SK8798A3 - Spôsob numerickej demoduláci - Google Patents

Abstract

Spôsob numerickej demodulácie, v ktorej prijímacie zariadenie (120) uskutočňuje N rôznych demodulácií (N > 2) pričom dodáva každému z príslušných odhadov následné binárne symboly vyplývajúce z rôzneho kódovania sekvencie bitov prenášaných vysielacím zariadením, pričom rôzne kódovanie je v tvare ak = ck Φ af(k) alebo ak a ck znamená binárny symbol radu k a bit radu k, f(k) znamená celé číslo, ktoré je najviac rovnajúce sa k-1 a © znamená jednostrannú operáciu OU, pričom každý odhad binárneho symbolu radu k je reálne číslo s(i)k (1< i N), ktorého znak predstavuje najpravdepodobnejšiu hodnotu tohto symbolu ktorého modul odhaduje pravdepodobnosť tejto hodnoty ako najpravdepodobnejšiu. Hodnota jedného bitu radu k sekvencie je odhadnutá na báze čísla.

Description

Spôsob numerickej demodulácie

Oblasť techniky

Vynález sa týka spôsobu numerickej demodulácie.

Používa sa najmä v prijímacích zariadeniach uskutočňujúcich spôsoby výberového príjmu.

Doterajší stav techniky

Spôsoby výberového príjmu sú v odbore numerického prenosu známe. Medzi tieto spôsoby je možné uviesť: priestorový, výberový príjem užitočný najmä v rádiovom prenose ak je niekoľko snímačov príjmu umiestnených na rôznych miestach; frekvenčný výberový príjem, ak je ta istá vysielaná informácia prenášaná súčasne na rôznych frekvenciách; časový výberový príjem v prípade opakovania tejto informácie.

Tieto rôzne spôsoby výberového príjmu možno rovnako medzi sebou kombinovať. Výhodou týchto spôsobov je to, že umožňujú zníženie miery binárnej chyby v odhadoch produkovaných prijímacím zariadením. Na druhej strane majú spravidla tu nevýhodu, že vyžadujú doplnkové prostriedky na okrajoch prechádzajúceho pásma a/alebo že vysielacie a prijímacie zariadenia sú komplikované.

Aby bolo možné kombinovať viacnásobné odhady získané výberovým prijímačom, existuje istý počet spôsobov medzi ktorými je možné uviesť spôsob výberu, ktorý spočíva jednoducho vo výbere podľa pozorovania najlepšieho pomeru signál/šum; spôsob ktorý sa nazýva kombinovanie rovnakého zisku, kde sa rozhoduje podľa súčtu signálov po sfázovaní; spôsob ktorý sa nazýva najvyšší kombinačný pomer, v ktorom sa rozhoduje podľa súčtu druhých mocnín sfázovaných signálov a rozdelených podľa odhadnutej hodnoty šumu, ktorým sú signály postihnuté. Tento posledný spôsob poskytuje maximálny pomer signál/šum po rekombinácií.

Je možné, že východzie signály nie sú podrobené rušeniu (šum, kanál) úplne dekorelovanému (najmä pokiaľ sa týka kanálov). V tomto prípade klasické spôsoby rekombinácie nezískavajú prijateľné výsledky. Nakoniec numerické prenosy sami počítajú pravdepodobnosť pozorovania a hodnotu rozhodnutia ktorá z toho vyplýva, v zmysle maximálnej pravdepodobnosti; tento aspekt sa vyslovene neobjavuje v klasických spôsoboch.

Cieľom vynálezu je vyriešiť alternatívu, založenú na maximálnej pravdepodobnosti z klasických spôsobov rekombinácií odhadov postihnutých rôznymi poruchami.

