JP2958342B2 - 振幅調整用回路 - Google Patents
振幅調整用回路Info
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/02—Manually-operated control
- H03G3/04—Manually-operated control in untuned amplifiers
- H03G3/10—Manually-operated control in untuned amplifiers having semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
- H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は信号の振幅調整用回路であって、２個の差動
トランジスタ増幅器を具えており、これら増幅器の一方
をその主電流通路入力端子を経て前記信号を受信すべく
配置し、且つ他方の増幅器をその主電流通路入力端子を
経て前記信号の直流成分に相当する供給直流電流を受電
すべく配置し、前記信号の振幅を前記両差動増幅器の交
差結合した制御端子に供給される制御電圧によって調整
可能とし、且つ振幅を調整した信号が２つの交差結合し
た主電流通路出力端子に得られるようにした振幅調整用
回路に関するものである。
トランジスタ増幅器を具えており、これら増幅器の一方
をその主電流通路入力端子を経て前記信号を受信すべく
配置し、且つ他方の増幅器をその主電流通路入力端子を
経て前記信号の直流成分に相当する供給直流電流を受電
すべく配置し、前記信号の振幅を前記両差動増幅器の交
差結合した制御端子に供給される制御電圧によって調整
可能とし、且つ振幅を調整した信号が２つの交差結合し
た主電流通路出力端子に得られるようにした振幅調整用
回路に関するものである。
斯種の回路は西独国特許明細書DE−PS 3331200から既
知である。これに開示されている回路は制御電圧に応じ
て信号の振幅を調整するための電子式ポテンシオメータ
に用いられる。振幅を調整するべき信号は差動増幅器の
信号入力端子を構成する相互接続したエミッタに供給さ
れ、振幅が調整された信号は差動増幅器の各トランジス
タの２つの交差結合したコレクタ端子にて得ることがで
きる。交差結合したコレクタ端子は負荷抵抗を介して電
圧源の一方の端子にも接続し、この電圧源が供給する電
圧は大地電位に対して正とする。斯くして、振幅が調整
された信号を負荷抵抗間にて電圧の形態で得ることがで
きる。
知である。これに開示されている回路は制御電圧に応じ
て信号の振幅を調整するための電子式ポテンシオメータ
に用いられる。振幅を調整するべき信号は差動増幅器の
信号入力端子を構成する相互接続したエミッタに供給さ
れ、振幅が調整された信号は差動増幅器の各トランジス
タの２つの交差結合したコレクタ端子にて得ることがで
きる。交差結合したコレクタ端子は負荷抵抗を介して電
圧源の一方の端子にも接続し、この電圧源が供給する電
圧は大地電位に対して正とする。斯くして、振幅が調整
された信号を負荷抵抗間にて電圧の形態で得ることがで
きる。
上述した従来回路では、振幅が調整されている信号を
表わす電圧，差動増幅器間の電圧及び振幅を調整すべき
入力信号を表わす電圧が電圧源の正端子と接地点との間
に現われ、即ち供給電圧をこれら３つの電圧の和に少な
くとも等しくする必要がある。
表わす電圧，差動増幅器間の電圧及び振幅を調整すべき
入力信号を表わす電圧が電圧源の正端子と接地点との間
に現われ、即ち供給電圧をこれら３つの電圧の和に少な
くとも等しくする必要がある。
本発明の目的は小さな供給電圧で附勢することがで
き、しかもそれにも拘らず高振幅の信号を処理すること
のできる冒頭にて述べた種類の振幅調整用回路を提供す
ることにある。
き、しかもそれにも拘らず高振幅の信号を処理すること
のできる冒頭にて述べた種類の振幅調整用回路を提供す
ることにある。
