓ3 にオン信号が入ると、直流電圧
Ｖd1を素子Ｓ1 →Ｓ2 →Ｓ3 →ダイオードＤ6 で短絡
し、過大な短絡電流が素子に流れ、素子を壊してしま
う。

【０００６】このような直流短絡を防止するため、素子
Ｓ1 とＳ3 を逆動作させ、素子Ｓ2とＳ4 を逆動作させ
ている。すなわち、Ｓ1 がオンのときはＳ3 をオフさ
せ、Ｓ3 がオンのときはＳ1 をオフさせている。同様
に、Ｓ2 がオンのときはＳ4 をオフさせ、Ｓ4 がオンの
ときはＳ2 をオフさせている。図９は、中性点クランプ
式インバータの従来のパルス幅変調制御法を説明するた
めのタイムチャート図である。

【０００７】図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御の搬送波信号で
あって、Ｘは０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波、Ｙは
Ｘと逆相で、−Ｅmax 〜０の間で変化する三角波であ
る。また、ｅi はＰＷＭ制御入力信号（電圧指令値）で
ある。入力信号ｅi と三角波Ｘ，Ｙとを比較し、素子Ｓ
1 〜Ｓ4 のゲート信号ｇ1 ，ｇ2 を作る。すなわち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１ で、Ｓ1 をオン、Ｓ3 をオ
フ ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、Ｓ1 をオフ、Ｓ3 をオン ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ4 をオン、Ｓ2 をオフ ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、Ｓ4 をオフ、Ｓ2 をオン させる。この結果、インバータの出力電圧Ｖu は、図の
最下段の波形のようになる。

【０００８】このように、中性点クランプ式インバータ
では、出力電圧Ｖu として、３レベル（＋Ｖd ／２，
０，−Ｖd ／２）の電圧が得られ、高調波成分の少ない
電圧波形となる。電動機負荷の場合、電流の脈動は小さ
くなり、トルクリプルも低減できる利点がある。また、
ゲート信号ｇ1 ，ｇ2 からも分かるように、出力周波数
の半サイクル期間はスイッチング動作を休止しており、
通常のブリッジインバータに比較すると、素子のスイッ
チング損失やスナバ回路損失が減少する利点がある。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の中性点
クランプ式インバータの制御装置は次のような問題点が
ある。図１０は、図９と同様に従来の制御装置のＰＷＭ
制御方法を説明するためのタイムチャート図を示すもの
で、入力信号ｅi が非常に小さいときの動作を表す。

【００１０】入力信号ｅi が小さいときゲート信号ｇ1
，ｇ2 のパルス幅が狭くなる。この幅がインバータを
構成する自己消弧素子Ｓ1 〜Ｓ4 の最小オン時間Δｔよ
りも狭くなった場合に問題が発生する。

【００１１】すなわち、大容量のインバータでは、自己
消弧素子としてＧＴＯ（ゲートターーンオフサイリス
タ）などが使われ、ターンオフ時の過電圧を抑制するた
めスナバ回路が設置される。このスナバ回路のコンデン
サの電圧を初期化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオ
ンさせた時、一定時間（最小オン時間Δｔ：例えば１０
０マイクロ秒程度）オン状態を維持しなければならな
い。

【００１２】図１０の場合、入力信号ｅi が小さくな
り、ゲート信号ｇ1 ＝１の期間、すなわち素子Ｓ1 がオ
ン（Ｓ3 がオフ）する期間が上記最小オン時間Δｔより
も短くなっている。従って、素子の最小オン時間を確保
するため、ゲート信号ｇ1 はｇ1 ′ように補正される。
同様に、ゲート信号ｇ2 もｇ2 ′のように補正され、出
力電圧Ｖu は最下段の波形になる。出力電圧の平均値Ｖ
u は破線で示すように、入力信号ｅi の値に関係なく正
または負の一定値になってしまう。

【００１３】すなわち、従来の中性点クランプ式インバ
ータのＰＷＭ制御法では、入力信号ｅi のレベルが低く
なった場合、当該入力記号ｅi の値に関係なく出力電圧
Ｖuが一定値になってしまい、負荷電流Ｉu を制御する
ことができなくなる。特に、出力周波数が低い時にはこ
の電圧誤差が積算されて、負荷電流Ｉu を増大させ、最
悪の場合素子を破壊することにもなる。

