CZ293128B6 - Numerický způsob demodulace a dekódování - Google Patents

Abstract

Způsob numerické demodulace a dekódování, ve které přijímací zařízení (20, 120) uskutečňuje N různých demodulací (N .>=. 2), přičemž dodává každé demodulaci sadu příslušných odhadů následných binárních symbolů jednoho rámce. Některé z těchto symbolů sebou nesou redundanci zavedenou kódovacím korektorem chyb použitým vysílacím zařízením. Přijímací zařízení (20, 120) dekóduje každou z N sad odhadů podle komplementárního postupu tohoto kódovaného korektoru chyb, přičemž dekódování každé sady odhadů zahrnuje míru jednoho stupně chyby (Q.sup.(i).n.). Přijímací zařízení oddělí jednu z N sad odhadů, pro kterou je stupeň měření chyby minimální.ŕ

Description

Numerický způsob demodulace a dekódování

Oblast techniky

Vynález se týká numerického způsobu demodulace a dekódování.

Používá se zejména v přijímacích zařízeních uskutečňujících způsob výběrového příjmu.

Dosavadní stav techniky

Způsoby výběrového příjmu jsou v oboru numerického přenosu známé. Mezi těmito způsoby lze uvést: prostorový výběrový příjem užitečný zejména v radiovém přenosu, jestliže je několik snímačů příjmu umístěno na různých místech; frekvenční výběrový příjem, jestliže je tatáž vysílaná informace přenášena současně na různých frekvencích; časový výběrový příjem v případě opakování téže informace.

Tyto různé způsoby výběrového příjmu lze rovněž mezi sebou kombinovat. Výhodou těchto způsobů je to, že umožňují snížení míry binární chyby v odhadech produkovaných přijímacím zařízením. Na druhé straně mají zpravidla tu nevýhodu, že vyžadují doplňkové prostředky u okrajů procházejícího pásma a/nebo že vysílací a přijímací zařízení jsou komplikována.

Aby bylo možné kombinovat vícenásobné odhady získané výběrovým přijímačem, existuje jistý počet způsobů, mezi kterými lze uvést způsob výběru spočívající jednoduše ve výběru dle pozorování nejlepšího poměru signál/šum; způsob nazývaný „kombinování stejného zisku“ kde se rozhoduje dle součtu signálů po sfázování; způsob zvaný „nejvyšší kombinační poměr“, ve kterém se rozhoduje dle součtu druhých mocnin sfázovaných signálů a rozdělených podle odhadnuté hodnoty šumu, kterým jsou signály postiženy. Tento poslední způsob poskytuje maximální poměr signál/šum po rekombinaci.

Většina systémů numerických přenosů používá kódovací dekódovací kanál, který zlepšuje jejich odolnost na poruchy, indukované přenosovým kanálem. Opravovací kodéry zavádějí do přenášené informace redundanci, kterou připojené dekodéry využijí pro opravu chyb přijatého signálu. Zpravidla se používají dvě velké skupiny kódů: konvoluční kódy a kódy v blocích (Golay, BCH, Reed-Solomon atd.). vlastnosti oprav těchto kódů jsou optimální, jestliže pravděpodobnosti chyby jsou dekorelovány následujícím symbolem, což je například případ kanálu s přídavným gaussovým bílým šumem. I když tato podmínka dekorelace není splněna, což je zejména v případě rádiových kanálů při Reyleighovu nebo Riceovu úniku, kódovací/dekódovací kanál zahrnuje mimo jiné provozování/rozvázání spočívající v permutaci symbolů určených k rozptýlení ve vstupu opravovacího dekodéru, přičemž chyby se objevují v paketech v kanálu šíření.

Ve většině systémů kanálový dekodér upravuje odhady, tvrdé nebo jemné, dodávané demodulátorem. V případě výběrového přijímače zpracovává tento přijímač odhady získané rekombinaci násobných odhadů.

Ve článku „Chanel Coding with multilevel/Phase Signals (IEEE Trans. On Information Theory, svazek IT-28, č. 1, leden 1982, str. 55-67), G. Ungerboeck zavedl pojem kódované modulace umožňující spolupracovat modulaci/demodulaci s kanálem kódování/dekódování. Přijímač současně demoduluje a opravuje chyby za využití mřížky, jejíž stavy udržují počet stavů modulace a stavy kódování. Tyto metoda umožňuje vyhodnotitelný zisk protože demodulátor čerpá zisk z bitů chráněných na mikroskopické úrovni opravným kódem. Metoda, jak je známo, má významný úspěch v přenosech po drátech a přes satelit, pro které podmínky šíření nejsou

-1 CZ 293128 B6 vůbec obtížné. Ale výhodou této metody je to, že není kompatibilní pokud existuje provozování, protože mřížka demodulace by tak dospěla k nereálné velikosti.