〔課題を解決するための手段〕 本発明によれば、上記目的を達成するために、前述し
た種類の振幅調整用回路に： 振幅を調整した信号から前記供給直流電流に相当する
出力直流電流を差引くことのできる電流加算回路と；前
記信号、前記供給直流電流及び前記出力直流電流をそれ
ぞれ前記差動増幅器及び前記電流加算回路に供給する電
流ミラー回路と；前記信号、前記供給直流電流及び前記
出力直流電流を取出すことのできる電圧源；とを設けた
ことを特徴とする。
た種類の振幅調整用回路に： 振幅を調整した信号から前記供給直流電流に相当する
出力直流電流を差引くことのできる電流加算回路と；前
記信号、前記供給直流電流及び前記出力直流電流をそれ
ぞれ前記差動増幅器及び前記電流加算回路に供給する電
流ミラー回路と；前記信号、前記供給直流電流及び前記
出力直流電流を取出すことのできる電圧源；とを設けた
ことを特徴とする。
本発明による回路には従来回路に用いられている電圧
駆動の代わりに電流駆動を用いる。このようにすれば、
供給電圧に対する入力信号の振幅範囲を制限することに
なる電圧が振幅調整用回路に発生するのができる限り回
避される。この結果、供給電圧を最大信号振幅よりもご
く僅かだけ大きい値に低下させることができる。さらに
本発明によれば、出力端子、即ち振幅を調整した信号に
おける直流電圧レベルを高度に一定とすることができ
る。その理由は、乗算回路として配置する差動トランジ
スタ増幅器を電流駆動とするために振幅調整用回路にお
ける直流成分が内部補償されるからである。振幅の大き
な信号で無歪み駆動するには、出力端子の直流電位、即
ち振幅を調整した信号における直流電位が信号の振幅に
無関係に一定に溜まるようにすることも重要なことであ
る。このようにするには乗算回路に供給する電流を電圧
源から取出すようにする。
駆動の代わりに電流駆動を用いる。このようにすれば、
供給電圧に対する入力信号の振幅範囲を制限することに
なる電圧が振幅調整用回路に発生するのができる限り回
避される。この結果、供給電圧を最大信号振幅よりもご
く僅かだけ大きい値に低下させることができる。さらに
本発明によれば、出力端子、即ち振幅を調整した信号に
おける直流電圧レベルを高度に一定とすることができ
る。その理由は、乗算回路として配置する差動トランジ
スタ増幅器を電流駆動とするために振幅調整用回路にお
ける直流成分が内部補償されるからである。振幅の大き
な信号で無歪み駆動するには、出力端子の直流電位、即
ち振幅を調整した信号における直流電位が信号の振幅に
無関係に一定に溜まるようにすることも重要なことであ
る。このようにするには乗算回路に供給する電流を電圧
源から取出すようにする。
回路の対称性、従って振幅を調整した信号における直
流電位の不変性は、差動増幅器から電流加算回路に信号
を転送するための他の電流ミラー回路によって、及び好
ましくは両差動増幅器の２つの他の相互接続した主電流
通路出力端子に結合された追加の電流ミラー回路によっ
てもさらに改善される。特に、電流加算回路に信号を転
送するための上記他の電流ミラー回路は、差動増幅器の
主電流通路出力端子と、これらの差動増幅器を附勢する
供給電圧源の端子との間の電圧差が小さくても信号を正
確に転送することができ、又前記追加の電流ミラー回路
も２つの他の主電流通路出力端子における電圧を対称に
する。
流電位の不変性は、差動増幅器から電流加算回路に信号
を転送するための他の電流ミラー回路によって、及び好
ましくは両差動増幅器の２つの他の相互接続した主電流
通路出力端子に結合された追加の電流ミラー回路によっ
てもさらに改善される。特に、電流加算回路に信号を転
送するための上記他の電流ミラー回路は、差動増幅器の
主電流通路出力端子と、これらの差動増幅器を附勢する
供給電圧源の端子との間の電圧差が小さくても信号を正
確に転送することができ、又前記追加の電流ミラー回路
も２つの他の主電流通路出力端子における電圧を対称に
する。
本発明による回路の他の例では、信号の直流成分を調
整すべく該信号に重畳させることのできる追加の直流電