【００１４】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、素子の最小オン時間を確保し、かつ入力信号（電
圧指令値）ｅi が小さいときでも当該入力信号に比例し
た出力電圧を発生させ、制御不能領域をなくした中性点
クランプ式電力変換器の制御装置を提供することを目的
とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
は、以下のような構成を具備している。すなわち、直流
電圧源Ｖd と、この直流電源電圧Ｖd に対し、＋Ｖd ／
２，０，−Ｖd ／２の３レベルの出力電圧を発生する中
性点クランプ式電力変換器と、この電力変換器に電圧指
令値ｅを与える手段と、当該元の電圧指令値ｅに誤差信
号Δｅのサンプルホールド値を加算する加算器と、この
加算器の出力信号を一定周期毎にサンプルホールドする
第１のサンプルホールド回路と、この第１のサンプルホ
ールド回路の出力信号ｅ1 ＝ｅ＋Δｅを入力し、この信
号ｅ1 をあるレベル設定値Ｅa ，Ｅb （０≦Ｅa ≦Ｅb
）と比較し、−Ｅb ＞ｅ1 のときｅ2 ＝ｅ1 、−Ｅb
≦ｅ1 ＜−Ｅa のときｅ2 ＝−Ｅb 、−Ｅa ≦ｅ1 ≦＋
Ｅa のときｅ2 ＝０、＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb のときｅ2
＝＋Ｅb 、＋Ｅb ＜ｅ1 のときｅ2 ＝ｅ1 となるように
新たな電圧指令値ｅ2 を出力する信号補正回路と、この
信号補正回路の入力信号ｅ1 と出力信号ｅ2 との差から
前記誤差信号Δｅ＝ｅ1 −ｅ2 を求める減算器と、この
減算器の誤差信号Δｅを一定周期毎にサンプルホールド
する第２のサンプルホールド回路と、前記新たな電圧指
令値ｅ2 を入力とするＰＷＭ制御回路とを具備してい
る。

【００１６】

【作用】本発明によれば、次のような作用が得られる。
通常、元の電圧指令値ｅは電力変換器に出力電流を制御
する回路から与えられる。また、信号補正回路のレベル
設定値Ｅa ，Ｅb は素子の最小オン時間Δｔを考慮して
求められるもので、例えば、搬送波信号の最大値をＥma
x 、キャリア周波数をｆc とした場合、 Ｅb ＝Δｔ・ｆc ・Ｅmax Ｅa ＝Ｅb ／２

【００１７】に選ばれる。前記元の電圧指令値ｅの絶対
値が大きい場合、すなわち、−Ｅb ＞ｅ1 または＋Ｅb
＜ｅ1 のときは、ｅ2 ＝ｅ1 となり、従来と同じように
ＰＷＭ制御される。また、誤差信号はΔｅ＝０となり、
第２のサンプルホールド回路の出力も零になる。

【００１８】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御
不能領域は、ＰＷＭ制御入力信号（電圧指令値）ｅが、
−Ｅb ＜ｅ＜＋Ｅb にある時に発生するので、ここで
は、ｅ＝＋０．６・Ｅb で一定として説明する。

【００１９】まず、第１のサンプルホールド回路をＰＷ
Ｍ制御の搬送波信号（キャリア信号）に同期させて動作
させ、上記元の電圧指令値ｅと第２のサンプルホールド
回路に保持されていた誤差信号Δｅの和を取り込む。最
初、Δｅ＝０とした場合、加算値はｅ1 ＝ｅ＋Δｅ＝＋
０．６・Ｅb となる。故に、＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb とな
るので、信号補正回路の出力はｅ2 ＝＋Ｅb となり、Ｐ
ＷＭ制御回路に入力される。

【００２０】ＰＷＭ制御回路では、当該信号ｅ2 と搬送
波信号（キャリア信号）が比較され、最小オン時間Δｔ
のパルス幅のゲート信号が中性点クランプ式電力変換器
に送られる。変換器は＋Ｅb に比例した電圧を発生す
る。結果的に、Ｅb −ｅ1 ＝０．４・Ｅb に比例した分
だけ余分に電圧を出力することになる。第２のサンプル
ホールド回路は、やはりキャリア信号に同期させて動作
させるが、前記第１のサンプルホールド回路より若干遅
らせて動作させる。故に、誤差信号として、Δｅ＝ｅ1
−Ｅb ＝−０．４・Ｅb を保持する。この誤差信号Δｅ
は再び電圧指令値ｅ＝＋０．６・Ｅb と加算され、第１
のサンプルホールド回路の次の動作で、ｅ1 ＝ｅ＋Δｅ
＝０．２・Ｅb が信号補正回路に入力される。