Cílem vynálezu je vyřešit nový způsob, jak kombinovat vícenásobné odhady přenášených numerických symbolů při využití přítomnosti chráněných symbolů mezi přenášenými symboly.

Podstata vynálezu

Vynález tedy řeší způsob numerické modulace a kódování, ve které přijímací zařízení uskutečňuje N různých modulací, přičemž dodává pro každou z nich sadu příslušných odhadů následných binárních symbolů rámce, přičemž některé z těchto symbolů obsahují redundanci zavedenou kódovacím korektorem chyb použitým vysílacím zařízením. Podle vynálezu přijímací zařízení dekóduje každou z N sad odhadů podle komplementárního postupu kódovacího korektoru chyb, přičemž dekódování každé sady odhadů obsahuje hodnotu jednoho stupně chyby, přičemž přijímací zařízení oddělí jednu zN sad odhadů, pro kterou je stupeň měřené chyby minimální.

Tímto způsobem konečný výsledek demodulace využívá redundanční informace přinesené kanálovým kodérem. Je postačující, když jen některé ze symbolů rámce jsou kódované s redundancí, aby celek demodulovaného rámce byl uspokojivý.

Tento přístup může být srovnáván s přístupem Ungerboecka, ale ten uvažuje rámec makroskopický a nikoliv mikroskopický.oproti kódovaným modulacím to umožňuje zejména přítomnost provázání.

Vynález se využívá nejen na rekombinace vícenásobných odhadů získaných technikou výběrového příjmu, ale také na případ, kdy alespoň dvě z N sad odhadů symbolů au jsou získány demodulací téhož segmentu signálu přijatého způsobem výběrového přijmu (nebo takový případ, kdy chyby odhadu budou často korelovány).

V konkrétním způsobu provedení podle vynálezu alespoň dvě z N různých demodulací jsou provedeny na tomtéž segmentu signálu odpovídajícím jednomu rámci symbolů numerického signálu modulovaného vysílacím zařízením, přičemž tento segment signálu má první a druhý okraj a je přijímán přijímacím zařízením po přenosu numerického signálu modulovaného prostřednictvím přenosového kanálu a první z těchto dvou modulací obsahuje následné kroky:

- odhad prvních parametrů demodulace na prvním okraji segmentu; a

- výpočet prvních odhadů symbolů rámce na bázi prvních odhadnutých parametrů demodulace a segmentu signálu prošlého od prvního okraje k druhému okraji, a druhá z těchto dvou demodulací obsahuje následující kroky:

- odhad druhých parametrů demodulace na druhém okraji segmentu; a

- výpočet druhých odhadů symbolů rámce na bázi druhých odhadnutých parametrů demodulace a segmentu signálu prošlého od druhého okraje k prvnímu okraji.

Tento způsob vede k vyhodnotitelným ziskům na hodnotě binární chyby, počínaje samotným zachycováním signálu.

Ostatní zvláštnosti a výhody vynálezu vyplynou z následujícího popisu a příkladů provedení vynálezu, na které se však vynález neomezuje a z připojených výkresů.

-2CZ 293128 B6

Přehled obrázků na výkresech

Obr. 1 je blokové schéma znázorňující vysílací zařízení a přijímací zařízení provedené podle vynálezu; obr. 2 je diagram znázorňující strukturu rámců signálu v příkladu provedení podle vynálezu, obr. 3 a 4 jsou bloková schémata způsobu demodulace prováděné přijímacím zařízením ve dvou směrech demodulace; obr. 5 je graf znázorňující příklady pravděpodobnosti získané v každém směru demodulace; obr. 6 až 11 jsou grafy zobrazující charakteristiky přijímacího zařízení podle vynálezu a obr. 12 je jiný příklad provedení přijímacího zařízení podle vynálezu.

Příklady provedení vynálezu

Vynález je dále popsán při svém využití v numerické radiokomunikaci mezi vysílacím zařízením 10 a přijímacím zařízením 20. Vysílací zařízení 10 obsahuje zdroj 12 kódu (digitalizér zvuku v případě telefonního systému), který vysílá tok numerických dat x_k organizovaných v následných rámcích. V příkladu provedení nakresleném na obr.2 je signál x_x organizován ve 126 bitových rámcích o rychlosti 1/T = 8 kbit/s.

Kanálový kodér 14 zpracovává bity vysílané zdrojem kódu pro zlepšení odolnosti proti chybám přenosu. V příkladu na obr. 2 kanálový kodér 14 využívá konvoluční kód cc (1,2,3) o účinnosti 1/2 v prvních 26 bitech rámce x_k. Výsledných 52 + 100 = 152 bitů e_k je pak podrobeno provázání určenému ke zrušení shluků chyb, které může zavést úkaz Rayleighova úniku. Synchronizační slovo o 8 bitech se vloží za každý rámec o 152 bitech informace provázaných pro vytvoření signálu c_k, který kodér vyšle do modulátoru 16. Modulátor 16 vytvoří radiový signál s(t), který je zesílen, pak předán na anténu 18 vysílacího zařízení 10. V uvažovaném příkladu provedení jsou symboly c_k binární (c_k = 0 nebo 1).

