JP2998992B2 - デジタル受信機用信号重み付けシステム - Google Patents
デジタル受信機用信号重み付けシステムInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/005—Control of transmission; Equalising
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Probability & Statistics with Applications (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、一般にデジタル受信機に関し、さらに詳し
くは、受信機によって受信される信号を重み付けして、
信頼水準（confidence level）と受信信号とを関連づけ
るシステムおよびその方法に関する。
くは、受信機によって受信される信号を重み付けして、
信頼水準（confidence level）と受信信号とを関連づけ
るシステムおよびその方法に関する。
２地点間で情報を伝送する通信システムは、少なくと
も、送信機および受信機を含み、この送信機と受信機と
は伝送チャンネルによって相互接続され、この伝送チャ
ンネル上で情報信号（情報を含む）を伝送することがで
きる。
も、送信機および受信機を含み、この送信機と受信機と
は伝送チャンネルによって相互接続され、この伝送チャ
ンネル上で情報信号（情報を含む）を伝送することがで
きる。
一つの種類の通信システムである無線通信システムで
は、伝送チャンネルは送信機と受信機とを相互接続する
無線周波チャンネルによって構成される。情報信号（ベ
ースバンド信号と言う）を無線周波チャンネル上で伝送
するためには、情報信号は無線周波チャンネル上で伝送
するために適した形式に変換しなければならない。
は、伝送チャンネルは送信機と受信機とを相互接続する
無線周波チャンネルによって構成される。情報信号（ベ
ースバンド信号と言う）を無線周波チャンネル上で伝送
するためには、情報信号は無線周波チャンネル上で伝送
するために適した形式に変換しなければならない。
情報信号を無線周波チャンネル上で伝送するために適
した信号に変換することは、変調という処理によって行
なわれ、情報信号は無線周波電磁波に重畳される。無線
周波電磁波は、無線周波チャンネルを定める周波数の値
の範囲内のある値の周波数の正弦波である。無線周波電
磁波は、一般に搬送信号と呼ばれ、情報信号によって変
調されると、この無線周波電磁波は変調情報信号とい
う。変調情報信号は、自由空間で伝送できる通信信号を
含む。
した信号に変換することは、変調という処理によって行
なわれ、情報信号は無線周波電磁波に重畳される。無線
周波電磁波は、無線周波チャンネルを定める周波数の値
の範囲内のある値の周波数の正弦波である。無線周波電
磁波は、一般に搬送信号と呼ばれ、情報信号によって変
調されると、この無線周波電磁波は変調情報信号とい
う。変調情報信号は、自由空間で伝送できる通信信号を
含む。
変調情報信号の情報内容は、搬送信号またはその近傍
を中心とした周波数範囲を占める。変調情報信号は自由
空間を介して無線周波チャンネル上で伝送して、情報信
号の内容を通信システムの送信機と受信機との間で伝送
することができるので、送信機と受信機とは互いに近接
して配置する必要はない。
を中心とした周波数範囲を占める。変調情報信号は自由
空間を介して無線周波チャンネル上で伝送して、情報信
号の内容を通信システムの送信機と受信機との間で伝送
することができるので、送信機と受信機とは互いに近接
して配置する必要はない。
搬送信号に情報信号を変調して、無線周波伝送チャン
ネル上でそのような伝送を可能にするさまざまな変調方
法が開発されている。そのような変調方法には、振幅変
調（AM），周波数変調（FM），位相変調（PM）,FSK（fr
equency−shift keying modulation）,PSK（phase−shi
ft keying modulation）およびCPM（continuous phase
modulation）がある。CPM法の一つの種類に、GMSK（Gau
ssian minimum shift keying modulation）がある。
ネル上でそのような伝送を可能にするさまざまな変調方
法が開発されている。そのような変調方法には、振幅変
調（AM），周波数変調（FM），位相変調（PM）,FSK（fr
equency−shift keying modulation）,PSK（phase−shi
ft keying modulation）およびCPM（continuous phase
modulation）がある。CPM法の一つの種類に、GMSK（Gau
ssian minimum shift keying modulation）がある。
変調情報信号を受信する受信機は、搬送信号に変調さ
れた情報信号を検出、あるいは復元するための回路を内
蔵している。一般に、受信機の回路は、変調情報信号を
検出あるいは復元するために必要な回路のほかに、受信
機によって受信された変調情報信号を低い周波数に変換
するための回路（いくつかの回路段によって構成される
場合もある）を含む。変調情報信号の情報内容を検出ま
たは復元する処理は復調といい、復調を行なう回路のこ
とを復調回路または復調器という。ダウンコンバート回
路と復調器を合わせて復調回路という場合もある。
れた情報信号を検出、あるいは復元するための回路を内
蔵している。一般に、受信機の回路は、変調情報信号を
検出あるいは復元するために必要な回路のほかに、受信
機によって受信された変調情報信号を低い周波数に変換
するための回路（いくつかの回路段によって構成される
場合もある）を含む。変調情報信号の情報内容を検出ま
たは復元する処理は復調といい、復調を行なう回路のこ
とを復調回路または復調器という。ダウンコンバート回
路と復調器を合わせて復調回路という場合もある。
同時に伝送される変調情報信号が異なる周波数の搬送
信号からなり、かつ、変調情報信号の周波数が重複しな
い限り、複数の変調情報信号を同時に伝送することがで
きる。つまり、変調情報信号の情報内容（すなわち、変
調スペクトル）が近接した値の周波数の搬送信号上に変
調された対応する信号と重複することを防ぐため、同時
に伝送される変調情報信号の搬送信号の周波数は周波数
分割されなければならない。
信号からなり、かつ、変調情報信号の周波数が重複しな
い限り、複数の変調情報信号を同時に伝送することがで
きる。つまり、変調情報信号の情報内容（すなわち、変
調スペクトル）が近接した値の周波数の搬送信号上に変
調された対応する信号と重複することを防ぐため、同時
に伝送される変調情報信号の搬送信号の周波数は周波数
分割されなければならない。
受信機は、特定周波数の受信信号のみを通過させ、周
波数をダウンコンバートし、特定帯域幅内の信号のみを
復調するための同調回路および他の濾波回路を含む。こ
のような同調および濾波回路は、その通過帯域によって
定められる周波数内の周波数成分を有する信号のみを通
過させる周波数通過帯域を形成する。
波数をダウンコンバートし、特定帯域幅内の信号のみを
復調するための同調回路および他の濾波回路を含む。こ
のような同調および濾波回路は、その通過帯域によって
定められる周波数内の周波数成分を有する信号のみを通
過させる周波数通過帯域を形成する。
搬送信号が構成され、情報信号が変調される広い範囲
の周波数は、電磁周波スペクトルという。規制機関はこ
の電磁周波スペクトルを周波数帯に分割し、この周波数
帯のそれぞれは電磁周波スペクトルの周波数範囲を定め
ている。周波数帯はさらにチャンネルに分割され、これ
らのチャンネルは通信システムの伝送チャンネルをな
す。規制機関は、同時に伝送される変調情報信号間の干
渉を最小限に抑えるため、電磁周波スペクトルの特定の
周波数帯における無線周波信号の伝送を規制している。
の周波数は、電磁周波スペクトルという。規制機関はこ
の電磁周波スペクトルを周波数帯に分割し、この周波数
帯のそれぞれは電磁周波スペクトルの周波数範囲を定め
ている。周波数帯はさらにチャンネルに分割され、これ
らのチャンネルは通信システムの伝送チャンネルをな
す。規制機関は、同時に伝送される変調情報信号間の干
渉を最小限に抑えるため、電磁周波スペクトルの特定の
周波数帯における無線周波信号の伝送を規制している。
例えば、800MHzから900MHzまでの100MHzの部分は、米
国において無線電話通信用に割り当てられている。無線
電話通信は、例えば、セルラ通信システムで利用される
無線電話装置によって行なわれる。このような無線電話
装置は、変調情報信号を同時に発生し、受信して、無線
電話装置と遠隔受信機との間の双方向通信を可能にする
ための回路を内蔵している。
国において無線電話通信用に割り当てられている。無線
電話通信は、例えば、セルラ通信システムで利用される
無線電話装置によって行なわれる。このような無線電話
装置は、変調情報信号を同時に発生し、受信して、無線
電話装置と遠隔受信機との間の双方向通信を可能にする
ための回路を内蔵している。
一般に、セルラ通信システムは、ある地理的地域全体
において離間した位置に複数の基地局を配置することに
よって形成される。各基地局は、一つまたは多くの無線
電話装置によって伝送される変調情報信号を受信し、一
つまたは多くの無線電話装置に変調情報信号を伝送する
ための回路を内蔵している。基地局および無線電話装置
は共に変調情報信号の送受信を行なうことができるの
で、無線電話装置と基地局との間の双方向通信が可能に
なる。
において離間した位置に複数の基地局を配置することに
よって形成される。各基地局は、一つまたは多くの無線
電話装置によって伝送される変調情報信号を受信し、一
つまたは多くの無線電話装置に変調情報信号を伝送する
ための回路を内蔵している。基地局および無線電話装置
は共に変調情報信号の送受信を行なうことができるの
で、無線電話装置と基地局との間の双方向通信が可能に
なる。
少なくとも一つの基地局が地理的地域における任意の
位置に配置された無線電話装置の伝送範囲内になるよう
に、セルラ通信システムの各基地局の位置は慎重に選択
される。基地局の配置は離間している性質上、基地局が
配置されている地理的地域の部分は個々の基地局と関連
している。各離間した基地局に隣接する地理的地域の部
分は「セル」を定め、複数のセル（各セルが一つの基地
局と関連している）が集まって、セルラ通信システムに
よって網羅される地理的地域を形成している。セルラ通
信システムの任意のセルの境界内に位置する無線電話装
置は、少なくとも一つの基地局に対して変調情報信号の
送受信を行なうことができる。
位置に配置された無線電話装置の伝送範囲内になるよう
に、セルラ通信システムの各基地局の位置は慎重に選択
される。基地局の配置は離間している性質上、基地局が
配置されている地理的地域の部分は個々の基地局と関連
している。各離間した基地局に隣接する地理的地域の部
分は「セル」を定め、複数のセル（各セルが一つの基地
局と関連している）が集まって、セルラ通信システムに
よって網羅される地理的地域を形成している。セルラ通
信システムの任意のセルの境界内に位置する無線電話装
置は、少なくとも一つの基地局に対して変調情報信号の
送受信を行なうことができる。
一般に、無線電話装置と基地局との間の通信は、デー
タ信号と音声信号とを含み、これらの信号は、一本また
は複数のチャンネル上で交互に、あるいは同時に伝送さ
れる。基地局と無線電話装置との間で伝送されるデータ
は、特定の無線周波チャンネル上で無線電話装置に信号
を受信させたり送信させる命令を含む。また、特定の基
地局からの変調情報信号の送信が特定の無線電話装置に
よって受信されることを確保するため同期をとることを
目的として、基地局と無線電話装置との間で信号が伝送
される。
タ信号と音声信号とを含み、これらの信号は、一本また
は複数のチャンネル上で交互に、あるいは同時に伝送さ
れる。基地局と無線電話装置との間で伝送されるデータ
は、特定の無線周波チャンネル上で無線電話装置に信号
を受信させたり送信させる命令を含む。また、特定の基
地局からの変調情報信号の送信が特定の無線電話装置に
よって受信されることを確保するため同期をとることを
目的として、基地局と無線電話装置との間で信号が伝送
される。
セルラ通信システムの多用化により、セルラ無線電話
通信用に割り当てられた周波数帯域のすべての利用可能
な伝送チャンネルがフル利用される場合が多くなってい
る。その結果、無線電話通信用に割り当てられた周波数
帯域をより効率的に利用するため、さまざまな考案が提
唱されている。無線電話通信用に割り当てられた周波数
帯域の利用の効率化により、セルラ通信システムの伝送
容量は増加する。
通信用に割り当てられた周波数帯域のすべての利用可能
な伝送チャンネルがフル利用される場合が多くなってい
る。その結果、無線電話通信用に割り当てられた周波数
帯域をより効率的に利用するため、さまざまな考案が提
唱されている。無線電話通信用に割り当てられた周波数
帯域の利用の効率化により、セルラ通信システムの伝送
容量は増加する。
セルラ通信システムの伝送容量を増加する一つの手段
は、デジタル変調方法を利用することである。情報信号
がデジタル形式に変換されると、一本の伝送チャンネル
を利用して、２本以上の情報信号を順次伝送することが
できる。２本以上の情報信号が一本の伝送チャンネル上
で伝送できるので、既存の周波数帯域の伝送容量は２倍
以上に増加することができる。
は、デジタル変調方法を利用することである。情報信号
がデジタル形式に変換されると、一本の伝送チャンネル
を利用して、２本以上の情報信号を順次伝送することが
できる。２本以上の情報信号が一本の伝送チャンネル上
で伝送できるので、既存の周波数帯域の伝送容量は２倍
以上に増加することができる。
一般に、まず（一例として）アナログ／デジタル変換
器によってアナログ信号はデジタル形式に変換され、つ
いである符号化方式によって符号化される。次に、符号
化された信号は変調され、無線周波チャンネルの情報信
号を伝送する。このようなデジタル信号を伝送するため
有利に利用できる変調方法は、前述のGMSK変調である。
この変調方法については、“Digital Phase Modulatio
n"by J.B.Anderson,T.Aulin,and C.E.Sundberg,Publish
ed by Plenum Press,Copyright 1986においてさらに詳
細に説明されている。
器によってアナログ信号はデジタル形式に変換され、つ