【００２１】従って、今度は、−Ｅa ≦ｅ1 ≦＋Ｅa と
なり、ｅ2 ＝０がＰＷＭ制御回路に入力される。ｅ2 ＝
０では、ゲート信号のパルス幅は零となり、変換器の出
力電圧は零となる。故に、元の電圧指令値ｅをそのまま
使用した場合より、０．６・Ｅb に比例した分だけ少な
い電圧が出力されたことになる。前回の制御で０．４・
Ｅb に比例した分だけ多く出力されているので、合計で
は、０．２・Ｅb に比例した分だけ少なくなっている。
このとき、誤差信号Δｅ＝ｅ1 −ｅ2 ＝０．２・Ｅb と
なって、サンプルホールドされる。

【００２２】さらに、信号ｅ＝＋０．６・Ｅb が入って
きた場合、上記誤差信号Δｅ＝０．２・Ｅb が加算さ
れ、ｅ1 ＝ｅ＋Δｅ＝０．８・Ｅb が信号補正回路に入
力される。故に、＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb となって、ＰＷ
Ｍ制御回路にｅ2 ＝＋Ｅb が与えられる。故に、元の電
圧指令値ｅをそのまま使用した場合より、０．４・Ｅb
に比例した分だけ多く電圧が出力されたことになる。前
回までの制御で０．２・Ｅb に比例した分だけ少なく出
力されているので、合計では、０．２・Ｅb に比例した
分だけ多くなっている。このとき、誤差信号Δｅ＝ｅ1
−ｅ2 ＝−０．２・Ｅb となって、サンプルホールドさ
れる。すなわち、第２のサンプルホールド回路は今まで
の誤差電圧の合計（積算値）を保持するものである。こ
の誤差信号ΔｅはＰＷＭ制御の搬送波の１サイクル毎に
補正され、その絶対値が０．５・Ｅb より大きくなるこ
とはない。従って、電圧指令値ｅが急激に変化しないか
ぎり、変換器の出力電圧の平均値は元の電圧指令値ｅに
比例した値となる。

【００２３】このように、本発明の中性点クランプ式電
力変換器の制御装置によれば、元の電圧指令値ｅが、−
Ｅb ＜ｅ＜＋Ｅb の範囲に入った場合、素子の最小オン
時間Δｔを満足するパルスを発生させるか、それともパ
ルスを削除するかを選択しながら、平均値的に前記電圧
指令値ｅに比例した電圧を変換器から発生することがで
き、従来問題となっていた制御不能領域をなくすことが
できる。

【００２４】

【実施例】図１は、本発明の中性点クランプ式電力変換
器の制御装置の一実施例を示す主回路構成図および制御
回路ブロック図である。

【００２５】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電圧源、Ｓ1 〜Ｓ
4 は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ4 はフリーホイリングダイ
オード、Ｄ5 ，Ｄ6 はクランプ用ダイオード、ＬＯＡＤ
は負荷、ＣＴu は電流検出回路である。また、制御回路
として、比較器Ｃu 、電流制御補償回路Ｇu （Ｓ）、加
減算器Ａ1 ，Ａ2 、サンプルホールド回路ＳＨ1 ，ＳＨ
2 、信号補正回路ＦＸ、パルス幅変調制御回路（ＰＷＭ
制御回路）ＰＷＭＣが用意されている。この図は１相分
（Ｕ相分）のみを示しているが、３相負荷の場合、他の
２相（Ｖ，Ｗ相）も同様に構成される。

【００２６】Ｕ相の負荷電流Ｉu を電流検出器ＣＴu に
より検出し、電流制御回路の比較器Ｃu に入力する。比
較器Ｃu は電流指令値Ｉu ^* と電流検出値Ｉu とを比較
し、偏差εu ＝Ｉu ^* −Ｉu を求める。当該偏差εu を
次の制御補償回路Ｇu ( Ｓ）で増幅し、元の電圧指令値
ｅu とする。当該電圧指令値ｅu は加算器Ａ1 に入力さ
れ、第２のサンプルホールド回路ＳＨ2 により保持され
た誤差信号Δｅと加算される。

【００２７】第１のサンプルホールド回路ＳＨ1 は、加
算器Ａ1 の出力信号ｅ1 ＝ｅu ＋ΔｅをＰＷＭ制御の搬
送波信号に同期して取り込み、その値を保持する。当該
サンプルホールド回路ＳＨ1 の出力信号ｅ1 は次の信号
補正回路ＦＸに入力され、その信号の大きさにより、新
たな電圧指令値ｅ2 に変換される。