Použitá modulace je například modulace GMSK s parametry BT = 0,25 (viz K. MUROTA a kol.: „GMSK modulace pro digitální mobilní radiovou telefonii“, IEEE Trans, on Communications, svazek COM-29, č. 7, červenec 1981, strany 1 044-1 050).

Přijímací zařízení 20 zahrnuje demodulátor 24 přijímací signál zachycený anténou 22 a zesílený. Demodulátor 24 vydává dvě sady odhadů vysílaných symbolů c_k. tyto odhady jsou označeny g_k ^A, gk^R v případě jemných rozhodnutí a dk^A, dk^R v případě hrubých rozhodnutí. Jestliže symboly ck jsou z oblasti M a jsou mezi 0 a M-l, výběr možného zastoupení pro jemný odhad g_k ^A, g_k ^R je ve tvaru:

gk^A = Pk^A · exp (2 jnd_k ^A/M), gk^R = Pk^R · exp (2 jnd_k ^R/M), to znamená že v tomto případě jeho argument 2 jKd_k ^A/M nebo 2 jndk^R/M představuje nej pravděpodobnější hodnotu dk^A nebo dk^R symbolu ck, zatímco jeho modul p_k ^A nebo pk^R je míra pravděpodobnosti této hodnoty dk^A nebo dk^R. V případě binárních symbolů (M=2), číslo gk^A nebo gk^R je reálné a zvané „softbit“ a jeho označení 2dk^A-l nebo 2dk^R—1 dává přímo nejpravděpodobnější hodnotu symbolu označeného sck-l.

Přijímací zařízení 20 obsahuje kanálový dekodér 26 podvojný ke kanálovému kodéru 14 vysílače. V příkladu výhodného provedení kanálový dekodér 26 provádí rámec po rámci permutaci bitů inverzní k permutaci odpovídající provázání použitého vysílače a dekóduje 52 redundantních bitů využitím mřížky Viterbi odpovídající použitému konvolučnímu kódu. V příkladu provedení zahrnuje krok 26 dva rozdílné dekodéry, přičemž jeden 26^A pracuje na prvních odhadech gk^A nebo dk^A dodávaných demodulátorem 24, další 26^R pracuje na druhých odhadech gk^R nebo dk^R . každý dekodér 26^A, 26^R navrací příslušné odhady yk^A, yk^R bitů xk.jak je obvyklé v numerických přenosech, Viterbi dekódování prováděné dekodérem 26^A nebo 26^R může být v hrubých

- J CZ 293128 B6 rozhodnutích, pokud demodulátor 24 dodává pouze d_k ^A nebo dk^R nebo v jemných rozhodnutích, když demodulátor 24 dodává gk^A nebo g_k ^R.

Jak je znázorněno na obr. 1, demodulátor 24 zahrnuje radiový stupeň 30 zajišťující přeměnu přijatého signálu do základního pásma. Pomocí dvou směšovačů 32,34 je přijatý radiový signál smíchán do dvou radiových vln, ve kvadratuře o nosné frekvenci, vysílaných lokálním oscilátorem 36 a výsledné signály procházejí filtry 38,40 spodního pásma pro získání jedné složky ve fázi a jedné složky v kvadratuře. Tyto dvě složky jsou vzorkovány a kvantifikovány analogickynumerickými konvertory 42,44 s frekvencí alespoň rovnou frekvenci přenášených bitů. Zaznamenává se R_n komplexních vzorků numerického signálu základního pásma vysílaných konvertory 42,44.

V příkladu provedení nakresleném na obr. 1, pracuje demodulátor 24 podle sekvenčního algoritmu pro demodulování binárních symbolů. V případě modulace GMSK lze provádět sekvenční demodulaci použitím následující aproximace pro signál modulovaný v základním pásmu s(t):

s(t) = Σ j^k.a_k-h(t-kT) = -00 (4)

Tento výraz odpovídá aproximaci v prvním pořadí rozkladu, který navrhuje P.A. Laurent ve svém článku „Přesná a přibližná konstrukce digitální fázové modulace superpozicí amplitudově modulovaných pulsů (AMP)“, IEEE Trans, on Communications, svazek COM-34, č. 2 únor 1986, str. 150-160. Tento článek vysvětluje rovněž způsob výpočtu funkce h(t), která v případě modulace GMSK s BT = 0,25 odpovídá impulsu délky asi 2T, se středem na t = 0. Ve výrazu (4) binární symboly a_k hodnoty ±1 odpovídají bitům c_k rozdílně kódovaným: a_k = a_k_i . (2c_k-1).