いである符号化方式によって符号化される。次に、符号
化された信号は変調され、無線周波チャンネルの情報信
号を伝送する。このようなデジタル信号を伝送するため
有利に利用できる変調方法は、前述のGMSK変調である。
この変調方法については、“Digital Phase Modulatio
n"by J.B.Anderson,T.Aulin,and C.E.Sundberg,Publish
ed by Plenum Press,Copyright 1986においてさらに詳
細に説明されている。
無線周波伝送チャンネルにおける信号の伝送には、伝
送チャンネルで信号を伝送することによって生じる雑音
や他の干渉により誤りが発生しやすい。雑音は、例え
ば、スプリアス信号や他の過渡信号の存在によって生じ
る。他の干渉は、例えば、伝送信号が人工の物体や自然
の物体に反射して生じる。このように伝送信号が反射す
ることにより、信号が受信機に伝送される経路に対応す
る異なる時間（信号遅延という）において同一信号が受
信される。例えば、伝送信号が物体で反射して、送信機
と受信機との間の経路の長さが4/5マイル増加すると、
この経路長の増加によって４マイクロ秒の遅延が生じ
る。経路長の増加によって、遅延時間も増加する。この
ような信号遅延のため、受信機によって受信される信号
は、実際には、複数の経路で受信機に伝送される一つの
伝送信号の和である。従って、伝送チャンネルは「マル
チパス・チャンネル」と呼ばれる場合が多い。このよう
な信号遅延により、信号干渉が生じる。
送チャンネルで信号を伝送することによって生じる雑音
や他の干渉により誤りが発生しやすい。雑音は、例え
ば、スプリアス信号や他の過渡信号の存在によって生じ
る。他の干渉は、例えば、伝送信号が人工の物体や自然
の物体に反射して生じる。このように伝送信号が反射す
ることにより、信号が受信機に伝送される経路に対応す
る異なる時間（信号遅延という）において同一信号が受
信される。例えば、伝送信号が物体で反射して、送信機
と受信機との間の経路の長さが4/5マイル増加すると、
この経路長の増加によって４マイクロ秒の遅延が生じ
る。経路長の増加によって、遅延時間も増加する。この
ような信号遅延のため、受信機によって受信される信号
は、実際には、複数の経路で受信機に伝送される一つの
伝送信号の和である。従って、伝送チャンネルは「マル
チパス・チャンネル」と呼ばれる場合が多い。このよう
な信号遅延により、信号干渉が生じる。
伝送または送信信号がデジタル符号化信号である場
合、マルチパス・チャンネル上で信号を伝送することに
よって生じる干渉により、シンボル間干渉（intersymbo
l interference）という干渉が生じる。セルラ通信シス
テムで利用されるデジタル符号化信号を270キロビット
／秒以上のビット・レートで伝送すると、上記のわずか
４マイクロ秒の遅延でも、かなりのシンボル間干渉が生
じることがある。
合、マルチパス・チャンネル上で信号を伝送することに
よって生じる干渉により、シンボル間干渉（intersymbo
l interference）という干渉が生じる。セルラ通信シス
テムで利用されるデジタル符号化信号を270キロビット
／秒以上のビット・レートで伝送すると、上記のわずか
４マイクロ秒の遅延でも、かなりのシンボル間干渉が生
じることがある。
伝送デジタル符号化信号は伝送信号の冗長度を増加す
るために符号化されるので、そのようなシンボル間干渉
によって生じる誤り（および他の雑音によって生じる誤
り）の一部は、受信機によって受信される信号の受信復
号処理において除去される。しかし、誤って復号される
信号を生じるシンボル間干渉によって発生する各誤り
は、送信機と受信機との間の通信の品質を低下するの
で、そのような誤りの有無を検出すること、あるいはそ
のような誤りの尤度（likelihood）を指示することは極
めて望ましい。
るために符号化されるので、そのようなシンボル間干渉
によって生じる誤り（および他の雑音によって生じる誤
り）の一部は、受信機によって受信される信号の受信復
号処理において除去される。しかし、誤って復号される
信号を生じるシンボル間干渉によって発生する各誤り
は、送信機と受信機との間の通信の品質を低下するの
で、そのような誤りの有無を検出すること、あるいはそ
のような誤りの尤度（likelihood）を指示することは極
めて望ましい。
ソフトウェア構成およびハードウェア構成の等化回路
が知られており、マルチパス・チャンネル上の信号伝送
の影響を補正するために利用されている。例えば、1989
年10月13日にDavid E.Borth,Phillip D.Rasky,Gerrald
P.Labedzによって出願された米国特許出願第422,177号
“Soft Decision Decoding With Channel Equalizatio
n"および1989年11月29日にDavid E.Borthによって出願
された米国特許出願第442,971号“Soft Trellis Decodi
ng"は共に、マルチパス・チャンネル上の信号伝送によ
って生じるシンボル間干渉を補正するための等化回路を
利用するシステムを開示している。上記の開示において
用いられるチャンネル等化器は、最尤シーケンス推定器
（maximum likelihood sequence estimator:MLSE）によ
って構成される。MLSEは、受信機によって実際に受信さ
れる信号に応答して、伝送信号のシーケンスを推定すべ
く動作する。一般に、MLSE（および他の設計の等化器）
は、マルチパス・チャンネル上の信号の伝送によって生
じるシンボル間干渉を除去すべく動作する。MLSEによっ
て発生される信号は、受信復号回路（decoder circuitr
y）に印加される。復号回路は等化された信号（およびM
LSEの場合には、推定された信号）を復号し、送信符号
回路（encoding circuitry）によって意図的に生成され
た信号内の冗長成分を除去する。
が知られており、マルチパス・チャンネル上の信号伝送
の影響を補正するために利用されている。例えば、1989
年10月13日にDavid E.Borth,Phillip D.Rasky,Gerrald
P.Labedzによって出願された米国特許出願第422,177号
“Soft Decision Decoding With Channel Equalizatio
n"および1989年11月29日にDavid E.Borthによって出願
された米国特許出願第442,971号“Soft Trellis Decodi
ng"は共に、マルチパス・チャンネル上の信号伝送によ
って生じるシンボル間干渉を補正するための等化回路を
利用するシステムを開示している。上記の開示において
用いられるチャンネル等化器は、最尤シーケンス推定器
（maximum likelihood sequence estimator:MLSE）によ
って構成される。MLSEは、受信機によって実際に受信さ
れる信号に応答して、伝送信号のシーケンスを推定すべ
く動作する。一般に、MLSE（および他の設計の等化器）
は、マルチパス・チャンネル上の信号の伝送によって生
じるシンボル間干渉を除去すべく動作する。MLSEによっ
て発生される信号は、受信復号回路（decoder circuitr
y）に印加される。復号回路は等化された信号（およびM
LSEの場合には、推定された信号）を復号し、送信符号
回路（encoding circuitry）によって意図的に生成され
た信号内の冗長成分を除去する。
MLSEの動作については、“Adaptive Maximum−Likeli
hood Receiver for Carrier−Modulated Data−Transmi
ssion Systems,"by G.Ungerboeck,in the IEEE Transac
tions on Communications,volume COM−22,pages 624−
635,May,1974においてより詳細に説明されている。そこ
で開示されているMLSEは整合フィルタとビタビ・アルゴ
リズムとによって構成され、この整合フィルタには受信
機によって受信された信号（この信号はダウン・コンバ
ートおよび復調回路によってダウン・コンバートされ、
復調されている）が供給され、ビタビ・アルゴリズムに
は整合フィルタによって通過された信号が供給される。
hood Receiver for Carrier−Modulated Data−Transmi
ssion Systems,"by G.Ungerboeck,in the IEEE Transac
tions on Communications,volume COM−22,pages 624−
635,May,1974においてより詳細に説明されている。そこ
で開示されているMLSEは整合フィルタとビタビ・アルゴ
リズムとによって構成され、この整合フィルタには受信
機によって受信された信号（この信号はダウン・コンバ
ートおよび復調回路によってダウン・コンバートされ、
復調されている）が供給され、ビタビ・アルゴリズムに
は整合フィルタによって通過された信号が供給される。
ビタビ・アルゴリズムは可能な経路の格子（trelli
s）を形成し、その特定の行列を用いて、データのシー
ケンス（または流れ）を形成している。ビタビ・アルゴ
リズムの出力における信号はデータ・ビットのシーケン
スなので、MLSEの出力はハード判定信号である（すなわ
ち、デジタル値のビットのシーケンスによって構成され
る）。
s）を形成し、その特定の行列を用いて、データのシー
ケンス（または流れ）を形成している。ビタビ・アルゴ
リズムの出力における信号はデータ・ビットのシーケン
スなので、MLSEの出力はハード判定信号である（すなわ
ち、デジタル値のビットのシーケンスによって構成され
る）。
伝送信号はデジタル符号化信号であるが、情報信号
は、いったん正弦波の搬送信号上に変調されると、アナ
ログ信号となる。実際に伝送されるデジタル符号化信号
が構成される可能な値は有限である（例えば、デジタル
符号化信号がバイナリ信号の場合、デジタル符号化信号
は２つの値しかとらない）ので、MLSEの出力はそれに対
応する数の可能な値となる。MLSEのビタビ・アルゴリズ
ムは、アナログ形式で印加されるデジタル符号化信号を
データ・シーケンスに変換する。このようにな変換およ
びビタビ・アルゴリズムによって生成されるデータ・シ
ーケンスを用いることは、MLSEに印加される信号のすべ
ての情報を完全に利用していない。
は、いったん正弦波の搬送信号上に変調されると、アナ
ログ信号となる。実際に伝送されるデジタル符号化信号
が構成される可能な値は有限である（例えば、デジタル
符号化信号がバイナリ信号の場合、デジタル符号化信号
は２つの値しかとらない）ので、MLSEの出力はそれに対
応する数の可能な値となる。MLSEのビタビ・アルゴリズ
ムは、アナログ形式で印加されるデジタル符号化信号を
データ・シーケンスに変換する。このようにな変換およ
びビタビ・アルゴリズムによって生成されるデータ・シ
ーケンスを用いることは、MLSEに印加される信号のすべ
ての情報を完全に利用していない。
特に、MLSEによって実際に受信され、その一部を構成
する整合フィルタによって通過される信号は、MLSEのビ
タビ・アルゴリズムによって生成されたデータ・シーケ
ンスと比較される。このような比較を利用して、受信復
号回路に与えられる信号に関連する信頼水準（level of
confidence）を指示し、それにより受信信号が正確で
あると考えられる信頼水準を示すことができる。このよ
うな指示を利用して、マルチパス・チャンネル上の信号
の伝送によって生じるシンボル間干渉に起因する誤り
や、その結果生じる通信品質の劣化を最小限に抑えるこ
とができる。
する整合フィルタによって通過される信号は、MLSEのビ
タビ・アルゴリズムによって生成されたデータ・シーケ
ンスと比較される。このような比較を利用して、受信復
号回路に与えられる信号に関連する信頼水準（level of
confidence）を指示し、それにより受信信号が正確で
あると考えられる信頼水準を示すことができる。このよ
うな指示を利用して、マルチパス・チャンネル上の信号
の伝送によって生じるシンボル間干渉に起因する誤り
や、その結果生じる通信品質の劣化を最小限に抑えるこ
とができる。
従って、デジタル受信機によって受信された信号を最
大限に利用して、マルチパス・チャンネル上で伝送され
る信号の雑音および／またはシンボル間干渉に起因する
誤りを最小限に抑えるシステムが必要とされる。
大限に利用して、マルチパス・チャンネル上で伝送され
る信号の雑音および／またはシンボル間干渉に起因する
誤りを最小限に抑えるシステムが必要とされる。
発明の概要 従って、本発明は、信頼水準と、マルチパス・チャン
ネル上で送信され、デジタル受信機で受信される通信信
号とを関連させる信号重み付けシステムを提供する。
ネル上で送信され、デジタル受信機で受信される通信信
号とを関連させる信号重み付けシステムを提供する。
さらに、本発明は、デジタル符号化信号を受信すべく
構成された受信機について受信信頼水準インジケータを
提供し、このインジケータは、信頼水準と、受信機によ
って受信されたデジタル符号化信号の一部とを関連させ
る重み付けソフト判定信号を与えるべく動作する。
構成された受信機について受信信頼水準インジケータを
提供し、このインジケータは、信頼水準と、受信機によ
って受信されたデジタル符号化信号の一部とを関連させ
る重み付けソフト判定信号を与えるべく動作する。
さらに、本発明は、デジタル符号化信号を受信すべく
構成されたトランシーバを提供し、このトランシーバ
は、信頼水準と、受信機によって受信されるデジタル符
号化信号の一部とを関連させる重み付けソフト判定信号
を与えるべく動作する信頼水準インジケータを内蔵して
いる。
構成されたトランシーバを提供し、このトランシーバ
は、信頼水準と、受信機によって受信されるデジタル符
号化信号の一部とを関連させる重み付けソフト判定信号
を与えるべく動作する信頼水準インジケータを内蔵して
いる。
さらに、本発明は、信頼水準と、伝送チャンネル上で
伝送され、受信機によって受信される通信信号の一部と
を関連させる方法を提供する。
伝送され、受信機によって受信される通信信号の一部と
を関連させる方法を提供する。
本発明に従って、信頼水準と、伝送チャンネル上で伝
送され、受信機によって受信される通信信号の一部とを
関連させる信号重み付けシステムが開示される。本シス
テムは、受信機によって受信された通信信号を等化し、
かつ、伝送チャンネル上で伝送する前の通信信号を表す