【００２８】図２に信号補正回路ＦＸの入出力特性の具
体例を示す。入力はサンプルホールド回路ＳＨ1 からの
出力信号ｅ1 で、当該入力信号ｅ1 とレベル設定値Ｅa
，Ｅb （０≦Ｅa ≦Ｅb ）を比較し、 −Ｅb ＞ｅ1 のとき、ｅ2 ＝ｅ1 −Ｅb ≦ｅ1 ＜−Ｅa のとき、ｅ2 ＝−Ｅb −Ｅa ≦ｅ1 ≦＋Ｅa のとき、ｅ2 ＝０ ＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb のとき、ｅ2 ＝＋Ｅb ＋Ｅb ＜ｅ1 のとき、ｅ2 ＝ｅ1 となるように新たな電圧指令値ｅ2 を出力する。当該電
圧指令値ｅ2 は図１のＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに入力さ
れる。

【００２９】この信号補正回路ＦＸのレベル設定値Ｅa
，Ｅb は素子の最小オン時間Δｔを考慮して決められ
るもので、例えば、搬送波信号の最大値をＥmax 、キャ
リア周波数をｆc とした場合、 Ｅb ＝Δｔ・ｆc ・Ｅmax Ｅa ＝Ｅb ／２

【００３０】に選ばれる。すなわち、ＰＷＭ制御回路Ｐ
ＷＭＣの入力信号（新たな電圧指令値）がｅ2 ＝Ｅb の
とき、素子に与えられるゲート信号のパルス幅がΔｔに
なるように選んでいる。

【００３１】図１に戻り、減算器Ａ2 は上記信号補正回
路ＦＸの入出力信号の差分を演算する。これを誤差信号
Δｅ＝ｅ1 −ｅ2 として、第２のサンプルホールド回路
ＳＨ2 に入力する。当該第２のサンプルホールド回路Ｓ
Ｈ2 はやはりＰＷＭ制御の搬送波信号に同期して動作す
るが前記第１のサンプルホールド回路ＳＨ1 の動作とは
少しタイミングをずらして動作させる。次に、本発明装
置のＰＷＭ制御動作を説明する。

【００３２】前記元の電圧指令値ｅu の絶対値が大きい
場合、すなわち、−Ｅb ＞ｅ1 または＋Ｅb ＜ｅ1 のと
きは、ｅ2 ＝ｅ1 となり、従来と同じようにＰＷＭ制御
される。また、誤差信号はΔｅ＝０となり、第２のサン
プルホールド回路の出力も零になる。

【００３３】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御
不能領域は、ＰＷＭ制御入力信号（電圧指令値）ｅu
が、−Ｅb ＜ｅu ＜＋Ｅb にある時に発生するので、こ
こでは、まず、ｅu ＝＋０．６・Ｅb で一定として説明
する。図３にそのときのＰＷＭ制御動作波形を示す。

【００３４】図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御の搬送波信号
で、Ｘは０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波、Ｙ（破線
で示す）はＸと逆相で、−Ｅmax 〜０の間で変化する三
角波である。また、ｅu は元の電圧指令値、ｅ2 は新た
な電圧指令値、ＳＰ１，ＳＰ２は各々サンプルホールド
回路ＳＨ1 ，ＳＨ2 の動作信号、ｇ1 ，ｇ2 はゲート信
号、Ｖu は変換器の出力電圧である。

【００３５】第１のサンプルホールド回路ＳＨ1 の動作
信号ＳＰ１はＰＷＭ制御の搬送波信号（キャリア信号）
Ｘ，Ｙに同期して与えられ、Ｘ＝＋Ｅmax （Ｙ＝−Ｅma
x ）のとき動作するようにしている。また、第２のサン
プルホールド回路ＳＨ2 の動作信号ＳＰ２は前記ＳＨ1
の動作信号ＳＰ１より時間ｔs だけ遅れて与えられる。