流を取出す追加の電流源を設けるようにする。好ましく
は、このようにすることにより、調整すべき信号の交流
成分に重畳される全ての直流電流を供給直流電流、従っ
て出力直流電流に相当するように調整することができ
る。これにより振幅調整用回路における直流成分は一層
良好に補償される。
整すべく該信号に重畳させることのできる追加の直流電
流を取出す追加の電流源を設けるようにする。好ましく
は、このようにすることにより、調整すべき信号の交流
成分に重畳される全ての直流電流を供給直流電流、従っ
て出力直流電流に相当するように調整することができ
る。これにより振幅調整用回路における直流成分は一層
良好に補償される。
出力直流電圧を取出すことのできる電圧源を出力直流
電圧供給用に用いて、この出力直流電圧により、振幅が
調整されている信号の電位を調整するのが好適である。
この電圧源の二重使用により回路構成が簡単となり、し
かも製造交差によって生じがちな誤差も低減する。
電圧供給用に用いて、この出力直流電圧により、振幅が
調整されている信号の電位を調整するのが好適である。
この電圧源の二重使用により回路構成が簡単となり、し
かも製造交差によって生じがちな誤差も低減する。
供給直流電流及び出力直流電流は共通の電流ミラー回
路を介して共通の電圧源から取出せるようにするのが好
適である。このようにすれば、回路部品が少なくて済
み、又製造公差の影響も低減する。これは特に、１つの
入力枝路と複数個の出力枝路とを具えている電流ミラー
回路を用いて達成する。振幅調整用回路は、差動トラン
ジスタ増幅器に対する直流バイアス電圧も共通の電圧源
から取出せるようにして、さらに簡単な構成とすること
もできる。
路を介して共通の電圧源から取出せるようにするのが好
適である。このようにすれば、回路部品が少なくて済
み、又製造公差の影響も低減する。これは特に、１つの
入力枝路と複数個の出力枝路とを具えている電流ミラー
回路を用いて達成する。振幅調整用回路は、差動トラン
ジスタ増幅器に対する直流バイアス電圧も共通の電圧源
から取出せるようにして、さらに簡単な構成とすること
もできる。
以下実施例につき図面を参照して説明するに、第１図
は振幅を調整すべき信号が信号源１の出力端子２に現わ
れる例を示す。便宜上、信号源１の内部回路は信号の直
流成分用の直流電圧源３と、信号の交流成分用の交流電
圧源４と、バッファ増幅器５とから成る等価回路として
示してある。従って、直流電圧源３及び交流電圧源４か
らの電圧の和は出力端子２に低ソースインピーダンスで
得られる。出力端子２に現われる信号電圧は直列抵抗６
を経て信号電流ミラー８の入力枝路７に信号電流を発生
する。
は振幅を調整すべき信号が信号源１の出力端子２に現わ
れる例を示す。便宜上、信号源１の内部回路は信号の直
流成分用の直流電圧源３と、信号の交流成分用の交流電
圧源４と、バッファ増幅器５とから成る等価回路として
示してある。従って、直流電圧源３及び交流電圧源４か
らの電圧の和は出力端子２に低ソースインピーダンスで
得られる。出力端子２に現われる信号電圧は直列抵抗６
を経て信号電流ミラー８の入力枝路７に信号電流を発生
する。
信号電流ミラー８は接地し、この電流ミラーの出力枝
路９を乗算回路11の信号入力端子10に接続して、出力枝
路９を経て信号電流を乗算回路11に供給する。信号入力
端子10における信号電流の直流成分、即ち直流電圧源３
によって発生される直流成分に対応する供給直流電流を
供給直流電流入力端子12を経て乗算回路11に供給する。
この供給直流電流は供給電流ミラー14の出力枝路13を経
て供給直流電流入力端子12に供給され、電流ミラー14の
入力枝路15は供給直流電流を取出すために抵抗16を介し
て電圧源17に接続する。なお供給電流ミラー14も接地す
る。
路９を乗算回路11の信号入力端子10に接続して、出力枝
路９を経て信号電流を乗算回路11に供給する。信号入力
端子10における信号電流の直流成分、即ち直流電圧源３
によって発生される直流成分に対応する供給直流電流を