Podstata vynálezu

Vynález teda rieši spôsob numerickej demodulácie, v ktorej prijímacie zariadenie uskutočňuje N rôznych demodulácií (N>2) pričom dodáva pre každú z nich príslušné odhady následných binárnych symbolov a_k vyplývajúcich z rôzneho kódovania sekvencie bitov c_k vysielaných vysielacím zariadením, pričom rôzne kódovanie je vo forme a_k = c_k Φ a_f(k) kde a_k a c_k znamená binárny symbol radu k a bit radu k, f(k) znamená celé číslo najviac k-1 a Φ znamená jednostrannú operáciu OU, pričom každý odhad binárneho symbolu a_k radu k je v tvare reálneho čísla ktorého znak predstavuje najpravdepodobnejšiu hodnotu tohto symbolu a ktorého merací modul namerá túto hodnotu ako najpravdepodobnejšiu. Podľa vynálezu prijímacie zariadenie obsahuje hodnotu jedného bitu c_k radu k sekvencii na báze čísla tvaru X_k-Y_k pretože:

X_k = max {|4°+<|} lái<N

Yk = max {|4°-$)|} l^í<N

Demonštrujeme, že od chvíle kedy hladina užitočného signálu je dostatočne veľká vzhľadom k hladine šume vysielania vyššie uvedený odhad X_k-Y_k je úmerný pravdepodobnosti bitu c_k t.j. logaritmu pomeru hustôt pravdepodobností z neho podmienečne prijatých signálov v bite c_k a podmienečne k logickému doplnku bitu c_kCelková demodulácia teda funguje podľa pravidla maxima následujúcej (a posteriory) pravdepodobnosti dokonca pri prítomnosti korelovaných chýb rôznych odhadoch symbolov a_k.

Vynález sa využíva nielen na rekombináciu násobných odhadov získaných technikou výberového príjmu, ale tiež v prípade kde aspoň dve z N sád odhadov symbolov a_k sú získané demoduláciou tohto segmentu signálu prijatého spôsobom výberového príjmu (alebo taký prípad, keď chyby odhadu budú často korelované).

V konkrétnom spôsobe vyhotovenia podľa vynálezu aspoň dve z N rôznych demodulácií sú prevedené na tom istom segmente signálu zodpovedajúcemu jednému rámcu symbolov numerického signálu modulovaného vysielacím zariadením, pričom tento segment signálu je prijímaný prijímacím zariadením po prenose numerického signálu modulovaného prostredníctvom prenosového kanálu a prvý z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce kroky:

- odhad prvých parametrov demodulácie na prvom konci segmentu; a

- výpočet prvých odhadov symbolov rámca na báze prvých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentov signálu, ktorý prešiel od prvého okraju k druhému okraju, a druhá z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce etapy:

- odhad druhých parametrov modulácie na druhom okraji; a

- výpočet druhých odhadov symbolov rámca na báze druhých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentov signálu, ktorý prešiel od druhého okraju k prvému okraju.

Tento spôsob vedie k vyhodnotiteľným ziskom na hodnote binárnej chyby, počnúc samotným zachytávaním signálu.

Ostatné zvláštnosti a výhody vynálezu vyplynú z nasledujúceho popisu a príkladov vyhotovenia vynálezu, na ktoré sa však vynález neobmedzuje a z pripojených výkresov.

Prehľad obrázkov na výkresoch

Obr. 1 je bloková schéma vysielacieho zariadenia podľa vynálezu; obr. 2 je diagram znázorňujúci štruktúru rámca signálu v prípade vyhotovenia podľa vynálezu, obr. 3 a 4 sú blokové schémy spôsobu demodulácie vykonávanej prijímacím zariadením v dvoch smeroch demodulácie; obr. 5 je graf znázorňujúci príklady pravdepodobnosti získané v každom smere demodulácie; obr. 6 je organizačná schéma znázorňujúca spôsob kombinovania odhadov dopredu a naspäť podľa vynálezu a obr. 7 je iný príklad vyhotovenia prijímacieho zariadenia podľa vynálezu.

Príklady vyhotovenia vynálezu

Vynález je ďalej popísaný pri svojom využití v numerickej rádiokomunikácií medzi vysielacím zariadením 10 a prijímacím zariadením 20. Vysielacie zariadenie 10 obsahuje zdroj 12 kódu (digitalizér zvuku v prípade telefónneho systému), ktorý vysiela tok numerických dát x_k organizovaných v nasledujúcich rámcoch. V príklade vyhotovenia nakreslenom na obr. 2 je signál x_k organizovaný v 126 bitových rámcoch s rýchlosťou 1/T = 8 k bit/s).