【００３６】図３の時刻ｔi で、第１のサンプルホール
ド回路ＳＨ1 を動作させ、上記元の電圧指令値ｅu と第
２のサンプルホールド回路ＳＨ2 に保持されていた誤差
信号Δｅの和を取り込む。最初、Δｅ＝０とした場合、
加算値はｅ1 ＝ｅ＋Δｅ＝＋０．６・Ｅb となる。故
に、＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb となるので、信号補正回路Ｆ
Ｘの出力はｅ2 ＝＋Ｅb となり、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ
Ｃに入力される。ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣでは、新たな
電圧指令値ｅ2 と三角波Ｘ，Ｙとを比較し、素子Ｓ1 〜
Ｓ4 のゲート信号ｇ1 ，ｇ2 を作る。すなわち、 ｅ2 ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ1 をオン、Ｓ3 をオフ ｅ2 ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、Ｓ1 をオフ、Ｓ3 をオン ｅ2 ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ4 をオン、Ｓ2 をオフ ｅ2 ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、Ｓ4 をオフ、Ｓ2 をオン させる。また、直流電源電圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２と
した場合、インバータの出力電圧Ｖu は、 Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、Ｖu ＝＋Ｖd ／２ Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、Ｖu ＝０ Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、Ｖu ＝−Ｖd ／２

【００３７】となる。この場合、最小オン時間Δｔだ
け、素子Ｓ1 がオン（Ｓ3 はオフ）となる。故に、イン
バータの出力電圧の平均値Ｖu は前記電圧指令値ｅ2 ＝
＋Ｅb に比例した値となる。従って、元の電圧指令値ｅ
u ＝０．６・Ｅb をそのまま入力した場合に比較する
と、Ｅb −ｅ1 ＝０．４・Ｅb に比例した分だけ余分に
電圧を出力することになる。時刻ｔi より、時間ｔs だ
け遅れて第２のサンプルホールド回路ＳＨ2 を動作さ
せ、誤差信号Δｅ＝ｅ1 −Ｅb ＝−０．４・Ｅb を保持
する。

【００３８】この誤差信号Δｅは、次の電圧指令値ｅu
＝＋０．６・Ｅb と加算され、時刻ｔi+1 で、再び第１
のサンプルホールド回路ＳＨ1 が動作し、信号ｅ1 ＝ｅ
u ＋Δｅ＝０．２・Ｅb が信号補正回路ＦＸに入力され
る。故に、今度は、−Ｅa ≦ｅ1 ≦＋Ｅa となり、ｅ2
＝０がＰＷＭ制御回路に入力される。ｅ2 ＝０では、ゲ
ート信号のパルス幅は零となり、変換器の出力電圧Ｖu
は零となる。言い換えると、出力パルスが１つだけ削除
されたことになる。故に、元の電圧指令値ｅuをそのま
ま使用した場合より、０．６・Ｅb に比例した分だけ少
ない電圧が出力されたことになる。前回の制御で０．４
・Ｅb に比例した分だけ多く出力されているので、合計
では、０．２・Ｅb に比例した分だけ少なくなってい
る。このとき、誤差信号はΔｅ＝ｅ1 −ｅ2 ＝０．２・
Ｅb となって、サンプルホールドされる。

【００３９】さらに、時刻ｔi+2 で、信号ｅu ＝＋０．
６・Ｅb が入ってきた場合、上記誤差信号Δｅ＝０．２
・Ｅb が加算され、第１のサンプルホールド回路ＳＨ1
からｅ1 ＝ｅu ＋Δｅ＝０．８・Ｅb が信号補正回路Ｆ
Ｘに入力される。故に、＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb となっ
て、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣにｅ2 ＝＋Ｅb が与えら
れ、最小オン時間Δｔだけ、素子Ｓ1 がオン（Ｓ3 はオ
フ）となる。故に、元の電圧指令値ｅu をそのまま使用
した場合より、０．４・Ｅb に比例した分だけ多く電圧
が出力されたことになる。前回までの制御で０．２・Ｅ
b に比例した分だけ少なく出力されているので、合計で
は、０．２・Ｅb に比例した分だけ多くなっている。こ
のとき、誤差信号Δｅ＝ｅ1 −ｅ2 ＝０．２・Ｅb とな
って、サンプルホールドされる。すなわち、第２のサン
プルホールド回路ＳＨ2 は今までの誤差電圧の合計（積
算値）を保持するものである。

【００４０】時刻ｔi+3 ，ｔi+4 ，ｔi+5 ，…でも同様
に誤差信号Δｅを加味しながら、新たな電圧指令値ｅ2
がＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣに与えられる。この時、誤差
信号ΔｅはＰＷＭ制御の搬送波の１サイクル毎に補正さ
れ、その絶対値が０．５・Ｅb より大きくなることはな
い。従って、電圧指令値ｅu が急激に変化しないかぎ
り、変換器の出力電圧の平均値Ｖu は元の電圧指令値ｅ
u に比例した値となる。また、素子のオン時間（あるい
はオフ時間）は最小オン時間Δｔより短くなることはな
い。