Radiový kanál je postižen výpadky, odpovídajícími součtu signálů v opačné fázi přicházejícím z vícenásobných drah, které jsou vyvolány různými odrazy vyslaného signálu na blízkých či vzdálených překážkách. Časový rozptyl těchto drah je obvykle v rozmezí 12 ps, krátkou dobu před dobou jednoho bitu (T = 125 ps v uvažovaném numerickém příkladu). Kanál šíření se představuje variabilním komplexem A (t) odpovídajícím Rayleighovu úniku a rozfázování s jednotnou dráhou. Frekvence výpadku je 2f_a, přičemž f_a je Dopplerova frekvence spojená s kolísáním vzdálenosti mezi vysílačem a přijímačem: f_a=fo. v/c, jestliže fo je středová frekvence kanálu, je v relativní rychlost vysílače a přijímače a c je rychlost světla. Zjistilo se tedy, že pro rychlost lOOkm/hod je Dopplerova frekvence 41,67 Hz v případě, že f_o = 45OMHz, odkud výpadek (83,33 Hz) je celých 12 ms. Toto tedy připouští větší výpadek rámce a zejména vyšší frekvenci výpadku než je frekvence synchronizačních slov (50 Hz).

Přítomnost těchto rychlých výpadků a obecněji lychlá změna kanálu před dobou rámce si vynucují častý odhad kanálu a tím závažné nebezpečí šíření chyb, zaviněných zpětnou vazbou rozhodnutí. Je faktem, že pokud se vyskytnou chyby na rozhodnutých binárních symbolech při demodulování, vedou tyto chyby k chybným odhadům kanálu, které samy o sobě vedou k novým chybám v demodulaci.

Zaznamenávají se A_k = A (kt) (k = 0ažl67), komplexní hodnoty kanálu šíření vzorkované v 8 kHz v základním pásmu. Kanál je mimo jiné zasažen gaussovým přídavným bílým šumem B(t) o varianci NO/2, označeným B_k po vzorkování a upravené filtraci. Přijatý signál po upravené filtraci signálu filtrem 46 odezvy h(t), je tedy ve tvaru:

-4CZ 293128 B6 r_k = A(JcT) Σ jⁿa_n H([n-k) τ) + B(kT} n = -oo

- A_k [ j^k_1ak_1H(-Tb}+j^kakH(O)+j^k+1a_k+1H(+T) ] + B_k kde H(t) je známá funkce autokorelace funkce h(t).v tomto výrazu je provedena aproximace spočívající v zanedbání H(t) pro /t/ > 2T, což zjednoduší výpočty.

Vzorky výstupu r_k upraveného filtru 46 jsou skladovány v paměti 48 pro zpracování řadičem 50 demodulátoru 24.

Řadič 50 zpracuje filtrovaný signál r_k pomocí segmentů, kde každý segment odpovídá jednomu rámci o 168 vyslaných binárních symbolech a_k (0<k<168). Jak ukazuje obr. 2,tento příslušný rámec po různém kódování zahrnuje bity c_k, po 152 bitech informace jednoho rámce orámovaného 8 bity předcházejícího synchronizačního slova a 8 bity následujícího synchronizačního slova.

Řadič 50 provádí demodulaci podle sekvenčního algoritmu, jehož první fáze je znázorněna na blokovém schéma na obr. 3. V této první fázi se začíná odhadem komplexní odezvy kanálu na začátku segmentu, pak se demoduluje tento segment od začátku do konce tak, že se vloží do rámce v každém časovém bitu odhad komplexní odezvy kanálu.

Při inicializaci 60 této první fáze jsou bity b₀ ^A a b]^A příslušně snímány shodně se známými symboly ao, a! a index k se inicializuje na 2. V kroku 62 se index k porovnává s 8, to jest s délkou synchronizačního slova. Jestliže k<8, bit bk^A je vzat stejně jako známý bit ak synchronizačního slova v kroku 64, pak se pokračuje v kroku 66, v okamžitém odhadu V^A _k_i kanálu šíření a provádí se komplexní dělení:

(5)

Filtrace okamžitých odhadů V^Am umožňuje vyhladit účinky gaussova šumu pro získání odhadu A^Ak_j sloužícího k demodulaci bitů. V příkladu nakresleném na obr. 3, je tato filtrace jednoduše výpočtem aritmetického průměru šesti posledních okamžitých odhadů V^A _m. Je rovněž možné využít jiných typů filtrace. Po kroku 66, je index k porovnán s 167 (délkou rámce) v kroku 68. Pokud je kel 67, index k je zvyšován o přírůstek jednotky v kroku 70 před navrácením do kroku 62.