Kanálový kóder 14 spracováva bity vysielané zdrojom kódu pre zlepšenie odolnosti proti chybám prenosu. V príklade na obr. 2 kanálový kóder 14 využíva konvolučný kód CC (2, 1, 3) s účinnosťou 1/2 v prvých 26 bitoch rámca x_k.

Výsledných 52+100=152 bitov e_k je potom podrobených previazaniu určenému na zrušenie zhluku chýb, ktoré môže zaviesť úkaz Rayleighovho úniku. Synchronizačné slovo z 8 bitov sa vloží za každý rámec s 152 bitmi informácie previazané pre vytvorenie signálu c_k, ktoré kóder 14 vyšle do modulátora 16. Tento posledný tvar rádiového signálu s(t) je zosilený, potom odovzdaný na anténu 18 vysielacieho zariadenia 10. Vo výhodnom príklade vyhotovenia sú symboly c_k binárne (c_k=0 alebo 1).

Použitá modulácia je napríklad modulácia GMSK s parametrami BT=0,25 (viď K. MUROTA a IEEE Trans. on Communications, zväzok COM-29, č. 7, júl 1981, strany 1044-1050).

Prijímacie zariadenie 20 zahŕňa demodulátor 24 prijímaný signál zachytený anténou 22 a zosilený. Demodulátor 24 vydáva odhady vysielaných symbolov c_k. Tieto odhady sú označené S_k v prípade jemných rozhodnutí a d_k v prípade hrubých rozhodnutí. Ak symboly c_k sú z oblasti M a sú medzi 0 a M-l, výbery možného zastúpenia pre jemný odhad S_k je v tvare:

Sk = p k- exp (Ijndk/M) to znamená, že v tomto prípade jeho argument IjndklM predstavuje najpravdepodobnejšiu hodnotu d_k symbolu c_k, kedy jeho modul p_k je miera pravdepodobnosti tejto hodnoty d_k. V prípade binárnych symbolov (M=2), číslo S_k je reálne a pomenované softbit a jeho označenie 2d_k-l dáva priamo najpravdepodobnejšiu hodnotu symbolu označeného 2c_k-l.

Prijímacie zariadenie 20 obsahuje kanálový dekodér 26 podvojný ku kanálovému dekodéru 14 vysielača. V príklade výhodného vyhotovenia kanálový dekodér 26 vykonáva rámec po rámci permutáciu bitov inverzných k permutácii zodpovedajúcej previazaniu použitého vysielačom a dekóduje 52 redundantných bitov využitím mriežky Viterbi zodpovedajúcej použitému konvolučnému kódu. Ako je obvyklé v numerických prenosoch Viterbi dekódovanie môže byť v hrubých rozhodnutiach, pokiaľ demodulátor 24 dodáva iba d_k, alebo v jemných rozhodnutiach, kedy demodulátor 24 dodáva S_k.

Kanálový dekóder 26 vracia odhady y_k bitov x_k a odovzdáva ich do zdrojového dekodéra 28, ktorý ich opäť uvádza do formy vysielanej informácie.

Ako je znázornené na obr. 1, demodulátor 24 zahŕňa rádiový stupeň 30 zaisťujúci premenu prijatého signálu do základného pásma.

Pomocou dvoch zmiešavačov 32, 34 prijatého rádiového signálu je zmiešaný do dvoch rádiových vín v kvadratúre s nosnou frekvenciou vysielaných lokálnym oscilátorom 35 a výsledné signály prechádzajú filtrami 38, 40 spodného pásma pre získanie jednej zložky vo fáze a jednej zložky v kvadratúre. Tieto dve zložky sú vzorkované a kvantifikované analogicko-numerickými konvertormi 42, 44 s frekvenciou aspoň rovnajúcou sa frekvencii prenášaných bitov. Poznamenáva sa R_n komplexných vzoriek numerického signálu základného pásma vysielaných konventormi 42, 44.