【００４１】図４は元の電圧指令値ｅu が小さい値で、
正から負に変化したときのＰＷＭ制御動作を示すもの
で、記号は図３と同じである。時刻ｔi 〜ｔｉ＋7 まで
の各信号の値を表すと、次のようになる。 時刻ｔi で、ｅu ＝１．２Ｅb 、ｅ1 ＝１．２Ｅb 、ｅ
2 ＝１．２Ｅb 、Δｅ＝０、時刻ｔi+1 で、ｅu ＝０．
９Ｅb 、ｅ1 ＝０．９Ｅb 、ｅ2 ＝Ｅb 、Δｅ＝−０．
１Ｅb 、時刻ｔi+2 で、ｅu ＝０．６Ｅb 、ｅ1 ＝０．
５Ｅb 、ｅ2 ＝Ｅb 、Δｅ＝−０．５Ｅb 、時刻ｔi+3
で、ｅu ＝０．３Ｅb 、ｅ1 ＝−０．２Ｅb 、ｅ2 ＝
０、Δｅ＝−０．２Ｅb 、時刻ｔi+4 で、ｅu ＝０、ｅ
1 ＝−０．２Ｅb 、ｅ2 ＝０、Δｅ＝−０．２Ｅb 、時
刻ｔi+5 で、ｅu ＝−０．３Ｅb 、ｅ1 ＝−０．５Ｅb
、ｅ2 ＝−Ｅb 、Δｅ＝＋０．５Ｅb 、時刻ｔi+6
で、ｅu ＝−０．６Ｅb 、ｅ1 ＝−０．１Ｅb 、ｅ2 ＝
０、Δｅ＝−０．１Ｅb 、時刻ｔi+7 で、ｅu ＝−０．
９Ｅb 、ｅ1 ＝−Ｅb 、ｅ2 ＝−Ｅb 、Δｅ＝０、

【００４２】この場合でも、誤差信号Δｅの絶対値は
０．５Ｅb より大きくなることない。また、Δｅはその
時刻まで誤差分の積算値を示すもので、時刻ｔi+7 の時
点では、たまたまΔｅ＝０となっている。

【００４３】また、ゲート信号ｇ1 ，ｇ2 は、パルス幅
が最小オン時間Δｔより必ず広くなっており、しかも、
インバータの出力電圧Ｖu の平均値は元の電圧指令値ｅ
u に比例した値となり、従来問題となっていた制御不能
領域は無くなる。

【００４４】ＰＷＭ制御の三角波Ｘ，Ｙと新しい電圧指
令値ｅ2 を比較し、ゲート信号ｇ1，ｇ2 を作る場合、
当該比較をデジタル的に行えばあまり問題はないが、ア
ナログ的に比較すると、ｅ2 ＝０のとき若干問題が残
る。すなわち、電圧ドリフト等により、三角波Ｘ，Ｙの
零点がずれた場合、ｅ2 ＝０でも三角波ＸあるいはＹと
を交差し、ゲート信号ｇ1 あるいはｇ2 を最小オン時間
Δｔより短い時間「１」にしてしまう。素子を保護する
ため上記ゲート信号は最小オン時間まで広げられ、Δｔ
の幅の出力電圧Ｖu が発生し、ｅ2 ＝０に比例しなくな
る。

【００４５】図５はこの問題点を解決するための手法の
一例を示したもので、ＰＷＭ制御の三角波ＸおよびＹを
図示のように零点を中心として±δの間、削ってしま
う。電圧指令値ｅ2 は＋Ｅb ，０，−Ｅb とステップ状
に変化するので、０＜δ＜Ｅbの値に選べばよい。すな
わち、電圧指令値ｅ2 が、時刻ｔi で零になった場合、
必ず、Ｙ＜ｅ2 ＜Ｘとなり、ゲート信号は、ｇ1 ＝０，
ｇ2 ＝０となって上記問題は解決される。

【００４６】図６は本発明の制御装置の別の実施例を示
すブロック図である。図中、Ｃu ，Ｃ1 ，Ｃ2 は比較
器、Ｇu ( Ｓ）は電流制御補償回路、Ａ1 ，Ａ2 は加減
算器、ＳＨ1 ，ＳＨ2 ，ＳＨ3 はサンプルホールド回
路、ＦＸは信号補正回路、ＴＲＧは三角波発生器、ＬＢ
１，ＬＢ２はシュミット回路、ＰＷＭＣはパルス幅変調
制御回路である。