供給直流電流入力端子12を経て乗算回路11に供給する。
この供給直流電流は供給電流ミラー14の出力枝路13を経
て供給直流電流入力端子12に供給され、電流ミラー14の
入力枝路15は供給直流電流を取出すために抵抗16を介し
て電圧源17に接続する。なお供給電流ミラー14も接地す
る。
乗算回路11は２個の差動トランジスタ増幅器18及び19
を具えており、これらの各増幅器は２個のトランジスタ
20,21及び22,23から成り、これらトランジスタの主電流
通路端子、本例の場合にはバイポーラトランジスタのエ
ミッタ端子は各差動増幅器18及び19にてそれぞれ対を成
して相互接続する。トランジスタ20,21及び22,23のエミ
ッタ端子の対を成して相互接続した部分は対応する差動
増幅器に対するそれぞれの主電流通路入力端子24及び25
を構成する。さらに、２つの差動増幅器18,19のそれぞ
れの第１及び第２トランジスタ20,22及び21,23をそれぞ
れの制御端子、本例の場合にはバイポーラトランジスタ
のベース端子を介して結合させる。これらの制御端子を
互いに結合させる接続点26と27との間には可変直流電圧
の形態の制御電圧を供給する制御電圧源28を配置する。
を具えており、これらの各増幅器は２個のトランジスタ
20,21及び22,23から成り、これらトランジスタの主電流
通路端子、本例の場合にはバイポーラトランジスタのエ
ミッタ端子は各差動増幅器18及び19にてそれぞれ対を成
して相互接続する。トランジスタ20,21及び22,23のエミ
ッタ端子の対を成して相互接続した部分は対応する差動
増幅器に対するそれぞれの主電流通路入力端子24及び25
を構成する。さらに、２つの差動増幅器18,19のそれぞ
れの第１及び第２トランジスタ20,22及び21,23をそれぞ
れの制御端子、本例の場合にはバイポーラトランジスタ
のベース端子を介して結合させる。これらの制御端子を
互いに結合させる接続点26と27との間には可変直流電圧
の形態の制御電圧を供給する制御電圧源28を配置する。
差動増幅器18及び19の第１トランジスタ20及び22は第
２主電流通路端子、本例の場合にはバイポーラトランジ
スタのコレクタ端子を経てそれぞれの差動増幅器19及び
18の各第２トランジスタ21及び23に交差結合させる。従
って、第２主電流通路端子の接続はトランジスタ20〜23
の制御端子の接続とは相補的であり、即ち各トランジス
タ20〜23の制御端子及び第２主電流通路端子は各差動増
幅器18又は19の異なるトランジスタに接続する。
２主電流通路端子、本例の場合にはバイポーラトランジ
スタのコレクタ端子を経てそれぞれの差動増幅器19及び
18の各第２トランジスタ21及び23に交差結合させる。従
って、第２主電流通路端子の接続はトランジスタ20〜23
の制御端子の接続とは相補的であり、即ち各トランジス
タ20〜23の制御端子及び第２主電流通路端子は各差動増
幅器18又は19の異なるトランジスタに接続する。
振幅が調整された信号に相当する電流はトランジスタ
20〜23の第２主電流通路端子に現われる。これがため、
主電流通路出力端子とも称するこれらの第２主電流通路
端子は上述した結線をそれぞれ伴う信号出力端子29及び
30を構成する。信号は第１信号出力端子29から他の電流
ミラー回路31（これは電圧源の正端子32に接続する）及
びライン33を経て電流加算回路34に転送される。電流加
算回路34は振幅を調整した信号に対する出力端子35及び
接地した出力電流ミラー37の出力枝路36にも接続する。
出力直流電圧源38から抵抗39及び出力電流ミラー37の入
力枝路40を経て取出される出力直流電流は出力枝路36に
流れる。出力直流電圧源38は別の抵抗41を経て出力端子
35に直流バイアス電圧も供給し、このバイアス電圧は振
幅が調整された信号の直流成分として出力端子35に現わ
れる。電流加算回路34では出力枝路36の出力直流電流
が、ライン33における振幅が調整されており、しかも直