等化信号を発生する等化器を含んで構成される。合成伝
送チャンネルは、等化器によって生成された等化信号の
伝送を合成し、合成再送信信号を発生する。伝送チャン
ネル上で伝送され、受信機によって送信される通信信号
の一部の値は、合成伝送チャンネルによって発生された
合成再送信信号の対応する部分の値に応答して変えら
れ、それにより信頼水準と、受信機によって受信された
通信チャンネルとを関連させる。
送され、受信機によって受信される通信信号の一部とを
関連させる信号重み付けシステムが開示される。本シス
テムは、受信機によって受信された通信信号を等化し、
かつ、伝送チャンネル上で伝送する前の通信信号を表す
等化信号を発生する等化器を含んで構成される。合成伝
送チャンネルは、等化器によって生成された等化信号の
伝送を合成し、合成再送信信号を発生する。伝送チャン
ネル上で伝送され、受信機によって送信される通信信号
の一部の値は、合成伝送チャンネルによって発生された
合成再送信信号の対応する部分の値に応答して変えら
れ、それにより信頼水準と、受信機によって受信された
通信チャンネルとを関連させる。
図面の簡単な説明 第１図は、デジタル符号化情報信号を送信し、送信す
べく動作可能な通信システムのブロック図であり、伝送
チャンネルはマルチパス・チャンネルを含んでなる。
べく動作可能な通信システムのブロック図であり、伝送
チャンネルはマルチパス・チャンネルを含んでなる。
第２図は、本発明のシステムの簡略ブロック図であ
る。
る。
第３図は、本発明のシステムの一部を構成する有限イ
ンパルス応答フィルタの機能ブロック図である。
ンパルス応答フィルタの機能ブロック図である。
図４図は、信頼水準と、GMSK変調信号からなる通信信
号とを関連させるべく動作可能な本発明のシステムのブ
ロック図である。
号とを関連させるべく動作可能な本発明のシステムのブ
ロック図である。
第５図は、信頼水準と、GMSK変調信号からなる通信信
号とを関連させる本発明のシステムの別の実施例であ
り、マルチパス・チャンネル上で伝送される信号のシン
ボル間干渉をキャンセルするため実フィルタが用いられ
ている。
号とを関連させる本発明のシステムの別の実施例であ
り、マルチパス・チャンネル上で伝送される信号のシン
ボル間干渉をキャンセルするため実フィルタが用いられ
ている。
第６図は、信頼水準と、マルチパス伝送チャンネル上
で伝送される通信信号の一部とを関連させる本発明のシ
ステムのさらに別の実施例のブロック図であり、同一チ
ャンネル干渉によって生じるような時変雑音（time−va
rying noise）の存在によって干渉がさらに生じてい
る。
で伝送される通信信号の一部とを関連させる本発明のシ
ステムのさらに別の実施例のブロック図であり、同一チ
ャンネル干渉によって生じるような時変雑音（time−va
rying noise）の存在によって干渉がさらに生じてい
る。
第７図は、本発明のシステムを内蔵するトランシーバ
のブロック図である。
のブロック図である。
第８図は、本発明の方法の段階を図示する論理フロー
図である。
図である。
好適な実施例の説明 まず、第１図のブロック図において、概して参照番号
20で記される通信システムが示されている。通信システ
ム20は、デジタル符号化信号を送受信すべく動作可能で
ある。ブロック24で記されているアナログ情報源は、例
えば、音声信号やデータ信号などの情報信号源を表して
いる。情報源24が音声信号からなる場合には、情報源24
は、音声信号を所望の特性の電気信号に変換するトラン
スデューサまたは他の適切な回路を含んでいる。
20で記される通信システムが示されている。通信システ
ム20は、デジタル符号化信号を送受信すべく動作可能で
ある。ブロック24で記されているアナログ情報源は、例
えば、音声信号やデータ信号などの情報信号源を表して
いる。情報源24が音声信号からなる場合には、情報源24
は、音声信号を所望の特性の電気信号に変換するトラン
スデューサまたは他の適切な回路を含んでいる。
アナログ情報源24によって発生される情報信号は、ソ
ース符号器28に供給される。ソース符号器28は、情報源
24によって供給された情報信号をデジタル信号に変換す
る。ソース符号器28は、例えば、情報源24によって発生
されたアナログ情報信号が供給されると、デジタル信号
を発生するアナログ／デジタル変換器からなってもよ
い。
ース符号器28に供給される。ソース符号器28は、情報源
24によって供給された情報信号をデジタル信号に変換す
る。ソース符号器28は、例えば、情報源24によって発生
されたアナログ情報信号が供給されると、デジタル信号
を発生するアナログ／デジタル変換器からなってもよ
い。
ソース符号器28によって生成されたデジタル信号は、
チャンネル符号器32に与えられる。あるいは、デジタル
情報源をチャンネル符号器28に直接供給してもよい。チ
ャンネル符号器32は、供給されたデジタル信号を符号方
式に従って符号化する。チャンネル符号器32は、ブロッ
ク符号器および／または畳み込み符号器（convolutiona
l encoder）からなり、与えられたデジタル信号を符号
化信号に変換し、デジタル信号の冗長度を増加する。信
号の冗長度を増加することによって、信号の伝送中に発
生する伝送誤りや他の信号歪みにより、実際の伝送信号
の情報内容が誤って判断される可能性が低くなる。
チャンネル符号器32に与えられる。あるいは、デジタル
情報源をチャンネル符号器28に直接供給してもよい。チ
ャンネル符号器32は、供給されたデジタル信号を符号方
式に従って符号化する。チャンネル符号器32は、ブロッ
ク符号器および／または畳み込み符号器（convolutiona
l encoder）からなり、与えられたデジタル信号を符号
化信号に変換し、デジタル信号の冗長度を増加する。信
号の冗長度を増加することによって、信号の伝送中に発
生する伝送誤りや他の信号歪みにより、実際の伝送信号
の情報内容が誤って判断される可能性が低くなる。
チャンネル符号器32によって生成される符号化信号
は、変調器36に与えられる。変調器36は、変調方式に従
って、与えられた符号化信号を無線周波搬送波に変調す
る。前述のように、デジタル符号化信号を変調する一つ
の変調方法として、GMSK変調方法がある。
は、変調器36に与えられる。変調器36は、変調方式に従
って、与えられた符号化信号を無線周波搬送波に変調す
る。前述のように、デジタル符号化信号を変調する一つ
の変調方法として、GMSK変調方法がある。
情報源24,ソース符号器28,チャンネル符号器32および
変調器36は共に、通信システム20の、点線部分で示され
ているブロック40と記された送信部をなす。
変調器36は共に、通信システム20の、点線部分で示され
ているブロック40と記された送信部をなす。
送信部40の変調器36は変調情報信号を発生し、この信
号は図中の点線部に示されている伝送チャンネル44上で
自由空間を介して伝送される。前述のように、一般に、
伝送チャンネルはマルチパス・チャンネルであり、変調
器36によって伝送される変調情報信号は、図中で縦長の
ブロック48A,48B,...,48Nで記されている複数の経路上
で実際に伝送される。これらの経路のうち一つの経路の
みが直接経路であり、残りの経路は、そこで信号が伝送
されると、シンボル間干渉を発生させる。あるいは、直
接経路がないこともある。ブロック48A〜Ｎで示される
経路は、伝送チャンネル44によって形成されるマルチパ
ス・チャンネルの伝送経路をなす。前述のように、変調
情報信号でが伝送されるマルチパス・チャンネルの個々
の経路は異なる経路長を有しているので、経路48A〜48N
のそれぞれで変調情報信号を伝送するのに要する時間は
異なる。さらに、伝送チャンネル44からなるマルチパス
・チャンネルは雑音がないわけではなく、信号がチャン
ネル44の経路48A〜48Nのそれぞれ伝送されると、雑音が
変調情報信号に導入される。このような雑音はブロック
図において矢印52で記されており、例えば、熱雑音また
は同一チャンネル妨害によって生じる雑音を含む。マル
チパス・チャンネル上の伝送によって生じる干渉および
マルチパス・チャンネル上の伝送中に導入される雑音
は、受信機によって補正されなければ、送信機と受信機
との間の通信の品質を低減する。
号は図中の点線部に示されている伝送チャンネル44上で
自由空間を介して伝送される。前述のように、一般に、
伝送チャンネルはマルチパス・チャンネルであり、変調
器36によって伝送される変調情報信号は、図中で縦長の
ブロック48A,48B,...,48Nで記されている複数の経路上
で実際に伝送される。これらの経路のうち一つの経路の
みが直接経路であり、残りの経路は、そこで信号が伝送
されると、シンボル間干渉を発生させる。あるいは、直
接経路がないこともある。ブロック48A〜Ｎで示される
経路は、伝送チャンネル44によって形成されるマルチパ
ス・チャンネルの伝送経路をなす。前述のように、変調
情報信号でが伝送されるマルチパス・チャンネルの個々
の経路は異なる経路長を有しているので、経路48A〜48N
のそれぞれで変調情報信号を伝送するのに要する時間は
異なる。さらに、伝送チャンネル44からなるマルチパス
・チャンネルは雑音がないわけではなく、信号がチャン
ネル44の経路48A〜48Nのそれぞれ伝送されると、雑音が
変調情報信号に導入される。このような雑音はブロック
図において矢印52で記されており、例えば、熱雑音また
は同一チャンネル妨害によって生じる雑音を含む。マル
チパス・チャンネル上の伝送によって生じる干渉および
マルチパス・チャンネル上の伝送中に導入される雑音
は、受信機によって補正されなければ、送信機と受信機
との間の通信の品質を低減する。
伝送チャンネル44の経路48A〜48Nで伝送される変調情
報信号は、復調器56によって受信される。図示されてい
ないが、いったん受信されると、変調情報信号はまずダ
ウン・コンバート回路に印加され、受信信号を低い周波
数に変換してもよい。復調器56は受信信号を復調して、
復調信号を発生し、この復調信号はチャンネル等化器60
に印加される。チャンネル等化器は60は、マルチパス・
チャンネル上の伝送によって変調情報信号に導入される
シンボル間干渉を補正する。チャンネル等化回路60は、
チャンネル復号器64に与えられる信号を生成する。
報信号は、復調器56によって受信される。図示されてい
ないが、いったん受信されると、変調情報信号はまずダ
ウン・コンバート回路に印加され、受信信号を低い周波
数に変換してもよい。復調器56は受信信号を復調して、
復調信号を発生し、この復調信号はチャンネル等化器60
に印加される。チャンネル等化器は60は、マルチパス・
チャンネル上の伝送によって変調情報信号に導入される
シンボル間干渉を補正する。チャンネル等化回路60は、
チャンネル復号器64に与えられる信号を生成する。
チャンネル復号器64は送信部40のチャンネル符号器32
に対応するが、符号化信号を復号する機能を果たす。チ
ャンネル復号器64は、デジタル形式の復号信号を生成
し、この復号信号はソース復号器68に送られる。ソース
復号器68は、与えられたデジタル信号を、情報シンク
（information sink）72に印加するのに適した形式に変
換する。情報シンク72は、例えば、受信機のイヤピース
（earpiece）またはスピーカ部、もしくは他のトランス
デューサからなり、ソース復号器68によって発生された
復号信号を含む電気信号を人間が知覚できる信号に変換
する。（あるいは、デジタル情報の場合、チャンネル復
号器64は復号信号を情報シンク72に直接供給することが
できる。） 復調器56,チャンネル復号器64,ソース復号器68および
情報シンク72は共に、通信システム20の点線部のブロッ
ク76によって示される受信部をなす。
に対応するが、符号化信号を復号する機能を果たす。チ
ャンネル復号器64は、デジタル形式の復号信号を生成
し、この復号信号はソース復号器68に送られる。ソース
復号器68は、与えられたデジタル信号を、情報シンク
（information sink）72に印加するのに適した形式に変
換する。情報シンク72は、例えば、受信機のイヤピース
（earpiece）またはスピーカ部、もしくは他のトランス
デューサからなり、ソース復号器68によって発生された
復号信号を含む電気信号を人間が知覚できる信号に変換
する。（あるいは、デジタル情報の場合、チャンネル復
号器64は復号信号を情報シンク72に直接供給することが
できる。） 復調器56,チャンネル復号器64,ソース復号器68および
情報シンク72は共に、通信システム20の点線部のブロッ
ク76によって示される受信部をなす。
チャンネル等化回路60は本発明の信号重み付けシステ
ムをなし、信頼水準は、そこに供給される復調信号と関
連される。チャンネル等化回路60によって発生される出
力信号はソフト判定（soft−decision）信号を形成し、
この信号がチャンネル復号器64に与えられると、この復
号器に対して信号の信頼水準の指示を与え、信号のより
正確な復号を可能にする。
ムをなし、信頼水準は、そこに供給される復調信号と関
連される。チャンネル等化回路60によって発生される出
力信号はソフト判定（soft−decision）信号を形成し、
この信号がチャンネル復号器64に与えられると、この復
号器に対して信号の信頼水準の指示を与え、信号のより
正確な復号を可能にする。
第２図において、本発明の信号重み付けシステムの簡
略ブロック図を示す。第１図の伝送チャンネル44のよう
な伝送チャンネル上で送信され、受信機によって受信さ
れた通信信号は復調され、ライン86上で整合フィルタ92
に送られる。整合フィルタ92の適応型フィルタであるこ
とが好ましく、マルチパス・チャンネルに製造されてい
る。整合フィルタ92の係数は、ライン98上で与えられ
る。ライン98上でフィルタ92に与えられた係数は、チャ
ンネル・インパルス応答の関数であり、これは、例え
ば、チャンネル・サウンディング（channel sounding）
動作によって判定できる。ライン86上でフィルタ92に与
えられる復調信号は、非常に多くの異なる離散レベルか
らなり、それによりアナログ信号を近似しているデジタ
ル信号を含むデジタル信号からなってもよいことに留意
されたい。従って、ライン104上で整合フィルタ92によ
って生成される濾波信号は、アナログ信号を同様に近似
することができるが、この信号の情報内容はデジタル符
号化シーケンスである。
略ブロック図を示す。第１図の伝送チャンネル44のよう
な伝送チャンネル上で送信され、受信機によって受信さ