【００４７】図１と異なる所は、パルス幅変調制御回路
ＰＷＭＣの構成である。図７に図６のＰＷＭ動作を説明
するためのタイムチャートを示す。すなわち、ＰＷＭ制
御の搬送波として２つの三角波ＸおよびＹ′を用いる
が、Ｘは０〜＋Ｅmax の間で変化する三角波、Ｙ′はＸ
と同相で、−Ｅmax 〜０の間で変化する三角波である。
新たな電圧指令値ｅ2 と三角波Ｘと比較し、素子Ｓ1 と
Ｓ3 のゲート信号ｇ1を作る。すなわち、 ｅ2 ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ1 ：オン（Ｓ3 ：オ
フ） ｅ2 ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、Ｓ1 ：オフ（Ｓ3 ：オ
ン）

【００４８】とする。また、新たな電圧指令値ｅ2 を第
３のサンプルホールド回路ＳＨ3 でサンプルホールド
し、その値ｅ3 と三角波Ｙ′を比較して、素子Ｓ2 とＳ
4 のゲート信号ｇ2 を作る。すなわち、 ｅ3 ＜Ｙ′のとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ4 ：オン（Ｓ2 ：オ
フ） ｅ3 ≧Ｙ′のとき、ｇ2 ＝０で、Ｓ4 ：オフ（Ｓ2 ：オ
ン）とする。ここで、第３のサンプルホールド回路ＳＨ
3 は三角波Ｙ′が−Ｅmax になったときに動作させる。

【００４９】すなわち、時刻ｔi で第１のサンプルホー
ルド回路ＳＨ1 を動作させ、ｅ1 ＝ｅu ＋Δｅを保持す
る。信号補正回路ＦＸを介して、新たな電圧指令値ｅ2
を求め、当該信号ｅ2 と三角波Ｘを比較し、上記のよう
にゲート信号ｇ1 を求める。このとき、時刻ｔi から時
間ｔs だけ経った時点で、第２のサンプルホールド回路
ＳＨ2 を動作させ、誤差信号Δｅ＝ｅ1 −ｅ2 を保持し
ておく。

【００５０】一方、時刻ｔi ′で、第３のサンプルホー
ルド回路ＳＨ3 を動作させ、信号ｅ3 として三角波Ｙ′
と比較する。この場合、ｔi ′〜ｔi+1 ′の期間、ｅ3
＞Ｙ′なので、ゲート信号ｇ2 ＝０となる。

【００５１】同様に、時刻ｔi+1 でＳＨ1 を動作させ、
信号ｅ1 ＝ｅu ＋Δｅ を保持し、信号補正回路ＦＸを
介して新たな電圧指令値ｅ2 を求め、当該信号ｅ2 と三
角波Ｘを比較し、ゲート信号ｇ1 を求める。

【００５２】すなわち、三角波Ｘと比較する電圧指令値
ｅ2 はｔi ，ｔi+1 ，ｔi+2 ，ｔi+3 ，…のタイミング
で保持されたサンプルホールド値を用い、三角波Ｙ′と
比較する電圧指令値ｅ3 はｔi ′，ｔi+1 ′，ｔi+2
′，ｔi+3 ′，…のタイミングで保持されたサンプル
ホールド値を用いる。このようにすることにより、三角
波Ｘと三角波Ｙ′の位相が任意の角度ずれてもＰＷＭ制
御が可能となる。

【００５３】以上のように、本実施例の中性点クランプ
式電力変換器の制御装置によれば、元の電圧指令値ｅ
が、−Ｅb ＜ｅ＜＋Ｅb の範囲に入った場合、素子の最
小オン時間Δｔを満足するパルスを発生させるか、それ
ともパルスを削除するかを選択しながら、平均値的に前
記電圧指令値ｅに比例した電圧を変換器から発生するこ
とができ、従来問題となっていた制御不能領域をなくす
ことができる。

【００５４】なお、図１の信号補正回路ＦＸのレベル設
定値Ｅb は、最小オン時間Δｔを満足するように選べば
よく、搬送波信号の最大値をＥmax 、キャリア周波数を
ｆcとした場合、 Ｅb ＞Δｔ・Ｅmax ・ｆc を満足すればよい。また、レベル設定値Ｅa は、０≦Ｅ
a ≦Ｅb の範囲で自由に選ぶことができる。