V príklade vyhotovenia nakreslenom na obr. 1, pracuje demodulátor 24 podľa sekvenčného algoritmu pre demodulovanie binárnych symbolov. V prípade modulácie GMSK možno urobiť sekvenčnú demoduláciu použitím nasledujúcej aproximácie pre signál modulovaný na páske bázy s(t):

s(t) =Σ j^k.a_k.h(í-kT) (4) k=~<x>

Tento výraz zodpovedá aproximácii v prvom poradí rozkladu navrhovanom P. A. Laurentom v jeho článku Presná a približná konštrukcia digitálnej fázovej modulácie v superpozícií amplitúdovo modulovaných pulzov (AMP), IEEE Trans. on Communications, zväzok COM-34, č. 2, 2. február 1986, strana 150-160. Tento článok vysvetľuje rovnako spôsob výpočtu funkcie h(t), ktorá v prípade modulácie GMSK s BT=0,25 zodpovedá podnetu dĺžky 2T okolia zameranému na t=0. Vo výraze (4) binárne symboly a_k hodnoty ±1 zodpovedajúcim bitom c_k rozdielne kódovaným: α* = α*_ι .(2c* - 1).

Rádiový kanál je postihnutý výpadkami, ktoré zodpovedajú súčtu signálov v opačnej fáze prichádzajúcich z viacnásobných dráh, ktoré sú vyvolané rôznymi odrazmi vysielaného signálu na blízkych či vzdialených prekážkach. Pritom časový rozptyl týchto dráh je obvykle v rozsahu 12μ*ν, krátkym časom pred časom jedného bitu (T=125|xs v uvažovanom numerickom príklade), zastupuje kanál šírenia variabilného komplexu A(t), zodpovedajúcemu Rayleighovmu úniku a rozfázovaniu s jednotnou dráhou. Frekvencia výpadku je 2f_d, pričom f_d je Dopplerova frekvencia spojená s kolísaním vzdialenosti medzi vysielačom a prijímačom: f_d=f₀.v/c, keď f₀ je stredová frekvencia kanálu, je v relatívna rýchlosť vysielača a prijímača a c je rýchlosť svetla. Zistilo sa teda, že pre rýchlosť 100 km/h je Dopplerova frekvencia 41,67 Hz v prípade, že f₀= 450 MHz, odkiaľ výpadok (83,33 Hz) je celých 12 ms. Toto teda pripúšťa väčší výpadok rámca a najmä vyššiu frekvenciu výpadku ako je frekvencia synchronizačných slov (50 Hz).

Prítomnosť týchto rýchlych výpadkov a všeobecne rýchla zmena kanálu pred časom rámca, si vynucuje častý odhad kanálu a tým závažné nebezpečie šírenia chýb zavinených spätnou väzbou rozhodnutí. V skutočnosti je to tak, že pokiaľ sa vyskytujú chyby na rozhodnutých binárnych symboloch pri demodulovaní, vedú tieto chyby k chybným odhadom kanálu, ktoré samé o sebe vedú k novým chybám v demodulácií.

A_k = A(kT) (k=0 až 167) sú komplexné hodnoty kanála šírené vzorkované v 8 kHz v základnom pásme. Kanál je mimo iného zasiahnutý gaussovým prídavným bielym Šumom B(t) variácie NO/2 označeným B_k po vzorkovaní a upravenej filtrácií. Prijatý signál po upravenej filtrácií signálu filtrom 46 odozvy h(t), je teda v tvare:

r_k-A{kT) Σ jⁿa„H(n-k)T)+B(kT) = n==-<x>

= A_k{j^k-'ak-,H(-Tb} +j^kakH(Q) +j^k+la_k+lH(+T)] +B_k kde H(t) je známa funkcia autokorelácie funkcie h(t). V tomto výraze je urobená aproximácia spočívajúca v zanedbaní H(t) pre |/| > 2T, čo zjednodušuje výpočty.

Vzorky výstupu r_k upraveného filtra 46 sú uložené v pamäti 48. aby boli spracované radiČom 50 demodulátora 24.

Radič 50 spracuje filtrovaný signál r_k pomocou segmentov, kde každý zodpovedá jednému rámcu s 168 vysielaných binárnych symboloch a_k(0<&<168). Ako ukazuje obr. 2, tento príslušný rámec po rôznom kódovaní zahŕňa bity c_k, s 152 bitmi informácie jedného rámca orámovaného 8 bitmi prechádzajúceho synchronizačného slova a 8 bitmi nasledujúceho synchronizačného slova.