れた通信信号は復調され、ライン86上で整合フィルタ92
に送られる。整合フィルタ92の適応型フィルタであるこ
とが好ましく、マルチパス・チャンネルに製造されてい
る。整合フィルタ92の係数は、ライン98上で与えられ
る。ライン98上でフィルタ92に与えられた係数は、チャ
ンネル・インパルス応答の関数であり、これは、例え
ば、チャンネル・サウンディング（channel sounding）
動作によって判定できる。ライン86上でフィルタ92に与
えられる復調信号は、非常に多くの異なる離散レベルか
らなり、それによりアナログ信号を近似しているデジタ
ル信号を含むデジタル信号からなってもよいことに留意
されたい。従って、ライン104上で整合フィルタ92によ
って生成される濾波信号は、アナログ信号を同様に近似
することができるが、この信号の情報内容はデジタル符
号化シーケンスである。
ライン104はビタビ・アルゴリズム110に結合され、整
合フィルタ92によって生成された信号をそこに与える。
整合フィルタ92は、受信信号の有効成分を増加すべく動
作する。ビタビ・アルゴリズム110にはライン112上で係
数が与えられ、この係数はチャンネル・インパルス応答
の関数である。整合フィルタ92およびビタビ・アルゴリ
ズム110は共に、図中の点線部で示されるブロック116に
よって表される最尤シーケンス推定器（MLSE）を形成す
る。MLSE116は、前述のUngerboeckの引例において開示
されている最尤シーケンス推定器と同様である。MLSE11
6は、プロセッサ内で具現されるソフトウェア・アルゴ
リズムによって構成されることが好ましい。あるいは、
MLSE116はハードウェア構成でもよいことはもちろんで
ある。以下に示す各好適な実施例はその一部を構成する
MLSEを有しているが、本発明は、例えば、近MLSE（near
−MLSE）または判定帰還等化器（decision feedback eq
ualizer）などの他の等化器構造を含んでもよいことに
留意されたい。
合フィルタ92によって生成された信号をそこに与える。
整合フィルタ92は、受信信号の有効成分を増加すべく動
作する。ビタビ・アルゴリズム110にはライン112上で係
数が与えられ、この係数はチャンネル・インパルス応答
の関数である。整合フィルタ92およびビタビ・アルゴリ
ズム110は共に、図中の点線部で示されるブロック116に
よって表される最尤シーケンス推定器（MLSE）を形成す
る。MLSE116は、前述のUngerboeckの引例において開示
されている最尤シーケンス推定器と同様である。MLSE11
6は、プロセッサ内で具現されるソフトウェア・アルゴ
リズムによって構成されることが好ましい。あるいは、
MLSE116はハードウェア構成でもよいことはもちろんで
ある。以下に示す各好適な実施例はその一部を構成する
MLSEを有しているが、本発明は、例えば、近MLSE（near
−MLSE）または判定帰還等化器（decision feedback eq
ualizer）などの他の等化器構造を含んでもよいことに
留意されたい。
従来のように、ビタビ・アルゴリズム110は、デジタ
ル符号化信号がライン104上で与えられると、データの
シーケンスを推定する格子（trellis）を形成する。デ
ータのシーケンスは、ライン122上で生成されるハード
判定信号をなす。ライン122上で生成されるハード判定
信号をなすデータ・シーケンスは、実際に伝送されるデ
ータ・シーケンス（すなわち、受信された信号から、マ
ルチパス・チャンネル上の伝送によって生じる歪みを差
し引いたもの）の推定である。しかし、例えば、雑音，
レイリー・フェージングおよび／または同一チャンネル
干渉などにより、マルチパス・チャンネルにおける伝送
の結果、送信信号にかなりの干渉が発生すると、MLSE11
6によって生成される推定シーケンスは送信信号の誤っ
た推定を含むことがある。このような誤った推定が受信
復号器に与えられると、実際の送信信号の復号が不正確
になるため、通信の品質が低下する。そのため、送信機
と受信機との間の通信品質の劣化を最小限に抑えるた
め、別の誤り訂正が望ましい。
ル符号化信号がライン104上で与えられると、データの
シーケンスを推定する格子（trellis）を形成する。デ
ータのシーケンスは、ライン122上で生成されるハード
判定信号をなす。ライン122上で生成されるハード判定
信号をなすデータ・シーケンスは、実際に伝送されるデ
ータ・シーケンス（すなわち、受信された信号から、マ
ルチパス・チャンネル上の伝送によって生じる歪みを差
し引いたもの）の推定である。しかし、例えば、雑音，
レイリー・フェージングおよび／または同一チャンネル
干渉などにより、マルチパス・チャンネルにおける伝送
の結果、送信信号にかなりの干渉が発生すると、MLSE11
6によって生成される推定シーケンスは送信信号の誤っ
た推定を含むことがある。このような誤った推定が受信
復号器に与えられると、実際の送信信号の復号が不正確
になるため、通信の品質が低下する。そのため、送信機
と受信機との間の通信品質の劣化を最小限に抑えるた
め、別の誤り訂正が望ましい。
従って、本発明により、MLSE116によって生成される
ハード判定信号を復号回路に直接与えずに、ライン112
がビット・マッパ（bit mapper）128に結合される。ビ
ット・マッパ128は、ライン122上で生成されたデータ・
シーケンス（論理０および論理１からなる）を正および
負の数値に変換する。つまり、論理０は正の１の値（つ
まり＋１）に変換され、論理１は負の１の値（つまり−
１）に変換される。MLSE116の構成と同様に、ビット・
マッパ128はプロセッサ内で具現されるソフトウェア・
アルゴリズムとして構成されることが好ましい。あるい
は、ビット・マッパ128はハードウェア構成でもよい。
ビット・マッパ128は、ライン134上でハード判定出力を
生成し、これはフィルタ140に与えられる。
ハード判定信号を復号回路に直接与えずに、ライン112
がビット・マッパ（bit mapper）128に結合される。ビ
ット・マッパ128は、ライン122上で生成されたデータ・
シーケンス（論理０および論理１からなる）を正および
負の数値に変換する。つまり、論理０は正の１の値（つ
まり＋１）に変換され、論理１は負の１の値（つまり−
１）に変換される。MLSE116の構成と同様に、ビット・
マッパ128はプロセッサ内で具現されるソフトウェア・
アルゴリズムとして構成されることが好ましい。あるい
は、ビット・マッパ128はハードウェア構成でもよい。
ビット・マッパ128は、ライン134上でハード判定出力を
生成し、これはフィルタ140に与えられる。
フィルタ140は、有限インパルス応答（FIR）フィルタ
からなる適応型フィルタであり、このフィルタは整合フ
ィルタ92およびビタビ・アルゴリズム110と同様に、ラ
イン146上で係数を受け取り、この係数はマルチパス・
チャンネル・インパルス応答の関数であり、これはチャ
ンネル・サウンディング動作によって判定されることが
好ましい。フィルタ140は、通信信号が伝送された直接
経路以外のマルチパス・チャンネルの特性を復元すべく
機能する。ライン146上で与えられる係数を適切に選択
することにより、マルチパス・チャンネルの直接経路の
復元が阻止される。また、本発明の好適な実施例では、
整合フィルタ92は印加される信号のエネルギを集中する
ので、フィルタ140はマルチパス・チャンネルを復元す
るだけでなく、整合フィルタ92の動作を補正するように
修正されることに留意されたい。
からなる適応型フィルタであり、このフィルタは整合フ
ィルタ92およびビタビ・アルゴリズム110と同様に、ラ
イン146上で係数を受け取り、この係数はマルチパス・
チャンネル・インパルス応答の関数であり、これはチャ
ンネル・サウンディング動作によって判定されることが
好ましい。フィルタ140は、通信信号が伝送された直接
経路以外のマルチパス・チャンネルの特性を復元すべく
機能する。ライン146上で与えられる係数を適切に選択
することにより、マルチパス・チャンネルの直接経路の
復元が阻止される。また、本発明の好適な実施例では、
整合フィルタ92は印加される信号のエネルギを集中する
ので、フィルタ140はマルチパス・チャンネルを復元す
るだけでなく、整合フィルタ92の動作を補正するように
修正されることに留意されたい。
実質的には、フィルタ140は、通信信号が伝送された
直接経路以外のマルチパス・チャンネルを合成する。ML
SE116およびビット・マッパ128と同様に、フィルタ140
はプロセッサ内で具現されるアルゴリズムによって構成
されることが好ましい。あるいは、フィルタ140はハー
ドウェア構成でもよい。フィルタ140によって生成され
る信号は反転され、加算器158に与えられる。
直接経路以外のマルチパス・チャンネルを合成する。ML
SE116およびビット・マッパ128と同様に、フィルタ140
はプロセッサ内で具現されるアルゴリズムによって構成
されることが好ましい。あるいは、フィルタ140はハー
ドウェア構成でもよい。フィルタ140によって生成され
る信号は反転され、加算器158に与えられる。
加算器158にはさらに、ライン104上でMLSE116の整合
フィルタ92によって生成され、遅延素子164によって適
切に遅延された出力信号が与えられる。遅延素子164
は、ライン104上で生成された整合フィルタの出力信号
を、ビタビ・アルゴリズム110,ビット・マッパ128およ
びフィルタ140の動作に必要な演算時間に対応する期間
のあいだ遅延し、加算器158に与えられる信号が互いに
対応するようにする。図中に示されるように、ライン10
4の分岐170は遅延素子164に与えられ、遅延素子164によ
って生成される遅延信号はライン176上で加算器158に与
えられる。ここでも、加算器158および遅延素子164は、
プロセッサ内で具現されるアルゴリズムからなることが
好ましい。
フィルタ92によって生成され、遅延素子164によって適
切に遅延された出力信号が与えられる。遅延素子164
は、ライン104上で生成された整合フィルタの出力信号
を、ビタビ・アルゴリズム110,ビット・マッパ128およ
びフィルタ140の動作に必要な演算時間に対応する期間
のあいだ遅延し、加算器158に与えられる信号が互いに
対応するようにする。図中に示されるように、ライン10
4の分岐170は遅延素子164に与えられ、遅延素子164によ
って生成される遅延信号はライン176上で加算器158に与
えられる。ここでも、加算器158および遅延素子164は、
プロセッサ内で具現されるアルゴリズムからなることが
好ましい。
ライン176上で加算器158に与えられる信号は、整合フ
ィルタ92によって生成された濾波信号であり、この濾波
信号は遅延素子164によって時間的に遅延されている。
ライン152上で加算器158に与えられる信号は、算術的な
データの推定シーケンスであり、通信信号が伝送された
マルチパス・チャンネルの特性に対応するフィルタ係数
を有するフィルタ140によって濾波される。フィルタ140
は直接経路を除くマルチパス・チャンネルの部分を合成
すべく機能するので、ライン152上で生成される信号
は、直接経路を除くマルチパス・チャンネルの部分で伝
送された信号を表す。
ィルタ92によって生成された濾波信号であり、この濾波
信号は遅延素子164によって時間的に遅延されている。
ライン152上で加算器158に与えられる信号は、算術的な
データの推定シーケンスであり、通信信号が伝送された
マルチパス・チャンネルの特性に対応するフィルタ係数
を有するフィルタ140によって濾波される。フィルタ140
は直接経路を除くマルチパス・チャンネルの部分を合成
すべく機能するので、ライン152上で生成される信号
は、直接経路を除くマルチパス・チャンネルの部分で伝
送された信号を表す。
ライン152,176上で加算器158に与えられた信号を加算
することにより、濾波され遅延された信号（ライン176
上で加算器に与えられた信号）の値が、ライン152上で
加算器158に与えられた信号の値によって変更される。
ライン176上で生成される信号は直接形路上で生成され
た信号を表すので、ライン184上で加算器158によって生
成された出力信号は直接経路上で成形された信号を表す
値のみを含む。マルチパス・チャンネルの他の経路上で
伝送された信号を表す信号は、加算器158によって除去
される。信頼水準は、ライン184上で生成された信号の
大きさに対応するデジタル符号化信号の値と関連してい
る。図中でブロック190によって表されるチャンネル復
号器にこのような信号を印加することにより、信号をよ
り正確に復号することができ、復号誤りを低減し、通信
信号の品質を向上することができる。畳み込み符号器を
図１のチャンネル符号器として利用する場合、復号器19
0はソフト判定ビタビ復号器であることが好ましい。
することにより、濾波され遅延された信号（ライン176
上で加算器に与えられた信号）の値が、ライン152上で
加算器158に与えられた信号の値によって変更される。
ライン176上で生成される信号は直接形路上で生成され
た信号を表すので、ライン184上で加算器158によって生
成された出力信号は直接経路上で成形された信号を表す
値のみを含む。マルチパス・チャンネルの他の経路上で
伝送された信号を表す信号は、加算器158によって除去
される。信頼水準は、ライン184上で生成された信号の
大きさに対応するデジタル符号化信号の値と関連してい
る。図中でブロック190によって表されるチャンネル復
号器にこのような信号を印加することにより、信号をよ
り正確に復号することができ、復号誤りを低減し、通信
信号の品質を向上することができる。畳み込み符号器を
図１のチャンネル符号器として利用する場合、復号器19
0はソフト判定ビタビ復号器であることが好ましい。
第３図は、第２図のフィルタ140と設計的に類似して
いる３タップ型有限インパルス応答（FIR）フィルタの
ブロック図である。好適な実施例ではフィルタ140は９
タップ型フィルタからなっているが、第３図に示す３タ
ップ型フィルタの動作は９タップ型フィルタのそれと同
様である。
いる３タップ型有限インパルス応答（FIR）フィルタの
ブロック図である。好適な実施例ではフィルタ140は９
タップ型フィルタからなっているが、第３図に示す３タ
ップ型フィルタの動作は９タップ型フィルタのそれと同
様である。
概して参照番号240で記される第３図の３タップ型FIR
フィルタには、ライン234上で入力信号が与えられる。
ライン234上の信号は、遅延素子248,254に順次与えられ