Odhad kanálu na začátku rámce je ukončen, když k = 8 v testu 62. Připraví se tedy odhad A% získaný díky znalosti synchronizačního slova. Pro každou hodnotu k>8, je softbit s^A _k odhadnut v kroku 72 podle:

(6) a odhad b^Ak bitu ak se získá označením softbitu s^Ak. V kroku 72 řadič 50 rovněž prochází různým dekódováním pro odhad bitů c_k podle vzorce g^Ak = sk-l . s^Akv případě jemných odhadů (s^A7 = Re (r7.A6^A*. j’⁷; pro k=8) a podle vzorce d^Ak = (1 +b^A _k-i · B_k ^A) / 2 v případě tvrdých odhadů.

Jakmile se získá tento bit b^A _k, řadič 50 znovu odhadne kanál v kroku 66 jako dříve vystavený. Demodulace ve směru vpřed je ukončena když k = 167 v době testu 68.

Na obr. 3 je vidět, že způsobená chyba na bitu b^Ak v kroku 72, například kvůli výpadku kanálu nebo podněcujícího hluku, vyvolá zkreslení v okamžitých odhadech V^Ak__b V^A a V^Ak+l provedených ve třech následujících krocích 66 a vede takto k chybám odhadu kanálu, které se šíří během určité doby činnosti vyhlazovacího filtru. Tyto chyby v A^Ak mohou na své cestě vyvolat další chyby odhadů bitů.

Obr. 5 znázorňuje případ, kdy přijatý signál má energii vyvíjející se podle,křivky E, nakreslené čerchovanou čarou (s výpadkem signálu objevujícím se v okamžiku ko), jehož pravděpodobnost /s^A _ků odhadů (křivka nakreslená přerušovanou čarou) je dobrá před výpadkem, ale pak si vezme jistý čas ke znovunalezení hodnot úměrně k energii E přijatého signálu.

Pro zlepšení výkonů v období následujícím po výpadku, provádí řadič 50 další demodulaci segmentu signálu odpovídající 168 bitovému rámci od konce segmentu k jeho začátku. To umožní získat takovou pravděpodobnost /s^Rk/, jaká je vyjádřena křivkou, nakreslenou plnou čarou na obr. 5. Lze si všimnout, že výkony demodulátoru se zlepší, jestliže je dána přednost softbitům s^Ak před výpadkem a softbitům s^R _k po výpadku.

Zpětná demodulace se uskuteční ve druhé fázi, podobné té první, jejíž blokové schéma je nakresleno na obr. 4.

V této druhé fázi se začíná s odhadem komplexní odezvy kanálu na konci segmentu, pak se tento segment demoduluje od jeho konce k jeho začátku tak, že se klade mřížka na každý časový bit odhadu komplexní odezvy kanálu.

Při vybuzení 160 této druhé fáze se berou příslušné bity b^Rié7 a b^R]66 rovné známým binárním symbolům a₇ a a^ a index k je nastaven na 165. V kroku 162 je index k porovnán se 159. Jestliže k>l 59, bit b^Rk je brán jako roven známému bitu ak_i6o synchronizačního slova v kroku 164, pak se pokračuje v kroku 166 v okamžitém odhadu V^Rk+i kanálu šíření a provádí se komplexní rozdělení:

^V^x = -------------------------------- <⁷>

jK.2_bR _H{+T)+jK*X_{bR H}(₀)+j*b^R H(-_T) »- 32 JÍL 4” X

Filtrace okamžitých odhadů V^Rm umožňuje vliv gaussova šumu pro získání odhadu A^Rk+i sloužícího pro demodulaci bitů. V příkladu nakresleném na obr. 4 je tato filtrace jednoduše výpočet aritmetického středu šesti posledních okamžitých odhadů V^R _m. Po kroku 166 je index k porovnán s 0 v kroku 168. Pokud je k>0, je index k v kroku 170 zmenšen o jednu jednotku před tím, než se vrátí do kroku 162.

-6CZ 293128 B6

Odhad kanálu na konci rámce je ukončen, když k=l 59 v testu 162. Tak se dojde k odhadu A^R|6] získanému díky znalosti synchronizačního slova. Pro každou hodnotu k<159 je softbit s^R _k odhadnut v kroku 172 podle vztahu:

s” = Re (r .A\_ * j*) (δ) a odhad b^Rk bitu ak se získá označením softbitu s^Rk. v kroku 172 řadič rovněž prochází různým dekódováním pro odhad bitů c_k_i podle vzorce g^Rk+l = s^Rk+i _s ^Rk ^v případě jemných odhadů (kde sióo ^R=Re (ri6o-Ai6i^R'.j^_l6°) pro k= 159, a podle vzorce d^Rk+) = (l+b^Rk+l,b^R _k)/2 v případě tvrdých odhadů.

Jakmile se získá tento bit b^R _k, řadič 50 znovu odhadne kanál v kroku 166 jako dříve vystavený. Demodulace ve směru zpět je ukončena, když k=0 v době testu 168.