Radič^'50 vykonáva demoduláciu podľa sekvenčného algoritmu, ktorého prvá fáza je uvedená na blokovej schéme na obr. 3. V tejto prvej fáze sa začína odhadom komplexnej odozvy kanálu na začiatku segmentu, potom sa demoduluje tento segment od začiatku do konca tak, že sa vloží do rámca v každom časovom bite odhad komplexnej odozvy kanálu.

Pri inicializácii 60 tejto prvej fáze bity b^A a úý sú príslušne snímané zhodne so známymi binárnymi symbolmi a0 a, a index k je inicializovaný na 2. V kroku 62 je index k porovnávaný s 8, to je s dĺžkou synchronizačného slova. Ak k<8, bit b^A je vzatý rovnako ako známy bit ak synchronizačného slova v kroku 64. potom sa pokračuje v kroku 66, v okamžitom odhade kanálu šírenia a vykonáva komplexné delenie:

y^A -_ľí_J_ /5-) ^k~^l )^k-²b^A_2H{-T^+j^k^b^A_}H{Q)+j^kb^AH{+T) ^V ’

Filtrácia okamžitých odhadov V* umožňuje vyhladiť účinky gaussovho šumu pre získanie odhadu A_k__x slúžiaceho k demodulácii bitov. V príklade nakreslenom na obr. 3, je táto filtrácia vykonaná jednoducho výpočtom aritmetického priemeru šiestich okamžitých odhadov F^. Rovnako je možné využiť iné typy filtrácie. Po kroku 66. je index k porovnávaný s 167 (dĺžkou rámca) v kroku 68. Pokiaľ je kel67, index k je zvyšovaný o prírastok jednotky v kroku 70 pred navrátením do kroku 62.

Odhad kanálu na začiatku rámca je ukončený, keď k=8 v teste 62. Pripraví sa teda odhad A^A získaný vďaka znalosti synchronizovaného slova. Pre každú hodnotu k> 8, je softbit odhadnutý v kroku 72 podľa:

= Re(r_k.A^Ak_^.j-^k>) (6) a odhad b^A bitu a_k sa získa označením softbitu s%. Keď sa získal tento bit b^A, radič 50 opäť odhadne kanál v kroku 66 ako skôr vystavený. Demodulácia v smere dopredu je ukončená keď k=167 počas trvania testu 68.

Na obr. 3 je vidieť, že spôsobená chyba na bite b^A v kroku 72 napríklad kvôli výpadku kanálu alebo podnecujúceho hluku, vyvolá skreslenie v okamžitých odhadoch f£_,,F^ a V_k+l vykonaných v troch nasledujúcich krokoch 66 a vedie takto k chybám odhadov kanálu, ktoré sa šíri behom určitej doby činnosti vyhladzovacieho filtra. Tieto chyby v A_k môžu na svojej ceste vyvolať ďalšie chyby odhadov bitov.

Obr. 5 znázorňuje prípad, keď prijatý signál má energiu vyvíjajúcu sa podľa krivky E, nakreslenej prerušovanou čiarou (s výpadkom signálu objavujúcim sa v okamžiku k₀), ktorého pravdepodobnosť J-s* J odhadov (krivka nakreslená prerušovanou čiarou) je dobrá pred výpadkom, ale potom si vezme istý čas na znovunájdenie hodnôt úmerne k energii E prijatého signálu.

Pre zlepšenie výkonu v období nasledujúcom po výpadku, vykonáva radič 50 ďalšiu demoduláciu segmentu signálu zodpovedajúcu 168 bitovému rámcu od konca segmentu k jeho začiatku. To umožní získať takú pravdepodobnosť |s^|, aká je vyjadrená krivkou nakreslenou plnou čiarou na obr. 5. Možno si všimnúť, že výkony demodulátora budú zlepšené, ak je daná prednosť softbitom pred výpadkom a softbitom s% po výpadku.

Spätná demodulácia sa uskutoční v druhej fáze, podobnej tej prvej, ktorej bloková schéma je nakreslená na obr. 4.

V tejto druhej fáze sa začína s odhadom komplexnej odozvy kanálu na konci segmentu, potom sa tento segment demoduluje od jeho konca k jeho začiatku tak, že sa kladie mriežka na každý časový bit odhadu komplexnej odozvy kanálu.