る。また、ライン234上の信号は係数ブロック260に結合
され、ライン234上で信号をそこに与える。遅延素子248
の出力側は係数ブロック264に結合され、遅延素子248に
よって生成された遅延信号をそこに与える。遅延素子25
4の出力側は係数ブロック268に結合され、遅延素子254
によって生成された遅延信号をそこに与える。係数ブロ
ック260〜268にはさらに、チャンネル・インパルス応答
の関数である係数に対応する値の入力信号がライン272,
276,280上でそれぞれ与えられる。係数ブロック260,26
4,268の出力側はさらに、加算器282に結合される。加算
器282は、与えられた信号を加算し、ライン284上で出力
信号を生成する。以下に説明する本発明の好適な実施例
についてわかるように、フィルタの中央タップ、すなわ
ちこの場合、中央タップ係数ブロック264によって生成
される出力信号は、そこに与えられる入力信号が０の値
なので、０の値である。
フィルタには、ライン234上で入力信号が与えられる。
ライン234上の信号は、遅延素子248,254に順次与えられ
る。また、ライン234上の信号は係数ブロック260に結合
され、ライン234上で信号をそこに与える。遅延素子248
の出力側は係数ブロック264に結合され、遅延素子248に
よって生成された遅延信号をそこに与える。遅延素子25
4の出力側は係数ブロック268に結合され、遅延素子254
によって生成された遅延信号をそこに与える。係数ブロ
ック260〜268にはさらに、チャンネル・インパルス応答
の関数である係数に対応する値の入力信号がライン272,
276,280上でそれぞれ与えられる。係数ブロック260,26
4,268の出力側はさらに、加算器282に結合される。加算
器282は、与えられた信号を加算し、ライン284上で出力
信号を生成する。以下に説明する本発明の好適な実施例
についてわかるように、フィルタの中央タップ、すなわ
ちこの場合、中央タップ係数ブロック264によって生成
される出力信号は、そこに与えられる入力信号が０の値
なので、０の値である。
ライン234上でフィルタ240に与えられる信号がビット
値のシーケンスからなるハード判定信号からなる場合、
このようなシーケンスを遅延素子248〜254に印加するこ
とにより、それぞれのブロックの出力側における信号
は、ライン234上で与えられるデータ・シーケンスの隣
接ビットに相当する値となる。９タップ型FIRフィルタ
は第３図のフィルタ240と同様であるが、図示のような
２つの遅延素子（素子248,254）ではなく、８つの遅延
素子からなる。これに対応して、係数ブロックの数も増
加する。図示の３タップ型FIRフィルタについて、入力
信号および各遅延素子の出力側における信号は、与えら
れたデータ列の３つの連続するビットに対応する値であ
り、これらはそれぞれの係数ブロック260,264,268によ
って重み付けされる。ブロック260,264および／または2
68の係数が０の値の場合、該当する係数ブロックから加
算器282に信号は供給されない。係数０は、その経路に
シンボル間干渉がないことを表す。しかし、マルチパス
・チャンネル上の伝送によりシンボル間干渉が発生する
と、係数ブロック260〜268の値は０以外の値となる。例
えば、遅延素子248の出力信号が「現データ・ビット」
とであるとみなされると、ライン234上で与えられる信
号は「直後のデータ・ビット」の値を表し、遅延素子25
4の出力側の信号は「直前のデータ・ビット」の値を表
す。従って、ライン284上で生成される加算信号は、現
データ・ビットの重み付けされた値と、直後のデータ・
ビットおよび直前のデータ・ビットの値との和であり、
それによってマルチパス・チャンネル上の信号の伝送の
影響を合成する。同様に、９タップ型FIRフィルタは、
マルチパス・チャンネル上の信号の伝送を合成するが、
さらの多くのデータ・ビット数によって生じる干渉を表
す信号を生成する。
値のシーケンスからなるハード判定信号からなる場合、
このようなシーケンスを遅延素子248〜254に印加するこ
とにより、それぞれのブロックの出力側における信号
は、ライン234上で与えられるデータ・シーケンスの隣
接ビットに相当する値となる。９タップ型FIRフィルタ
は第３図のフィルタ240と同様であるが、図示のような
２つの遅延素子（素子248,254）ではなく、８つの遅延
素子からなる。これに対応して、係数ブロックの数も増
加する。図示の３タップ型FIRフィルタについて、入力
信号および各遅延素子の出力側における信号は、与えら
れたデータ列の３つの連続するビットに対応する値であ
り、これらはそれぞれの係数ブロック260,264,268によ
って重み付けされる。ブロック260,264および／または2
68の係数が０の値の場合、該当する係数ブロックから加
算器282に信号は供給されない。係数０は、その経路に
シンボル間干渉がないことを表す。しかし、マルチパス
・チャンネル上の伝送によりシンボル間干渉が発生する
と、係数ブロック260〜268の値は０以外の値となる。例
えば、遅延素子248の出力信号が「現データ・ビット」
とであるとみなされると、ライン234上で与えられる信
号は「直後のデータ・ビット」の値を表し、遅延素子25
4の出力側の信号は「直前のデータ・ビット」の値を表
す。従って、ライン284上で生成される加算信号は、現
データ・ビットの重み付けされた値と、直後のデータ・
ビットおよび直前のデータ・ビットの値との和であり、
それによってマルチパス・チャンネル上の信号の伝送の
影響を合成する。同様に、９タップ型FIRフィルタは、
マルチパス・チャンネル上の信号の伝送を合成するが、
さらの多くのデータ・ビット数によって生じる干渉を表
す信号を生成する。
第４図は、本発明の信号重み付けシステムのブロック
図であり、このシステムは、通信信号が差分符号化GMSK
変調方法によって変調される場合に、通信信号の信頼水
準比率を関連させる。信号の差分符号化の詳細について
は、“GSM Recommendation 05. 04:Modulation"という
文書において詳しく説明されている。差分符号化GMSK変
調方法によって変調された信号は、次式によって数学的
に表すことができる。
図であり、このシステムは、通信信号が差分符号化GMSK
変調方法によって変調される場合に、通信信号の信頼水
準比率を関連させる。信号の差分符号化の詳細について
は、“GSM Recommendation 05. 04:Modulation"という
文書において詳しく説明されている。差分符号化GMSK変
調方法によって変調された信号は、次式によって数学的
に表すことができる。
ただし、 αｋは、値＋／−１を有する非差分符号化データ・ビ
ット； ωｃは、ラジアン／秒単位の搬送周波数； Ｔは、ビット期間； ｐ（ｔ）は、−Ｔ＜＝ｔ＜＝Ｔの場合にｐ（ｔ）＝co
s（πt/2T）として、それ以外の場合に０として近似的
に表すことのできる等価ベースバンド・パルスである。
ット； ωｃは、ラジアン／秒単位の搬送周波数； Ｔは、ビット期間； ｐ（ｔ）は、−Ｔ＜＝ｔ＜＝Ｔの場合にｐ（ｔ）＝co
s（πt/2T）として、それ以外の場合に０として近似的
に表すことのできる等価ベースバンド・パルスである。
複素数を利用することにより、ｘ（ｔ）は次式のよう
に表すことができる。
に表すことができる。
ただし、Ｘ（ｔ）は実信号ｘ（ｔ）の複素数（解析
数）であり、Re［］は括孤（［］）内の複素数の実数部
を生成する演算子である。
数）であり、Re［］は括孤（［］）内の複素数の実数部
を生成する演算子である。
このようなGMSK変調信号がGMSK受信機によって受信さ
れると、この受信機の復調回路（特に、直交または直角
位相復調器）は、上記の第１式の余弦項および正弦項を
除去する、すなわち、ｅｊωctの係数を第２式のｘ
（ｔ）の複素数に乗じ、実数部をとることによって、上
記の第２式の ｅｊωct項を除去すべく動作する。すなわち、 （−１）ｋ項により、復調信号のビットの一つおきのビ
ット対は反転される。交互のビット対をこのように反転
することは、GMSK変調処理とともに差分符号化を行なう
ことによって生じる。
れると、この受信機の復調回路（特に、直交または直角
位相復調器）は、上記の第１式の余弦項および正弦項を
除去する、すなわち、ｅｊωctの係数を第２式のｘ
（ｔ）の複素数に乗じ、実数部をとることによって、上
記の第２式の ｅｊωct項を除去すべく動作する。すなわち、 （−１）ｋ項により、復調信号のビットの一つおきのビ
ット対は反転される。交互のビット対をこのように反転
することは、GMSK変調処理とともに差分符号化を行なう
ことによって生じる。
実際的には、GMSK信号が相加性雑音（additive nois
e）とともにマルチパス・チャンネルを伝搬した後に得
られる受信信号に対して復調が行なわれる。復調された
後、複素受信信号は次式のように表すことができる。
e）とともにマルチパス・チャンネルを伝搬した後に得
られる受信信号に対して復調が行なわれる。復調された
後、複素受信信号は次式のように表すことができる。
ただし、 ｈ（ｔ）＝ｇ（ｔ）＊ｐ（ｔ）は、マルチパス・チャ
ンネルならびに送信および受信フィルタを含む全伝送チ
ャンネルの応答であり、ｇ（ｔ）はマルチパス・チャン
ネルの複素低域通過等価インパルス応答（＊は畳み込み
を表す）； ｗ（ｔ）は、複素相加性白ガウス雑音； ｒ（ｔ）は、受信信号の複素数である。
ンネルならびに送信および受信フィルタを含む全伝送チ
ャンネルの応答であり、ｇ（ｔ）はマルチパス・チャン
ネルの複素低域通過等価インパルス応答（＊は畳み込み
を表す）； ｗ（ｔ）は、複素相加性白ガウス雑音； ｒ（ｔ）は、受信信号の複素数である。
第４図において、直交復調器によって生成される復調
信号は、ライン286上で整合フィルタ292に送られる。第
４図における太い矢印は、そこで生成される複素信号を
表す。上記のように、受信GMSK信号は、このような複素
数を用いて表すことができる。整合フィルタ292は適応
型フィルタであり、その係数は、ライン298上で整合フ
ィルタ292に与えられるチャンネル・インパルス応答の
関数である。整合フィルタのインパルス応答は、次式に
よって定義することができる。
信号は、ライン286上で整合フィルタ292に送られる。第
４図における太い矢印は、そこで生成される複素信号を
表す。上記のように、受信GMSK信号は、このような複素
数を用いて表すことができる。整合フィルタ292は適応
型フィルタであり、その係数は、ライン298上で整合フ
ィルタ292に与えられるチャンネル・インパルス応答の
関数である。整合フィルタのインパルス応答は、次式に
よって定義することができる。
gmf（ｔ）＝ｈ＊（−ｔ） ただし、上付き文字＊は複素共役演算を表し、ｈ
（ｔ）は先に定義した全チャンネル応答である。
（ｔ）は先に定義した全チャンネル応答である。
整合フィルタ292は、濾波された複素信号をライン304
上で生成し、この信号はＴ時間ごとに標本化され、次の
式のように数学的に表すことができる。
上で生成し、この信号はＴ時間ごとに標本化され、次の
式のように数学的に表すことができる。
ただし、 S1＝［ｈ（ｔ）＊ｈ＊（−ｔ）］｜ｔ＝1T； unは整合濾波および標本化後の雑音である。
ライン304上で生成される複素標本znは、複素／実数
変換器306に与えられ、この変換器は複素信号標本を実
数に変換する。変換器306によって形成された実数信号
はライン308上で生成され、これは選択ビット・インバ
ータ310に結合される。インバータ301は交互のビット対
を変換し、これらのビット対はビタビ・アルゴリズム31
4に与えられる。伝送前に差分符号化されているので、
インバータ310に与えられる信号の交互のビット対は反
転される。複素／実数変換器306および選択的標本イン
バータ310の組み合わせた効果は、複素標本znにj-n-1を
乗じ、次にその積の実数部、すなわちzn′＝Re［j-n-1z
n］をとることに等しいことに留意されたい。
変換器306に与えられ、この変換器は複素信号標本を実
数に変換する。変換器306によって形成された実数信号
はライン308上で生成され、これは選択ビット・インバ
ータ310に結合される。インバータ301は交互のビット対
を変換し、これらのビット対はビタビ・アルゴリズム31
4に与えられる。伝送前に差分符号化されているので、
インバータ310に与えられる信号の交互のビット対は反
転される。複素／実数変換器306および選択的標本イン
バータ310の組み合わせた効果は、複素標本znにj-n-1を
乗じ、次にその積の実数部、すなわちzn′＝Re［j-n-1z
n］をとることに等しいことに留意されたい。
第２図のビタビ・アルゴリズム110と同様なビタビ・
アルゴリズム314は格子（trellis）を形成し、これはそ
こに与えられた信号に応答してデータ・シーケンスを推
定し、ライン315上でチャンネル・インパルス応答の関
数である係数が与えられる。ビタビ・アルゴリズム314
に与えられる実数値の受信信号は、次式のように表すこ
とができる。
アルゴリズム314は格子（trellis）を形成し、これはそ
こに与えられた信号に応答してデータ・シーケンスを推
定し、ライン315上でチャンネル・インパルス応答の関
数である係数が与えられる。ビタビ・アルゴリズム314
に与えられる実数値の受信信号は、次式のように表すこ
とができる。
ただし、実数値の係数slは次式によって支配される。
s1＝Re［j-1S1］＝Re［j-1［ｈ（ｔ）＊ｈ＊（−ｔ）］１ｔ＝1T］＝s-1 （８） ビタビ・アルゴリズムは、最尤シーケンスとしてシー
ケンス｛αｎ｝＝｛α′ｎ｝を判定し、これは次式を介
して状態｛σn-1｝から状態σｎまで残存メトリック（s
urvivor metric）Jn（σｎ）を最大にする。
ケンス｛αｎ｝＝｛α′ｎ｝を判定し、これは次式を介
して状態｛σn-1｝から状態σｎまで残存メトリック（s
urvivor metric）Jn（σｎ）を最大にする。
ただし、 σｎは、ビタビ・アルゴリズムの現在の状態； α′ｎは、推定データ・ビット； Ｊは、残存メトリック； Ｆは、式 によって与えられる可能な後続状態遷移メトリックであ
り、この最大化は可能な状態σn-1からσｎまでのすべ
ての状態遷移において行なわれる。
り、この最大化は可能な状態σn-1からσｎまでのすべ
ての状態遷移において行なわれる。
整合フィルタ292,複素／実数変換器306,選択的ビット
・インバータ310およびビタビ・アルゴリズム314は、最
尤シーケンス推定器（MLSE）316をなす。第２図のMLSE1
16と同様に、MLSE316はプロセッサ内で具現されるアル