Ve výše uvažovaném příkladu se omezí přehodnocené parametry demodulace při průchodu demodulovaného segmentu v každém směru na komplexní odezvu A_k kanálu šíření. Bude zřejmé, že by mohly být vloženy další parametry, jako jsou parametry představující šum pozorovaný na přenosném kanálu. Je rovněž možné vypočítat pro každý směr demodulace kvadratický střed odchylek V^Ak_l -A^Ak_] (krok 66) nebo V^Rk+i -A^Rk+i (krok 166), pro odhad okamžité hodnoty šumu NO^Ak, NO^Rk v každém směru demodulace. Rovněž lze normalizovat hodnotu softbitu s^A _k nebo s\ při rozdělování tohoto kvadratického středu. Odhady hodnoty NO^Ak, NO^Rk by mohly být konstantní na uvažovaném rámci; toto jsou tedy například středy /A^A _k_i _ _v ^Ak-i/² a /A^R _k+i/² počítané na celém rámci. Jestliže jsou tyto středy získány na posuvných oknech nebo filtrací, mohou být odhady hodnoty šumu konstantní, to je závislé na indexu k.

Ačkoliv byly představeny dva různé kanálové dekodéry 26^A, 26^R pro usnadnění čtení z obr. 1, bude jasné, že lze rovněž předpokládat jediný dekodér dostatečně zajišťující obě dekódování. První dekódování dává příležitost odhadnutým bitům y^Ak a druhé dekódování odhadnutým bitům y^Rk.každý kanálový dekodér dodává mimo jiné míru Q^A, Q^R stupně pozorované chyby při dekódování přijatého rámce odhadů.

Například v případě, kdy kanálový dekodér využívá mřížku Viterbi pro konvoluční kód (viz „The Viterbi Algorithm“) od G.D. Fomey, proč. IEEE, svazek 61, č. 3, březen 1973, str. 268-278), míra Q^A nebo (Q^R) může být:

- počet symbolů, jejichž M-tá hodnota byla opravena při dekódování;

- největší metrická klesající funkce, která může vybrat dráhu v mřížce při dekódování

- nebo jiná míra, která může záviset na algoritmu příslušného prováděného dekódování, na kvalitě signálu přijímaného dekodérem.

Porovnáváním měr stupně chyby Q^A a Q^R, přijímací zařízení vybere jednu nebo druhou ze dvou sad odhadů g^Ak a g^Rk (nebo d_k ^A, dk^R), a sice tu, pro kterou míra stupně chyby je nejmenší, jak je schematicky naznačeno na obr. 1 odečítačem 96 a přepínačem 98 které znovu udržují příslušné dekódované bity y\ nebo y\ podle měrných hodnot Q^A Q^R. udržované bity yk jsou dodávány zdrojovému dekodéru 28, který je převádí do formy přenášené informace.

Přijímací zařízení tedy vybírá ten ze dvou směrů demodulace, který se jeví lepší z hlediska kanálu dekódování.

Je třeba poznamenat, že není nutné, aby kódovací kanál obsahoval redundanční bity pro každý z vysílaných bitů. Tak jako v předchozím případě odvolávajícím se na obr. 2, kde jen 26 bitů ze 126 je kódováno s redundancí, těchto 26 bitů postačí k přenesení rozhodnutí na kvalitu demodulovaných odhadů. Jinými slovy řečeno, 152 bitů rámce využívá redundanční informace obsažené v 52 bitech vyslaných konvolučním kodérem.

-7CZ 293128 B6

Jak je v numerických přenosech obvyklé, musí příslušná forma kódování s aplikovanou redundancí, permutace použitá pro provázání a tvar modulujících vln tvořit předmět společné optimalizace pro získání nejlepších výsledků v každém konkrétním případě. Tato optimalizace může být provedena známým způsobem pomocí počítačové simulace chování kanálu.