【００５５】以上は中性点クランプ式電力変換器のＵ相
分について説明したが、Ｖ相、Ｗ相についても同様に実
現できる。また、３相３線式負荷の場合も同様に達成で
きることは言うまでもない。

【００５６】また、実施例では直流電力を交流電力に変
換するインバータについて説明したが、交流電力を直流
電力に変換するコンバータについても同様に適用するこ
とができるのは言うまでもない。

【００５７】

【発明の効果】本発明によれば、ＰＷＭ制御入力信号ｅ
が小さくなっても素子の最小オン時間あるいは最小オフ
時間Δｔによって制御不能になることはなくなり、当該
入力記号ｅに比例した出力電圧Ｖu が得られるようにな
る。すなわち、変換器の素子の最小オン、オフ時間を確
保し、かつ入力信号ｅが小さいときでも当該入力信号に
比例した出力電圧を発生させ、制御不能領域をなくした
中性点クランプ式電力変換器のＰＷＭ制御装置を提供す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装
置の実施例を示す主回路構成図と制御回路ブロック図。

【図２】図１の制御装置の動作を説明するための特性曲
線図。

【図３】図１の制御装置のＰＷＭ制御動作を説明するた
めのタイムチャート。

【図４】図１の制御装置のＰＷＭ制御動作を説明するた
めのタイムチャート。

【図５】図１の制御装置のＰＷＭ制御動作を説明するた
めのタイムチャート。

【図６】本発明の制御装置の別の実施例を示す制御回路
ブロック図。

【図７】図６の装置のＰＷＭ制御動作を説明するための
タイムチャート。

【図８】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御方法
を説明するための主回路構成図。

【図９】従来の制御装置を説明するためのタイムチャー
ト。

【図１０】従来の制御装置を説明するためのタイムチャ
ート図。

【符号の説明】

Ｖd1，Ｖd2…直流電圧源、Ｓ1 〜Ｓ4 …自己消弧素子、
Ｄ1 〜Ｄ4 …フリーホイリングダイオード、Ｄ5 ，Ｄ6
…クランプ用ダイオード、ＬＯＡＤ…負荷、ＣＴu …電
流検出器、Ｃu ，Ｃ1 ，Ｃ2 …比較器、Ｇu(Ｓ）…電流
制御補償回路、ＳＨ1 〜ＳＨ3 …サンプルホールド回
路、Ａ1 ，Ａ2 …加減算器、ＦＸ…信号補正回路、ＰＷ
ＭＣ…ＰＷＭ制御回路、ＴＲＧ…三角波発生器、ＬＢ
１，ＬＢ２…シュミット回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−253545（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−50770（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−15167（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−207753（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧源Ｖd と、この直流電源電圧Ｖ
   d に対し、 ＋Ｖd ／２，０，−Ｖd ／２の３レベルの出力電圧を発
   生する中性点クランプ式電力変換器と、 この電力変換器に電圧指令値ｅを与える手段と、 当該元の電圧指令値ｅに誤差信号Δｅのサンプルホール
   ド値を加算する加算器と、 この加算器の出力信号を一定周期毎にサンプルホールド
   する第１のサンプルホールド回路と、 この第１のサンプルホールド回路の出力信号ｅ1 ＝ｅ＋
   Δｅを入力し、この信号ｅ1 をあるレベル設定値Ｅa ，
   Ｅb （０≦Ｅa ≦Ｅb ）と比較し、 −Ｅb ＞ｅ1 のとき、ｅ2 ＝ｅ1 −Ｅb ≦ｅ1 ＜−Ｅa のとき、ｅ2 ＝−Ｅb −Ｅa ≦ｅ1 ≦＋Ｅa のとき、ｅ2 ＝０ ＋Ｅa ＜ｅ1 ≦＋Ｅb のとき、ｅ2 ＝＋Ｅb ＋Ｅb ＜ｅ1 のとき、ｅ2 ＝ｅ1 となるように新たな電圧指令値ｅ2 を出力する信号補正
   回路と、 この信号補正回路の入力信号ｅ1 と出力信号ｅ2 との差
   から前記誤差信号Δｅ＝ｅ1 −ｅ2 を求める減算器と、 この減算器の誤差信号Δｅを一定周期毎にサンプルホー
   ルドする第２のサンプルホールド回路と、 前記新たな電圧指令値ｅ2 を入力とするＰＷＭ制御回路
   と、 を具備した中性点クランプ式電力変換器の制御装置。