Pri vybudení 160 tejto druhej fázy sa berú príslušné bity ž»f₆₇ a úf₆₆ rovnajúce sa známym binárnym symbolom a₇ a a₆ a index k je nastavený na 165. V kroku 162 je index k porovnávaný s 159. Keď k>159, bit b* je braný ako rovnajúci sa známemu bitu a_k-_l60 synchronizačného slova v kroku 164. potom sa pokračuje v kroku 166 v okamžitom odhade V%_+í kanálu šírenia a urobí sa komplexné rozdelenie:

p* _Sfetl_ (ί\ ^A+1 /⁺²6L^(⁺⁷)+/⁺¹^_+iw(0)+/^//(-O ^{V 7}

Filtrácia okamžitých odhadov umožňuje vyhladiť vplyv gaussovho šumu pre získanie odhadu A%₊₁, slúžiaceho na demoduláciu bitov. V príklade nakreslenom na obr. 4 je táto filtrácia urobená jednoducho výpočtom aritmetického stredu šiestich posledných okamžitých odhadov Po kroku 166 ie index k porovnávaný s 0 v kroku 168. Pokiaľ je k>0, je index k v kroku 170 zmenšený o jednu jednotku pred tým, ako sa vráti do kroku 162.

Odhad kanála na konci rámca je ukončený, keď k=159 v teste 162. Tak dochádza k odhadu ťf₆₁ získanému vďaka poznaniu synchronizačného slova. Pre každú hodnotu &< 159 je softbit s% odhadnutý v kroku 172 podľa vzťahu:

= Re^rkA^.j-^ (8) a odhad bitu a_k sa získa poznačením softbitu radič 50 opäť odhadne kanál v kroku 166 ako vopred vystavený. Demodulácia v spätnom smere je ukončená keď k=0 pri teste 168.

Vo vyššie uvedenom príklade sa obmedzia prehodnotené parametre demodulácie pri prechode demodulovaného segmentu v každom smere na komplexnú odozvu A_k kanálu šírenia. Bude zrejme, že by mohli byť vložené ďalšie parametre, ako sú parametre predstavujúce šum pozorovaný na prenosovom kanály. Je rovnako možné vypočítať pre každý smer demodulácie kvadratický stred odchýlok (krok 66) alebo (krok 166), pre odhad okamžitej hodnoty šumu ΝΟ^,ΝΟ^ v každom smere demodulácie. Rovnako je možné normalizovať hodnotu softbitu S^. alebo 4 pri rozdeľovaní tohoto kvadratického stredu. Odhady hodnoty ΝΟ^,ΝΟ^ by mohli byť konštantné na uvažovanom rámci; toto sú teda napríklad stredy a|4£₊₁ -P£₊₁| počítané na celom rámci. Ak sú tieto stredy získané na posuvných oknách alebo filtrácii môžu byť odhady hodnoty šumu konštantné, to je závislé na indexe k.

Obr. 6 znázorňuje spôsob využitia odhadov dopredu a späť prenášaných symbolov pri hľadaní maxima pravdepodobnosti pozadu, (a posteriori) hodnoty vyslaných bitov.

Hodnota softbitu S^k získaná po rôznom dekódovaní je teda

S_k=X_k-Y_k alebo (9)

X_k = max { 4-i + 4 Y_k = max {

4-i+4 } 4-i-4 } (10) (11) rovnako ako to znázorňujú kroky 90 a 92 na obr. 6. Tvrdý odhad d_k bitu c_k je braný ako rovný [1 + sgn(S_k)]/2 v kroku 88. Tieto kroky 90. 92. 98 sú urobené pre každú hodnotu k nachádzajúcu sa medzi 8 a 159 (pre výpočet sa vezme =Re(r₇.A6*j~⁷'))·

Simulácie umožnili pozorovať, že v porovnaní s demoduláciou v jednom smere, vedie demodulácia dopredu a späť kombinovaná s využitím výsledkov podľa maxima pravdepodobnosti (obr. 6) k zlepšeniu 1,5 dB na 2 dB oproti hodnote binárnej chyby so signálmi vytvorenými analogickým spôsobom ako bolo popísané v súvislosti s obr. 2 a pre bežné hodnoty pomeru Dopplerovej frekvencie/frekvencie bitu.