Obr. 6 a 8 znázorňují hodnoty, získané způsobem demodulace podle obr. 1. Tylo výsledky byly získány simulací v případě takových rámců numerického signálu které jsou znázorněny na obr. 2, modulovaných v GMSK s BT=0,25. Demodulátor se od demodulátoru nakresleného na obr. 1 lišil tím, že demodulace nebyla sekvenční, ale podle mřížky Viterbi, mající 8 stavů a 8 přizpůsobených filtrů, s následováním vlnového vektoru. Tato mřížka odpovídá paměti L=3 symbolů, rozložení signálu GMSK podle Rimoldiho (viz B.E. R1MOLDI „Postup rozložení do CPM“, IEEE Trans, on Information Theory, svazek. 34, č. 2, březen 1988, str. 260-270). Mřížka takto vydává přímo tvrdé odhady d_R ^A, dk^R odpovídající bitům ck, bez diferenčního dekódování. Provázání bitů e_k (k=0,.....,151) provedené kódovacím kanálem 14 pro naplnění bitů c_k bylo provedeno podle e_k = c₈+Tab(k), kde [Tab (0), Tab (1),...., Tab (151) ] = [56, 0, 112, 8, 55, 16, 104, 136, 24, 120, 88, 32, 72, 96, 40, 128, 108, 48, 80, 60, 4,144, 116,12, 68, 132, 20, 124, 84, 28, 76, 140, 36, 148, 92, 44, 100, 52, 2, 106, 58, 10, 66, 114, 18, 122, 130, 26, 74, 138, 34, 82, 90, 42, 146, 110, 50, 98, 62, 6, 70, 118, 14, 126, 134, 22, 78, 86, 30, 142, 94, 38, 150, 54, 46, 102, 57, 1, 113, 9, 65, 17, 105, 129, 25, 121, 137, 33, 73, 89, 41, 81, 109, 49, 145,61,5,97, 117, 13, 69, 133,21, 125, 85,29, ΊΊ, 141,37, 149, 93, 45, 101,53,3, 67, 107, 11, 123, 59, 19, 75, 115, 27, 83, 131,35, 147, 139, 43, 99,91,51,71, 111,7, 127, 63, 15, 79, 119, 23, 143, 135, 31,151, 87, 39, 103, 95,47, 64].

Dekódovací kanál 26^A nebo 26^R provádí inverzní permutaci pro zrušení provázání, pak dekóduje 52 prvních bitů získaných mřížkou Viterbi v tvrdých rozhodnutích odpovídajících použitému konvolučnímu kódu.

Graf na obr. 6 znázorňuje hodnotu binární chyby získanou jako funkci poměru signál/šum Eb/NO v případě, kdy vysílací zařízení a přijímač jsou statické. Graf na obr. 7 znázorňuje dynamický únik s poměrnou rychlostí 70 km/h. Křivka nakreslená plnou čarou představuje hodnotu pozorované binární chyby s demodulací v jednom směru, tečkovaná křivka znázorňuje výsledky získané podle vynálezu s demodulací ve směru tam a zpět a výběr směru podle obr. 1, a konečně čerchovaná křivka představuje teoretické výsledky ideálního demodulátoru (tj. takového, který má dokonalou znalost a stálost kanálu.) Obr. 8 znázorňuje míru pozorované binární chyby v dynamice (70 km/h) s dekorelovou interferencí přítomnou na stejném frekvenčním kanálu.na ose x je vyznačena kvantita C/Ic, která představuje poměr výkonu získaného přijímacím zařízením od vysílacího zařízení a od interferovacího zařízení. V těchto třech případech je pozorováno slabé zlepšení hodnoty binární chyby.

Obr. 9 až 11 jsou podobné grafy, příslušné obr. 6 až 8, které znázorňují získané výsledky za simulace podobných podmínek, lišících se jedině typem použité modulace. Jednalo se o kvartémí modulaci (dělitelnou čtyřmi) (M=4). Bity c_k vysílané kódovacím kanálem byly přeskupeny po dvojicích pro vytvoření kvartémích symbolů (dělitelných čtyřmi), zpracovaných modulátorem. Tvrdé odhady symbolů vysílaných demodulátorem ve směru vpřed a zpět byly potom rozloženy na dva tvrdé odhady odpovídajících bitů c_k. uvažovaná kvartémí modulace byla modulací ve fázi (CPM) pokračující o parametru BT=0,25 s aproximací paměti L=3 symbolů pro vytvoření demodulační mřížky podle Rimoldiho rozkladu. Ukazatel modulace byl h=l/3, přičemž demodulátor využíval mřížku o48 stavech a 64 upravených filtrech.

Na obr. 12 je znázorněn jiný příklad přijímacího zařízení způsobilého postupovat podle vynálezu. Toto zařízení 120 provede volání ve výběrovém příjmu, který je v tomto uvažovaném příkladu výběrovým příjmem prostorovým, přičemž zařízení obsahuje n antén 22]......22„ a n připojených demodulátorů 24;.....24_n. Každý demodulátor 24,- pracuje v jednom směru na příslušné, segmentu

-8CZ 293128 B6 signálu dodávaného jeho anténou 22; (například jak je popsáno s odkazem na obr. 3) a dodává příslušné jemné odhady g_k ^w a/nebo příslušné tvrdé odhady dk ^(,) pro každý symbol ck. Zařízení 120 tak disponuje s N = n odhadů na symbol pocházející z různých segmentů signálu místo N = 2 odhadů získaných ze stejného segmentu signálu v příkladu provedení na obr. 1 až 11.