ゴリズムからなることが好ましい。あるいは、MLSE316
はハードウェア構成でもよい。
・インバータ310およびビタビ・アルゴリズム314は、最
尤シーケンス推定器（MLSE）316をなす。第２図のMLSE1
16と同様に、MLSE316はプロセッサ内で具現されるアル
ゴリズムからなることが好ましい。あるいは、MLSE316
はハードウェア構成でもよい。
ビタビ・アルゴリズム316はライン322上でデータ・シ
ーケンスを生成し、このデータ・シーケンスはビット・
マッパ328に与えられる。ビット・マッパ328は、バイナ
リ・データ・シーケンスの値を算術的な数値に変換する
（すなわち、バイナリ０は正の１の値にマッピングさ
れ、バイナリ１は負の１の値にマッピングされる）。ビ
ット・マッパ328はライン330上に算術データ・シーケン
スを生成し、このデータ・シーケンスは選択的ビット・
インバータ332に与えられる。選択的ビット・インバー
タ332は、MLSE316の選択的ビット・インバータ310と同
様な方法であるが、それとは反対に機能する。ビット・
インバータ332は、上式の（−１）ｋ項を再導入する。
ーケンスを生成し、このデータ・シーケンスはビット・
マッパ328に与えられる。ビット・マッパ328は、バイナ
リ・データ・シーケンスの値を算術的な数値に変換する
（すなわち、バイナリ０は正の１の値にマッピングさ
れ、バイナリ１は負の１の値にマッピングされる）。ビ
ット・マッパ328はライン330上に算術データ・シーケン
スを生成し、このデータ・シーケンスは選択的ビット・
インバータ332に与えられる。選択的ビット・インバー
タ332は、MLSE316の選択的ビット・インバータ310と同
様な方法であるが、それとは反対に機能する。ビット・
インバータ332は、上式の（−１）ｋ項を再導入する。
ビット・インバータ332はライン334上に信号を生成
し、この信号は実数／複素変換器336に与えられる。変
換器336は、MLSE316の複素／実数変換器306と同様な方
法であるが、それとは反対に機能し、ライン338上で与
えられた実数信号を複素信号に変換する。
し、この信号は実数／複素変換器336に与えられる。変
換器336は、MLSE316の複素／実数変換器306と同様な方
法であるが、それとは反対に機能し、ライン338上で与
えられた実数信号を複素信号に変換する。
ライン338上で生成される複素信号はフィルタ340に与
えられ、このフィルタ340は第２図のフィルタ140と同様
に、９タップ型有限インパルス応答（FIR）フィルタを
なすが、このフィルタはGMSK信号の伝送を合成するの
で、フィルタ340は複素フィルタである。つまり、フィ
ルタ340に与えられる信号は複素信号であるので、フィ
ルタ340は複素FIRフィルタである。フィルタ340は、
（好ましくは）チャンネル・サウンディング動作によっ
て与えられる係数を有する適応型フィルタであり、これ
は上記と同じ式によって支配されることが好ましく、同
式はライン315上でビタビ・アルゴリズム314に与えられ
る係数を定義する。この係数はライン341上で与えら
れ、複素変換器342によって複素数に変関され、ライン3
44上でフィルタ340に与えられる。
えられ、このフィルタ340は第２図のフィルタ140と同様
に、９タップ型有限インパルス応答（FIR）フィルタを
なすが、このフィルタはGMSK信号の伝送を合成するの
で、フィルタ340は複素フィルタである。つまり、フィ
ルタ340に与えられる信号は複素信号であるので、フィ
ルタ340は複素FIRフィルタである。フィルタ340は、
（好ましくは）チャンネル・サウンディング動作によっ
て与えられる係数を有する適応型フィルタであり、これ
は上記と同じ式によって支配されることが好ましく、同
式はライン315上でビタビ・アルゴリズム314に与えられ
る係数を定義する。この係数はライン341上で与えら
れ、複素変換器342によって複素数に変関され、ライン3
44上でフィルタ340に与えられる。
フィルタ340は、第２図のフィルタ140の同様な方法で
機能し、マルチパス・チャンネルを合成し、ライン338
上で与えられる複素信号の伝送を合成する。（同様に、
フィルタ340の特性は、整合フィルタ292の動作を補正す
るため修正される。）フィルタ340の中央タップの係数
は０であり、伝送信号の直接経路は合成されない。フィ
ルタ340はライン350上で出力信号を生成し、この出力信
号は複素／実数変換器354に与えられる。複素／実数変
換器は、ライン315上で与えられる複素信号をMLSE316の
変換器306と同様な方法で実数に変換する。
機能し、マルチパス・チャンネルを合成し、ライン338
上で与えられる複素信号の伝送を合成する。（同様に、
フィルタ340の特性は、整合フィルタ292の動作を補正す
るため修正される。）フィルタ340の中央タップの係数
は０であり、伝送信号の直接経路は合成されない。フィ
ルタ340はライン350上で出力信号を生成し、この出力信
号は複素／実数変換器354に与えられる。複素／実数変
換器は、ライン315上で与えられる複素信号をMLSE316の
変換器306と同様な方法で実数に変換する。
変換器354はライン356上で信号を生成し、この信号は
反転され、加算器358に与えられる。加算器358にはさら
に、ライン308上で変換器306によって生成され、遅延素
子364によって時間的に適切に遅延された信号が与えら
れる。図中に示されるように、変換器306によって生成
された信号はライン370上で遅延素子364に与えられ、遅
延素子364によって生成された遅延信号はライン376上で
加算器358に与えられる。遅延素子364は、ビタビ・アル
ゴリズム314の必要な期間と、フィルタ340によって形成
されたマルチパス・チャンネル上で生成されたデータ・
シーケンスの伝送を合成するために必要なその後の動作
とに相当する期間の間、与えられた信号を遅延する。
反転され、加算器358に与えられる。加算器358にはさら
に、ライン308上で変換器306によって生成され、遅延素
子364によって時間的に適切に遅延された信号が与えら
れる。図中に示されるように、変換器306によって生成
された信号はライン370上で遅延素子364に与えられ、遅
延素子364によって生成された遅延信号はライン376上で
加算器358に与えられる。遅延素子364は、ビタビ・アル
ゴリズム314の必要な期間と、フィルタ340によって形成
されたマルチパス・チャンネル上で生成されたデータ・
シーケンスの伝送を合成するために必要なその後の動作
とに相当する期間の間、与えられた信号を遅延する。
第２図の簡略図の加算器158と同様に、加算器358はラ
イン380上で差信号を生成する。ライン380はビット・イ
ンバータ382に結合され、このビット・インバータは、
信号の変調を合成する前に、ビット・インバータ332に
よって再導入された交互のデータ・ビット対のビット反
転を除去すべく動作する。非反転信号はライン384上で
ビット・インバータ382によって生成され、この信号は
復号動作を実行する受信復号器（すなわち、第２図のチ
ャンネル復号器190と同様なチャンネル復号器）に与え
られる。
イン380上で差信号を生成する。ライン380はビット・イ
ンバータ382に結合され、このビット・インバータは、
信号の変調を合成する前に、ビット・インバータ332に
よって再導入された交互のデータ・ビット対のビット反
転を除去すべく動作する。非反転信号はライン384上で
ビット・インバータ382によって生成され、この信号は
復号動作を実行する受信復号器（すなわち、第２図のチ
ャンネル復号器190と同様なチャンネル復号器）に与え
られる。
第５図のブロック図において、信頼水準と、マルチパ
ス・チャンネルによって伝送されるGMSK変調信号とを関
連づける本発明の信号重み付けシステムの別の実施例を
示す。第５図のブロック図は、（第４図の実施例で利用
されている複素FIRフィルタではなく）実FIRフィルタを
利用する本発明のシステム構成である。
ス・チャンネルによって伝送されるGMSK変調信号とを関
連づける本発明の信号重み付けシステムの別の実施例を
示す。第５図のブロック図は、（第４図の実施例で利用
されている複素FIRフィルタではなく）実FIRフィルタを
利用する本発明のシステム構成である。
第４図のブロック図と同様に、直交復調器によって生
成される複素信号は、ライン386上で整合フィルタに392
に与えられる。整合フィルタ392は適合型フィルタであ
り、ライン398上でチャンネル・インパルス応答の関数
である係数をさらに受信する。整合フィルタ398はライ
ン404上で濾波信号を生成し、この信号は複素／実数変
換器406に与えられる。複素／実数変換器406は、ライン
404上で与えられた複素信号をライン408上で実数に変換
する。ライン408は、ビット・インバータ410に結合され
ている。ビット・インバータ410は、第４図のビット・
インバータ310と同様な方法で、与えられた信号の交互
のビット対を反転する。非反転信号は、ライン412上で
ビット・インバータ410によって生成され、この信号は
ビタビ・アルゴリズム414に与えられる。ビタビ・アル
ゴリズム414には、ライン415上で係数が与えられ、この
係数はチャンネル・インパルス応答の関数であり、か
つ、ライン315上で第４図のビタビ・アルゴリズム314に
与えられたチャンネル・インパルス応答の係数を定義す
るために用いられた同じ数式によって支配される。
成される複素信号は、ライン386上で整合フィルタに392
に与えられる。整合フィルタ392は適合型フィルタであ
り、ライン398上でチャンネル・インパルス応答の関数
である係数をさらに受信する。整合フィルタ398はライ
ン404上で濾波信号を生成し、この信号は複素／実数変
換器406に与えられる。複素／実数変換器406は、ライン
404上で与えられた複素信号をライン408上で実数に変換
する。ライン408は、ビット・インバータ410に結合され
ている。ビット・インバータ410は、第４図のビット・
インバータ310と同様な方法で、与えられた信号の交互
のビット対を反転する。非反転信号は、ライン412上で
ビット・インバータ410によって生成され、この信号は
ビタビ・アルゴリズム414に与えられる。ビタビ・アル
ゴリズム414には、ライン415上で係数が与えられ、この
係数はチャンネル・インパルス応答の関数であり、か
つ、ライン315上で第４図のビタビ・アルゴリズム314に
与えられたチャンネル・インパルス応答の係数を定義す
るために用いられた同じ数式によって支配される。
整合フィルタ392,複素／実数変換器406,ビット・イン
バータ410およびビタビ・アルゴリズム414は共に、最尤
シーケンス推定器（MLSE）416をなす。
バータ410およびビタビ・アルゴリズム414は共に、最尤
シーケンス推定器（MLSE）416をなす。
ビタビ・アルゴリズム414は、ライン422上で推定ビッ
ト列を生成するための格子（trellis）を形成する。ラ
イン422は、ビット・マッパ428に結合される。ビット・
マッパ428は第４図のビット・マッパ382と同様に機能
し、ライン430上で算術信号を生成し、この信号はフィ
ルタ440に直接与えられる。フィルタ440は適応型９タッ
プ実数有限インパルス応答（FIR）フィルタである。フ
ィルタ440には、チャンネル・インパルス応答の関数で
ある実数係数が与えられる。この係数はライン442上で
与えられ、変換器444によって実数に変換され、ライン4
48上でフィルタ440に与えられる。
ト列を生成するための格子（trellis）を形成する。ラ
イン422は、ビット・マッパ428に結合される。ビット・
マッパ428は第４図のビット・マッパ382と同様に機能
し、ライン430上で算術信号を生成し、この信号はフィ
ルタ440に直接与えられる。フィルタ440は適応型９タッ
プ実数有限インパルス応答（FIR）フィルタである。フ
ィルタ440には、チャンネル・インパルス応答の関数で
ある実数係数が与えられる。この係数はライン442上で
与えられ、変換器444によって実数に変換され、ライン4
48上でフィルタ440に与えられる。
フィルタ440は第４図のフィルタ340および第２図のフ
ィルタ140と同様の動作して、マルチパス・チャンネル
を合成する。（フィルタ440は、整合フィルタ、この場
合には整合フィルタ392の動作を補償するために修正さ
れる。）このフィルタの中央タップは、係数が０であ
る。ライン430上で生成された算術信号がフィルタ440に
与えられると、マルチパス・チャンネル上での信号の伝
送が合成される。フィルタ440はライン446上で出力信号
を生成し、この反転は加算器458に与えられる。
ィルタ140と同様の動作して、マルチパス・チャンネル
を合成する。（フィルタ440は、整合フィルタ、この場
合には整合フィルタ392の動作を補償するために修正さ
れる。）このフィルタの中央タップは、係数が０であ
る。ライン430上で生成された算術信号がフィルタ440に
与えられると、マルチパス・チャンネル上での信号の伝
送が合成される。フィルタ440はライン446上で出力信号
を生成し、この反転は加算器458に与えられる。
つまり、ライン430上でフィルタ440に与えられる信号
はシーケンス（α′ｋ）であり、α′ｋは上記のMLSE推
定器によって推定されたデータ・ビットの数値であり、
これは値＋／−１をとる。その結果、ライン446上のFIR
フィルタ440の出力は次式によって表される。
はシーケンス（α′ｋ）であり、α′ｋは上記のMLSE推
定器によって推定されたデータ・ビットの数値であり、
これは値＋／−１をとる。その結果、ライン446上のFIR
フィルタ440の出力は次式によって表される。
ただし、fkは、複素係数skから変換器444によって生
成されるｋ番目の実数FIR係数であり、ｋが０に等しく
ない場合、fk＝Re［ｊ−kSk］であり、ｋが０に等しい
場合には０である。ｋ＝−4,..,0,..,4,等について、fk
は次式によって明らかに表すことができることが上式か
らわかる。
成されるｋ番目の実数FIR係数であり、ｋが０に等しく
ない場合、fk＝Re［ｊ−kSk］であり、ｋが０に等しい
場合には０である。ｋ＝−4,..,0,..,4,等について、fk
は次式によって明らかに表すことができることが上式か
らわかる。
Sr4,−Si3,−Sr2,Si1,0,Si1,−Sr2,−Si3,Sr4 ただし、SrkおよびSikはSkの実数部および虚数部をそれ
ぞれ表す。
ぞれ表す。
ライン470上で生成される信号は第４図のライン310上