Možno si všimnúť, že odhady S_k vypočítané z krokov 90 a 92 viď obr. 6, zodpovedajú maximu pravdepodobnosti v prípade, keď je možné uvažovať, že šum má rovnakú hodnotu v obidvoch smeroch demodulácie, čo prakticky spravidla vytvára uspokojujúcu aproximáciu. Pokiaľ sa táto aproximácia neurobí, je vhodné normalizovať softbity s% , s% úmerne k hodnote šumu pred vypočítaním maxima podľa vzťahu (10) a (11), ako už bolo skôr vysvetlené.

Vo vyššie popísanom príklade symboly ak závisia na bitoch Ck rôznym kódovaním tvaru ak = Ck@afik) alebo f(k)=k-l a Φ označuje jednostrannú operáciu OU, ktorá v prípade, keď a_k majú hodnoty ±1 a q hodnoty 0 alebo 1, rovnajúce sa ak = (2c_k- l).a^k)· V bežnom prípade stačí, keď celá funkcia f potvrdí ftk)<k- 1, pričom množstvo Xk a Yk sú:

Z_fe = max{|^ +4J, |4+^i)|} (12)

A = max{|^-^)|, |4~^)|} (13)

Keď platí f(k)=k-l, vzťahy (12) a (13) zodpovedajú vzťahom (10) a (11). Príklad vyhotovenia rôzneho kódovania, kde f(k) nie vždy sa rovná k-1 je možné nájsť v európskej prihláške vynálezu č. O 774 840.

Obr. 7 znázorňuje ďalší príklad prijímacieho zariadenia vhodného k vyhotoveniu vynálezu. Toto zariadenie 120 vyšle výzvu na výberový príjem, ktorý v uvažovanom príklade je priestorový výber, zariadenie obsahujúce n antén 22,,

......22_n a pripojené demodulátory 24,..... 24_n. Každý demodulátor .24, pôsobí v jedinom smere na príslušnom segmente signálu dodaného jeho anténou .22, a doručeného príslušnými softbitmi 5^ (normalizovanými alebo nenormalizovanými) pre každý symbol ak pred rozdielnym dekódovaním. Zariadenie 120 pripravuje teda N=n odhadov pre symboly vznikajúce z rôznych segmentov signálu, miesto N=2 odhadov vyťažených z rovnakého segmentu signálu v príklade vyhotovenia na obr. 1 až 6.

Modul 25 kombinuje tieto rôzne softbity pre dekódovanie bitov q do kanálu 26 dekodéra. Tieto kombinácie sú ^Xt=síl^s‘^1+j»|} 0⁴) (15) urobené podľa vzťahu (9).

Demodulácia urobená každým demodulátorom 24, zodpovedá napríklad blokovej schéme na obr. 3, pričom prijaté signály sa líšia od jedného demodulátora k druhému a sú označené 4° po upravenej filtrácii a odhady v smere dopredu môžu byť nahradené

... jo pO)__^rt-i_ ” j^k~²bk-2H(-T)+j^k~^}bk^H(0)+j^kb_kH(+T) odhady bk týchto rovnakých bitov po rekombinácii. Potom, čo sú získané príslušné softbity 4° v kroku 72, demodulátory 24, dodajú tieto softbity do kombinačného modulu 25, ktorý vypočíta odhady Sk a dk, potom bit bk rôznym dekódovaním tvrdých odhadov dk, t.j. bk = dk®bfik). Bit bk takto získaný je vrátený do demodulátorov 24_j; ktoré teda môžu vypočítať odhady podľa odoziev kanálov v kroku 72.

Vynález je samozrejme veľmi dobre využiteľný v ďalších spôsoboch výberového príjmu alebo v prijímačoch kombinujúcich spôsob výberového príjmu s metódou násobných demodulácií tak, ako je vyššie uvedené.