Těchto n sad odhadů je dekódováno ve shodě s ochranou přinášenou kódovacím kanálem, souběžně s n kanálovými dekodéry 26_b ......, 26_n (nebo ještě výhodněji jediným dekodérem.).

Zařízení 120 takto získalo n sad dekódovaných symbolů y_k ^(l), ...., yk⁽ⁿ⁾ a n připojených hodnot chyby Q^(l),.....Q⁽ⁿ⁾. Komparátor 196 určí sadu odhadů gk^w nebo d_k ⁽¹⁾, pro které hodnota měřené chyby q^(,) je minimální a po dekódování je tato sada nakonec znovu vzata oddělovacím modulem 198 pro podání do zdroje dekodéru 28.

Vynález lze samozřejmě aplikovat i v ostatních způsobech výběrového příjmu nebo v přijímačích, které kombinují výběrový příjem se způsobem vícenásobné demodulace, jak bylo popsáno výše.

PATENTOVÉ NÁROKY

Claims (10)

1. Způsob numerické demodulace a dekódování, ve kterém se uskuteční N různých demodulací (N > 2) v přijímacím zařízení (20; 120), přičemž každé z N demodulací dodává sadu příslušných odhadů následných binárních symbolů (c_k) rámce, kde některé z těchto symbolů obsahují redundanci zavedenou kódovacím korektorem chyb, který byl využit vysílacím zařízením (10), vyznačující se tím, že se dekóduje každá z N sad odhadů podle komplementárního postupu kódovacího korektoru chyb, přičemž dekódování každé sady odhadů obsahuje míru jednoho stupně chyby (Q^w), a poté se oddělí jedna z N sad odhadů, pro kterou je stupeň měření chyby minimální.

2. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároku 1,vyznačující se tím, že stupeň chyby (Q^w) měřené v době dekódování je počet symbolů upravený během dekódování.

3. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároku 1 nebo 2, vyznačující se t í m , že symboly rámce jsou provázány, přičemž se provede rozvázání před dekódováním každé z N sad odhadů.

4. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároků 1, 2 nebo 3, vyznačující se t í m , že alespoň dvě z N různých demodulací jsou provedeny na tomtéž segmentu signálu odpovídajícím jednomu rámci symbolů numerického signálu modulovaného vysílacím zařízením (10), přičemž segment signálu má první a druhý okraj a je přijímán přijímacím zařízením (20) po přenosu modulovaného numerického signálu (s(t)) prostřednictvím přenosového kanálu, přič první z těchto dvou modulací obsahuje následující kroky: odhad prvních parametrů demodulace (A_k ^A) na prvním okraji segmentu; a výpočet prvních odhadů (gk^A) symbolů rámce na bázi prvních odhadnutých parametrů demodulace a segmentu signálu prošlého od prvního ke druhému okraji, a přičemž druhá z těchto dvou demodulací obsahuje následující etapy: odhad druhých parametrů demodulace (Ak^R) na druhém okraji segmentu; a výpočet druhých odhadů (g_k ^R) symbolů rámce na bázi druhých odhadnutých parametrů demodulace a segmentu signálu prošlého od druhého okraje k prvnímu okraji.

5. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároku 4, vyznačující se tím, že segment signálu má první a druhý okraj a první parametry demodulace jsou znovu odhadnuty alespoň jedenkrát za dobu projití segmentu od prvního okraje a druhé parametry demodulace jsou znovu odhadnuty alespoň jedenkrát za dobu projití segmentu od druhého okraje.

-9CZ 293128 B6

6. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároků 4 nebo 5, vyznačující se t í m, že první a druhé parametr} demodulace obsahují každý alespoň jeden parametr (A_k ^A,A_k ^R), představující odezvu přenosového kanálu.

7. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároku 6, vyznačující se tím, že se odhadují parametry představující odezvu přenosového kanálu na okrajích segmentu na bázi synchronizačních sekvencí vložených do okrajů rámců numerického signálu.

8. Způsob numerické demodulace a dekódování podle kteréhokoliv z nároků 4 až 7, vyznačující se tím, že první a druhé parametiy demodulace obsahují každý alespoň jeden parametr závislý na pozorovaném šumu na přenosovém kanálu.

9. Způsob numerické demodulace a dekódování podle nároku 8, vyznačující se tím, že první parametry demodulace zahrnují hodnotu šumu, jejíž odhad (NO_k ^A) je využit pro normalizování prvních odhadů symbolů rámce a tím, že druhé parametry demodulace zahrnují hodnotu šumu, jejíž odhad (NO^R _k) je využit pro normalizování druhých odhadů symbolů rámce.

10. Způsob numerické demodulace a dekódování podle kteréhokoliv z nároků 1 až 9, vyznačující se tím, že alespoň dvě z N různých demodulací jsou provedeny na dvou příslušných segmentech signálu, přijatých přijímacím zařízením (120) podle techniky výběrového příjmu.