で生成される信号と同じであり、次式によって表すこと
ができることがわかる。
で生成される信号と同じであり、次式によって表すこと
ができることがわかる。
ただし、ｕｎ′は相加性実雑音である。
MLSEからの判定が正しいと仮定する、すなわち、α′
ｎが伝送ビットαｎと等しいと仮定すると、加算器485
の出力はαns0＋ｕｎ′に等しいことが上式からわか
る。この値の大きさは判定αｎの信頼性を表すことがML
SE論理からわかっている。この結論は、MLSEがときどき
誤った判定を行なう場合にもほぼあてはまる。従って、
加算器458の出力は受信復号器のソフト判定情報として
利用できる。
ｎが伝送ビットαｎと等しいと仮定すると、加算器485
の出力はαns0＋ｕｎ′に等しいことが上式からわか
る。この値の大きさは判定αｎの信頼性を表すことがML
SE論理からわかっている。この結論は、MLSEがときどき
誤った判定を行なう場合にもほぼあてはまる。従って、
加算器458の出力は受信復号器のソフト判定情報として
利用できる。
加算器458にはさらに、ライン412上でビット・インバ
ータ410によって生成された非反転信号も与えられ、こ
の信号は遅延素子464によって適切に遅延されている。
ビット・インバータ412によって生成されるこの非反転
信号はライン470上で遅延素子464に与えられ、遅延素子
464は、加算器458に結合されたライン476上で非反転遅
延信号を生成する。遅延素子464は、ビタビ・アルゴリ
ズム414の必要な期間と、ライン430上で生成される信号
の伝送の合成に必要な期間とに相当する期間の間、与え
られた信号を遅延する。加算器458はライン484上で差信
号を生成し、この差信号は受信復号器に与えられ、信号
を復号する。受信復号器は、ソフト判定ビタビ復号器を
含んで構成される。
ータ410によって生成された非反転信号も与えられ、こ
の信号は遅延素子464によって適切に遅延されている。
ビット・インバータ412によって生成されるこの非反転
信号はライン470上で遅延素子464に与えられ、遅延素子
464は、加算器458に結合されたライン476上で非反転遅
延信号を生成する。遅延素子464は、ビタビ・アルゴリ
ズム414の必要な期間と、ライン430上で生成される信号
の伝送の合成に必要な期間とに相当する期間の間、与え
られた信号を遅延する。加算器458はライン484上で差信
号を生成し、この差信号は受信復号器に与えられ、信号
を復号する。受信復号器は、ソフト判定ビタビ復号器を
含んで構成される。
第６図は、マルチパス・チャンネル上にある雑音に応
じて、信号を重み付けして、信頼水準とGMSK変調信号な
どの信号の部分とを関連させる手段をさらに含む本発明
の信号重み付けシステムのブロック図である。第５図の
ブロック図と同様に、直交復調器によって生成される複
素信号はライン486上で整合フィルタ492に与えられる。
整合フィルタ492に適応型フィルタであり、ライン498上
でチャンネル・インパルス応答の関数である係数が与え
られる。整合フィルタ492はライン504上で信号を生成
し、この信号は複素／実数変換器506に与えられる。変
換器506はライン508上で実数信号を生成し、この信号は
選択的ビット・インバータ510に与えられる。ビット・
インバータ519は第５図のビット・インバータ410と同様
に動作し、ライン512上で非反転信号を生成し、この信
号はビタビ・アルゴリズム514に与えられる。ビタビ・
アルゴリズム514には、ライン515上でチャンネル・イン
パルス応答の関数である係数が与えられる。整合フィル
タ492,変換器506,インバータ510およびビタビ・アルゴ
リズム514は共に、点線部のブロックで示される最尤シ
ーケンス推定器（MLSE）を形成する。
じて、信号を重み付けして、信頼水準とGMSK変調信号な
どの信号の部分とを関連させる手段をさらに含む本発明
の信号重み付けシステムのブロック図である。第５図の
ブロック図と同様に、直交復調器によって生成される複
素信号はライン486上で整合フィルタ492に与えられる。
整合フィルタ492に適応型フィルタであり、ライン498上
でチャンネル・インパルス応答の関数である係数が与え
られる。整合フィルタ492はライン504上で信号を生成
し、この信号は複素／実数変換器506に与えられる。変
換器506はライン508上で実数信号を生成し、この信号は
選択的ビット・インバータ510に与えられる。ビット・
インバータ519は第５図のビット・インバータ410と同様
に動作し、ライン512上で非反転信号を生成し、この信
号はビタビ・アルゴリズム514に与えられる。ビタビ・
アルゴリズム514には、ライン515上でチャンネル・イン
パルス応答の関数である係数が与えられる。整合フィル
タ492,変換器506,インバータ510およびビタビ・アルゴ
リズム514は共に、点線部のブロックで示される最尤シ
ーケンス推定器（MLSE）を形成する。
ビタビ・アルゴリズム514は、ライン512上で信号を印
加することに応答して、データ・シーケンスを推定すべ
く動作する格子（trellis）を形成する。推定されたシ
ーケンスはライン522上で生成され、ビット・マッパ528
に与えられる。ビット・マッパ528は、与えられた２進
値データ列を算術数値（つまり、正および負の１の値）
に変換する。ビット・マッパ528によって形成された算
術データ列はライン530上で生成され、フィルタ540に与
えられ、このフィルタは第５図のフィルタ440と同様に
９タップの実FIRフィルタである。フィルタ540には、チ
ャンネル・インパルス応答の関数である実数係数が与え
られる。この係数はライン542上で与えられ、変換器554
によって実数に変換され、ライン548上でフィルタ540に
与えられる。ここでも、フィルタ540の中央タップの係
数は０の値である。（フィルタ540の特性は、整合フィ
ルタ492の影響を補償するために補正される）。
加することに応答して、データ・シーケンスを推定すべ
く動作する格子（trellis）を形成する。推定されたシ
ーケンスはライン522上で生成され、ビット・マッパ528
に与えられる。ビット・マッパ528は、与えられた２進
値データ列を算術数値（つまり、正および負の１の値）
に変換する。ビット・マッパ528によって形成された算
術データ列はライン530上で生成され、フィルタ540に与
えられ、このフィルタは第５図のフィルタ440と同様に
９タップの実FIRフィルタである。フィルタ540には、チ
ャンネル・インパルス応答の関数である実数係数が与え
られる。この係数はライン542上で与えられ、変換器554
によって実数に変換され、ライン548上でフィルタ540に
与えられる。ここでも、フィルタ540の中央タップの係
数は０の値である。（フィルタ540の特性は、整合フィ
ルタ492の影響を補償するために補正される）。
ライン530上で生成された算術データ列はさらに、フ
ィルタ560に与えられ、このフィルタ560も９タップ実FI
Rフィルタであり、チャンネル・インパルス応答の関数
である係数を有する。フィルタ560は、すべてのマルチ
パス信号成分が存在する（この場合、直接経路に相当す
る部分を含む）チャンネルを合成し、データ列をそこに
印加することにより、伝送チャンネル上で信号の伝送を
合成することが可能になる。フィルタ560によって生成
される信号の反転は、加算器562に与えられる。
ィルタ560に与えられ、このフィルタ560も９タップ実FI
Rフィルタであり、チャンネル・インパルス応答の関数
である係数を有する。フィルタ560は、すべてのマルチ
パス信号成分が存在する（この場合、直接経路に相当す
る部分を含む）チャンネルを合成し、データ列をそこに
印加することにより、伝送チャンネル上で信号の伝送を
合成することが可能になる。フィルタ560によって生成
される信号の反転は、加算器562に与えられる。
加算器558,562にはさらに、ビット・インバータ510に
よって生成された非反転信号も与えられ、この信号は遅
延素子564によって時間的に適切に遅延されている。ラ
イン570はビット・インバータ510と遅延素子564とを相
互接続し、遅延素子564はライン576上で遅延された負で
ない信号を生成し、この信号は加算器558,562に与えら
れる。加算器562の出力は誤差信号eiであり、ライン586
上でブロック588に与えられ、このブロック588はライン
586上で与えられた信号の標本偏差（sample variance）
を算出する。この標本偏差は、ブロック558内で示され
ている式に基づいて計算される。計算された標本偏差は
ライン590上でブロック592に与えられ、そこで図示のよ
うに標本偏差は縮尺率1/Sr0によって縮尺される。Sr
0は、整合フィルタ係数のゼロ遅延自己相関（zero−la
g,autocorrelatino）である。さらに、Sr0は、整合フィ
ルタ係数の複素ベクトルとそれ自身との内積である。ブ
ロック592で計算された縮尺された標本偏差はライン594
上で分周器598に与えられる。分周器598は、ライン584
上で生成された信号の値を、ライン594上で生成された
信号で除算し、ライン600上で信号を生成し、この信号
は受信復号器に送られ、そこで信号は復号される。
よって生成された非反転信号も与えられ、この信号は遅
延素子564によって時間的に適切に遅延されている。ラ
イン570はビット・インバータ510と遅延素子564とを相
互接続し、遅延素子564はライン576上で遅延された負で
ない信号を生成し、この信号は加算器558,562に与えら
れる。加算器562の出力は誤差信号eiであり、ライン586
上でブロック588に与えられ、このブロック588はライン
586上で与えられた信号の標本偏差（sample variance）
を算出する。この標本偏差は、ブロック558内で示され
ている式に基づいて計算される。計算された標本偏差は
ライン590上でブロック592に与えられ、そこで図示のよ
うに標本偏差は縮尺率1/Sr0によって縮尺される。Sr
0は、整合フィルタ係数のゼロ遅延自己相関（zero−la
g,autocorrelatino）である。さらに、Sr0は、整合フィ
ルタ係数の複素ベクトルとそれ自身との内積である。ブ
ロック592で計算された縮尺された標本偏差はライン594
上で分周器598に与えられる。分周器598は、ライン584
上で生成された信号の値を、ライン594上で生成された
信号で除算し、ライン600上で信号を生成し、この信号
は受信復号器に送られ、そこで信号は復号される。
第７図は、一部分として本発明の信号重み付けシステ
ムを利用する、概して参照番号700で記されるトランシ
ーバを示す。トランシーバ700は、例えば、セルラ通信
システムで用いられる無線電話装置でもよい。トランシ
ーバ部700の受信部は、ページャなどの受信専用装置と
機能的に同様であることに留意されたい。そのため、本
発明の信号重み付けシステムは、ページャなどの受信機
の一部としても利用できることに留意されたい。
ムを利用する、概して参照番号700で記されるトランシ
ーバを示す。トランシーバ700は、例えば、セルラ通信
システムで用いられる無線電話装置でもよい。トランシ
ーバ部700の受信部は、ページャなどの受信専用装置と
機能的に同様であることに留意されたい。そのため、本
発明の信号重み付けシステムは、ページャなどの受信機
の一部としても利用できることに留意されたい。
マルチパス・チャンネル上で伝送される信号は、アン
テナ706によって受信される。前述のように、マルチパ
ス・チャンネルは雑音の多いチャンネルの場合があり、
マルチパス・チャンネル上の信号の伝送により、シンボ
ル間干渉が発生することがある。
テナ706によって受信される。前述のように、マルチパ
ス・チャンネルは雑音の多いチャンネルの場合があり、
マルチパス・チャンネル上の信号の伝送により、シンボ
ル間干渉が発生することがある。
アンテナ706によって受信された信号は、ライン718上
でフィルタ712に送られる。フィルタ712は受信信号を濾
波し、ライン718上で濾波信号を生成する。ライン718は
ミキサ724に結合され、このミキサは、基準発振器746の
発振周波数に応答して、周波数合成器738によって生成
された発振信号をライン730上で受信し、この生成され
た発振信号はライン752上で合成器738に接続されてい
る。ミキサ724はライン718上で与えられた信号をダウン
コンバートし、ライン758上でダウンコンバート信号を
生成し、この信号はフィルタ764に与えられる。フィル
タ764はライン772上で濾波信号を生成し、この信号は第
２ミキサ780に与えられる。
でフィルタ712に送られる。フィルタ712は受信信号を濾
波し、ライン718上で濾波信号を生成する。ライン718は
ミキサ724に結合され、このミキサは、基準発振器746の
発振周波数に応答して、周波数合成器738によって生成
された発振信号をライン730上で受信し、この生成され
た発振信号はライン752上で合成器738に接続されてい
る。ミキサ724はライン718上で与えられた信号をダウン
コンバートし、ライン758上でダウンコンバート信号を
生成し、この信号はフィルタ764に与えられる。フィル
タ764はライン772上で濾波信号を生成し、この信号は第
２ミキサ780に与えられる。
ミキサ780はさらに、発振器792によって与えられる発
振信号入力をライン786上で受け取る。発振器792の発振
周波数は、基準発振器746の発振周波数によって制御さ
れ、ライン798上で発振器746に結合される。ミキサ780
はライン804上で第２ダウンコンバート信号を生成し、
この信号は復調回路810に送られる。
振信号入力をライン786上で受け取る。発振器792の発振
周波数は、基準発振器746の発振周波数によって制御さ
れ、ライン798上で発振器746に結合される。ミキサ780
はライン804上で第２ダウンコンバート信号を生成し、
この信号は復調回路810に送られる。
復調回路810は、例えば、トランシーバ700に伝送され
る信号がGMSK変調信号の場合には、直交（quadrature）
復調器でもよい。復調器810はライン811上で復調信号を
生成し、この信号はA/D変換器812に与えられ、さらに整
合フィルタ822に与えられる。
る信号がGMSK変調信号の場合には、直交（quadrature）
復調器でもよい。復調器810はライン811上で復調信号を
生成し、この信号はA/D変換器812に与えられ、さらに整
合フィルタ822に与えられる。
整合フィルタ822は、前述のように適応型フィルタで