Claims (9)

1. PATENTOVÉ NÁROKY

   1. Spôsob numerickej demodulácie, v ktorej prijímacie zariadenie (20; 120) uskutočňuje N rôznych demodulácií (N>2) pričom dodáva každému z príslušných odhadov následné binárne symboly (a*) vyplývajúce z rôzneho kódovania sekvencie bitov (ck) vysielaných vysielacím zariadením (10), pričom rôzne kódovanie je v tvare ak = Ck © , kde ak a Ck predstavuje binárny symbol radu k a bit radu k, f(k) znamená celé číslo najviac rovnajúce sa k-1 a Φ značí jednostrannú operáciu OU, pričom každý odhad binárneho symbolu (a*) radu k je v tvare reálneho čísla -M, ktorého znak predstavuje najpravdepodobnejšiu hodnotu tohto symbolu a ktorého modul odhaduje pravdepodobnosť tejto hodnoty za najpravdepodobnejšiu, vyznačujúci sa t ý m , že prijímacie zariadenia (20; 120) odhaduje hodnotu jedného bitu (ct)radu k sekvencie na báze čísla tvaru Xk~Yk alebo:
2. 2. Spôsob numerickej demodulácie podľa nároku 1, vyznačujúci sa tým , že prijímacie zariadenie (20) vyrába tvrdé odhady každého bitu (q) radu k na báze čísla Xk-Yk
3. 3. Spôsob numerickej demodulácie podľa nároku 1 alebo 2, vyznačujúci sa t ý m , že aspoň dve z N rozličných demodulácií sú urobené na tom istom segmente signálu zodpovedajúcom jednému rámcu symbolov (ak) numerického signálu modulovaného vysielacím zariadením (10), pričom segment signálu (r(t)) je prijatý prijímacím zariadením (20) po prenose modulovaného numerického signálu (s(t)) prostredníctvom prenosového kanálu, pričom prvý z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce kroky: odhad prvých parametrov demodulácie na prvom okraji segmentu; a výpočet prvých odhadov symbolov rámca na báze prvých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentu signálu, ktorý prešiel od prvého okraja k druhému okraju, a že druhá z týchto dvoch demodulácií obsahuje nasledujúce etapy:

   odhad druhých parametrov demodulácie (A#) na druhom okraji segmentu; a výpočet druhých odhadov symbolov rámca na báze druhých odhadnutých parametrov demodulácie a segmentov signálu prešlého od druhého okraja k prvému okraju.
4. 4. Spôsob numerickej demodulácie podľa nároku 3, vyznačujúci sa tým , že prvé parametre demodulácie sú znovu odhadnuté aspoň raz za čas prejdenia segmentu od prvého okraja a druhé parametre demodulácie sú znovu odhadnuté aspoň jedenkrát počas prejdenia segmentu od druhého okraja.
5. 5. Spôsob numerickej demodulácie podľa nároku 3 alebo 4, vyznačujúci sa t ý m , že prvé a druhé parametre demodulácie obsahujú každý aspoň jeden parameter predstavujúce odozvu prenosového kanálu.
6. 6. Spôsob numerickej demodulácie podľa nároku 5, vyznačujúci sa tým , že prijímacie zariadenie (20) odhaduje parametre predstavujúce odozvu prenosového kanálu na okrajoch segmentu na báze synchronizačnej sekvencie včlenenej do rámca numerického signálu.
7. 7. Spôsob numerickej demodulácie podľa ktoréhokoľvek nároku 3 až 6, vyzná -čujúci sa tým, že prvé a druhé parametre demodulácie obsahujú každý aspoň jeden parameter závislý na šume pozorovanom na prenosovom kanáli.
8. 8. Spôsob numerickej demodulácie podľa nároku 7, vyznačujúci sa tým , že prvé parametre demodulácie zahŕňajú hodnotu šumu, ktorých odhad (NOfy je využitý pre normalizovanie prvých odhadov symbolov rámca a tým, že druhé parametre demodulácie zahŕňajú hodnotu šumu, ktorej odhad (jVO*)je využitý pre normalizovanie druhých odhadov symbolov rámca.
9. 9. Spôsob numerickej demodulácie podľa ktoréhokoľvek nároku 1 až 8 , vy značujúci sa tým , že aspoň dve z N rozdielnych demodulácií sú urobené na dvoch príslušných segmentoch signálu prijatých prijímacím zariadením (120) podľa spôsobu výberového príjmu.