あり、ライン828上でチャンネル・インパルス応答の関
数である係数が与えられる。整合フィルタ822はライン8
34上で信号を生成し、この信号はビタビ・アルゴリズム
840に与えられる。整合フィルタ822およびビタビ・アル
ゴリズム840は共に、図中で点線部のブロック848で示さ
れるMLSEをなす。
あり、ライン828上でチャンネル・インパルス応答の関
数である係数が与えられる。整合フィルタ822はライン8
34上で信号を生成し、この信号はビタビ・アルゴリズム
840に与えられる。整合フィルタ822およびビタビ・アル
ゴリズム840は共に、図中で点線部のブロック848で示さ
れるMLSEをなす。
ビタビ・アルゴリズム840は、ライン848上でハード判
定信号を生成し、この信号はビット・マッパ856に与え
られる。ビット・マッパ856は、与えられた22進データ
・シーケンスの論理値を算術値に変換し、ライン864上
で算術データ列を生成し、これは適応型フィルタ872に
送られる。前述のように、適応型フィルタ872は９タッ
プのFIRフィルタであり、マルチパス・チャンネルの部
分を合成（すなわち、FIRフィルタは直接経路を除くマ
ルチパス・チャンネルを合成）し、このフィルタにはラ
イン880上でチャンネル・インパルス応答の関数である
係数が与えられる。
定信号を生成し、この信号はビット・マッパ856に与え
られる。ビット・マッパ856は、与えられた22進データ
・シーケンスの論理値を算術値に変換し、ライン864上
で算術データ列を生成し、これは適応型フィルタ872に
送られる。前述のように、適応型フィルタ872は９タッ
プのFIRフィルタであり、マルチパス・チャンネルの部
分を合成（すなわち、FIRフィルタは直接経路を除くマ
ルチパス・チャンネルを合成）し、このフィルタにはラ
イン880上でチャンネル・インパルス応答の関数である
係数が与えられる。
フィルタ872はライン888上で信号を生成し、この信号
は加算器896に与えられる。加算器892にはさらに、ライ
ン834上でフィルタ822によって生成され、かつ、遅延素
子904によって時間的に遅延された信号が与えられる。
加算器896はライン910上で着信号を生成し、この差信号
はチャンネル復号器918に与えられ、このチャンネル復
号器は一般にソフト判定畳み込み復号器である。復号器
918は与えられたソフト判定信号を復号し、ライン924上
で復号信号を生成し、この信号は音声復号器926に与え
られる。音声復号器926はライン928上で信号を生成し、
この信号はスピーカ930などのトランスデューサに与え
られ、復号記号を人間が知覚できる信号に変換する。参
照番号822〜896によって記される回路素子は、図中にお
いて点線のブロック940によって囲まれており、これは
第２図の信号重み付けシステムのブロック図と同様であ
る。第４図、第４図，第６図の信号重み付けシステムは
同様に利用され、ブロック940内の回路を構成すること
ができる。
は加算器896に与えられる。加算器892にはさらに、ライ
ン834上でフィルタ822によって生成され、かつ、遅延素
子904によって時間的に遅延された信号が与えられる。
加算器896はライン910上で着信号を生成し、この差信号
はチャンネル復号器918に与えられ、このチャンネル復
号器は一般にソフト判定畳み込み復号器である。復号器
918は与えられたソフト判定信号を復号し、ライン924上
で復号信号を生成し、この信号は音声復号器926に与え
られる。音声復号器926はライン928上で信号を生成し、
この信号はスピーカ930などのトランスデューサに与え
られ、復号記号を人間が知覚できる信号に変換する。参
照番号822〜896によって記される回路素子は、図中にお
いて点線のブロック940によって囲まれており、これは
第２図の信号重み付けシステムのブロック図と同様であ
る。第４図、第４図，第６図の信号重み付けシステムは
同様に利用され、ブロック940内の回路を構成すること
ができる。
第７図のブロック図はさらに、トランシーバ700の送
信部も示しており、これは音声／ソース／チャンネル符
号器948（これはさらにマイクロフォンなどのトランス
デューサを含む），変調器956,ミキサ962,オフセット発
振器958,ミキサ960,ミキサ962,フィルタ968および増幅
器974からなる。増幅器974によって生成された増幅信号
はライン980上でアンテナ706に送られ、そこから送信す
ることができる。
信部も示しており、これは音声／ソース／チャンネル符
号器948（これはさらにマイクロフォンなどのトランス
デューサを含む），変調器956,ミキサ962,オフセット発
振器958,ミキサ960,ミキサ962,フィルタ968および増幅
器974からなる。増幅器974によって生成された増幅信号
はライン980上でアンテナ706に送られ、そこから送信す
ることができる。
第８図の論理フロー図において、信頼水準と、伝送チ
ャンネル上で送信され、受信機によって受信される通信
信号の部分とを関連させる本発明の方法の段階を示す。
まず、ブロック980で示されるように、受信機で受信さ
れた通信信号が等化される。次に、ブロック984で示さ
れるように、伝送チャンネル上で伝送される前の通信信
号を表す等化信号が生成される。次に、ブロック988で
示されるように、等化信号の伝送が合成され（直接経路
を除く）、合成された再送信信号がそれによって生成さ
れる。最後に、ブロック992で示されるように、伝送チ
ャンネル上で伝送され、受信機によって受信された通信
信号の部分の値は、合成信号の部分に対応する値に応答
して変更され、信頼水準と受信機によって受信された通
信チャンネルとを関連づける。
ャンネル上で送信され、受信機によって受信される通信
信号の部分とを関連させる本発明の方法の段階を示す。
まず、ブロック980で示されるように、受信機で受信さ
れた通信信号が等化される。次に、ブロック984で示さ
れるように、伝送チャンネル上で伝送される前の通信信
号を表す等化信号が生成される。次に、ブロック988で
示されるように、等化信号の伝送が合成され（直接経路
を除く）、合成された再送信信号がそれによって生成さ
れる。最後に、ブロック992で示されるように、伝送チ
ャンネル上で伝送され、受信機によって受信された通信
信号の部分の値は、合成信号の部分に対応する値に応答
して変更され、信頼水準と受信機によって受信された通
信チャンネルとを関連づける。
図示の好適な実施例と共に本発明について説明したき
たが、他の同様な実施例も利用でき、本発明から逸脱せ
ずに本発明と同じ機能を実行するため、本実施例に対し
て修正や追加できることが理解される。例えば、好適な
実施例では、最大でＬシンボル期間の遅延期間を有する
マルチパス・チャンネル上で伝送されるＭ系列変調につ
いて、マルチパス信号復元のため９タップのFIRフィル
タを有する２進16状態のMLSEチャンネル等化器を用いて
いるが、変形例ではマルチパス信号復元について、2L＋
１タップのFIRフィルタを有するＭ系列ML状態のMLSE等
化器を利用できる。さらに、本発明はマルチパス移動無
線チャンネルに限定されず、マイクロ波無線リンク，衛
星チャンネル，有線チャンネル等を含め、シンボル間干
渉が発生する他のチャンネルにも適用できる。従って、
本発明は一つの実施例に限定されず、添付の請求の範囲
の説明による範囲で解釈すべきである。
たが、他の同様な実施例も利用でき、本発明から逸脱せ
ずに本発明と同じ機能を実行するため、本実施例に対し
て修正や追加できることが理解される。例えば、好適な
実施例では、最大でＬシンボル期間の遅延期間を有する
マルチパス・チャンネル上で伝送されるＭ系列変調につ
いて、マルチパス信号復元のため９タップのFIRフィル
タを有する２進16状態のMLSEチャンネル等化器を用いて
いるが、変形例ではマルチパス信号復元について、2L＋
１タップのFIRフィルタを有するＭ系列ML状態のMLSE等
化器を利用できる。さらに、本発明はマルチパス移動無
線チャンネルに限定されず、マイクロ波無線リンク，衛
星チャンネル，有線チャンネル等を含め、シンボル間干
渉が発生する他のチャンネルにも適用できる。従って、
本発明は一つの実施例に限定されず、添付の請求の範囲
の説明による範囲で解釈すべきである。
フロントページの続き (72)発明者 リン・フュン アメリカ合衆国マサチューセッツ州 02130、ジャマイカ・プレーン、チェス ナット・アベニュー 202 (72)発明者 ユウボグル・エム ベダト アメリカ合衆国マサチューセッツ州 02215、ボストン、コモンウェルス・ア ベニュー 10005 566 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/12 H04B 15/00 - 15/06 H04B 3/00 - 3/60 H03H 15/00 - 21/00
Claims (10)
- 【請求項１】信頼水準と、送信チャンネル上で送信さ
れ、受信機によって受信される通信信号の部分とを関連
づける信号重み付けシステムであって： 前記受信機によって受信された通信信号を等化し、か
つ、前記送信チャンネル上での送信の前の前記通信信号
を表す等化信号を生成する等化器を形成する等化手段； 前記等化手段によって生成された前記等化信号の部分の
送信を合成し、かつ、前記マルチパス・チャンネルのあ
る特定の経路上で送信される信号を表す合成信号を生成
する合成送信チャンネルを形成する送信合成手段；およ
び 前記送信合成手段によって生成された前記合成信号の対
応する部分の値に応答して、前記送信チャンネル上で送
信され、前記受信機によって受信された前記通信信号の
部分の値を変更して、それにより信頼水準と前記受信機
によって受信された通信信号とを関連づける変更手段； を含んでなることを特徴とする信号重み付けシステム。 - 【請求項２】前記等化手段によって形成される前記等化
手段は、最尤シーケンス推定器を含んでなることを特徴
とする請求項１記載の信号重み付けシステム。 - 【請求項３】前記等化手段は、前記通信信号が複素通信
信号からなる場合に、前記通信信号を実数に変換する複
素／実数変換器を形成する変換手段をさらに含んでなる
ことを特徴とする請求項１記載の信号重み付けシステ
ム。 - 【請求項４】前記等化信号の送信を合成する前記送信合
成手段は、少なくとも一つの適応型フィルタを含んでな
ることを特徴とする請求項１記載の信号重み付けシステ
ム。 - 【請求項５】前記適応型フィルタは、有限インパルス応
答フィルタを含んでなることを特徴とする請求項４記載
の信号重み付けシステム。 - 【請求項６】前記送信合成手段は、前記合成送信チャン
ネル上で発生したシンボル間干渉のレベルを表すレベル
の値を有する第１合成信号を生成する第１適応型フィル
タと、前記合成送信チャンネル上で発生した時変雑音の
レベルを表すレベルの値を有する第２合成信号を生成す
る第２適応型フィルタとを含んでなることを特徴とする
請求項４記載の信号重み付けシステム。 - 【請求項７】前記変更手段は、前記第１適応型フィルタ
によって発生された前記第１合成信号および前記第２適
応型フィルタによって発生された前記第２合成信号の両
方の対応する部分の値に応答して、前記通信信号の前記
部分の値を変更することを特徴とする請求項６記載の信
号重み付けシステム。 - 【請求項８】前記送信合成手段は、複素変調信号を合成
する手段をさらに含んでなることを特徴とする請求項１
記載の信号重み付けシステム。 - 【請求項９】前記変更手段は、前記送信チャンネル上で
送信され、前記受信機によって受信された前記通信信号
の部分と、前記送信合成手段によって生成された合成信
号の対応する部分の反転とを加算する加算手段を含んで
なることを特徴とする請求項１記載の信号重み付けシス
テム。 - 【請求項１０】前記加算手段は、シフト判定出力信号を
生成し、前記送信チャンネル上で送信され、前記受信機
によって受信される前記信号の部分の値を変更すること
は、前記受信機によって受信された前記通信信号と関連
する信頼水準を示すことを特徴とする請求項９記載の信
号重み付けシステム。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US662,049 | 1991-02-28 | ||
| US07/662,049 US5142551A (en) | 1991-02-28 | 1991-02-28 | Signal weighting system for digital receiver |
| PCT/US1992/001162 WO1992016054A1 (en) | 1991-02-28 | 1992-02-12 | Signal weighting system for digital receiver |
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|---|---|
| JPH05506762A JPH05506762A (ja) | 1993-09-30 |
| JP2998992B2 true JP2998992B2 (ja) | 2000-01-17 |
Family
ID=24656172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP4507299A Expired - Lifetime JP2998992B2 (ja) | 1991-02-28 | 1992-02-12 | デジタル受信機用信号重み付けシステム |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5142551A (ja) |
| JP (1) | JP2998992B2 (ja) |
| KR (1) | KR960003835B1 (ja) |
| CN (1) | CN1027335C (ja) |
| AU (1) | AU637545B2 (ja) |
| BR (1) | BR9204765A (ja) |
| CA (1) | CA2075051C (ja) |
| DE (2) | DE4290581C2 (ja) |
| FR (1) | FR2673781B1 (ja) |
| GB (1) | GB2262416B (ja) |
| IT (1) | IT1258357B (ja) |
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| WO (1) | WO1992016054A1 (ja) |
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