流成分も含んでいる信号から差引かれる。回路は出力枝
路36の出力直流電流が乗算回路11の供給直流電流入力端
子12における供給直流電流に相当して、電流加算回路34
における電流の直流成分が互いに正確に相殺して、電流
加算回路34が純粋な交流成分のみを出力端子35に供給す
るように設計する。
20〜23の第２主電流通路端子に現われる。これがため、
主電流通路出力端子とも称するこれらの第２主電流通路
端子は上述した結線をそれぞれ伴う信号出力端子29及び
30を構成する。信号は第１信号出力端子29から他の電流
ミラー回路31（これは電圧源の正端子32に接続する）及
びライン33を経て電流加算回路34に転送される。電流加
算回路34は振幅を調整した信号に対する出力端子35及び
接地した出力電流ミラー37の出力枝路36にも接続する。
出力直流電圧源38から抵抗39及び出力電流ミラー37の入
力枝路40を経て取出される出力直流電流は出力枝路36に
流れる。出力直流電圧源38は別の抵抗41を経て出力端子
35に直流バイアス電圧も供給し、このバイアス電圧は振
幅が調整された信号の直流成分として出力端子35に現わ
れる。電流加算回路34では出力枝路36の出力直流電流
が、ライン33における振幅が調整されており、しかも直
流成分も含んでいる信号から差引かれる。回路は出力枝
路36の出力直流電流が乗算回路11の供給直流電流入力端
子12における供給直流電流に相当して、電流加算回路34
における電流の直流成分が互いに正確に相殺して、電流
加算回路34が純粋な交流成分のみを出力端子35に供給す
るように設計する。
乗算回路11の第２信号出力端子30も電圧を供給する電
圧源（供給電圧源）の正端子32に追加の電流ミラー回路
42を介して接続する。この電流ミラー回路42は入力枝路
43を具えているだけであり、この回路は電圧源の正端子
32と第２信号出力端子30との間の電圧差を得るのに仕
え、この電圧差は正端子32と第１信号出力端子29との間
の電圧差に等しくする。これにより乗算回路11の両端間
の電位関係は対称となる。追加の電流ミラー回路42は他
の電流ミラー回路31の入力枝路の構成に対応する構成の
ものとし、最も簡単な例としては、それをダイオード又
はダイオード接続したトランジスタで構成する。
圧源（供給電圧源）の正端子32に追加の電流ミラー回路
42を介して接続する。この電流ミラー回路42は入力枝路
43を具えているだけであり、この回路は電圧源の正端子
32と第２信号出力端子30との間の電圧差を得るのに仕
え、この電圧差は正端子32と第１信号出力端子29との間
の電圧差に等しくする。これにより乗算回路11の両端間
の電位関係は対称となる。追加の電流ミラー回路42は他
の電流ミラー回路31の入力枝路の構成に対応する構成の
ものとし、最も簡単な例としては、それをダイオード又
はダイオード接続したトランジスタで構成する。
信号電流ミラー８の入力枝路７は追加の抵抗44を介し
て追加の電圧源45にも接続し、この電圧源から追加の直
流電流を取出して、この電流を追加の抵抗44を経て電流
ミラー８の入力枝路７に供給することができる。従っ
て、信号電流ミラー８の出力枝路９に発生すると共に乗
算回路11の信号入力端子10に供給されるような斯かる追
加の直流電流は直流成分を調整すべき信号に重畳され
る。これがため、追加の電圧源45及び追加の抵抗44は、
追加の直流電流が出力枝路36における出力直流電流によ
り出力枝路９の電流の直流成分を正確に補償するように
設計して、差動増幅器18の最適な動作点を選定し得るよ
うにする。追加の電圧源45は固定のものとするが、これ
は図面に破線で示すように出力直流電圧源38からの出力
直流電圧と信号源１の直流電圧源３からの信号の直流成
分との差に応じて制御し得るものとすることもできる。
さらに、電圧源17は乗算回路11の動作点を調整して、最
適とすべく制御することもできる。
て追加の電圧源45にも接続し、この電圧源から追加の直
流電流を取出して、この電流を追加の抵抗44を経て電流
ミラー８の入力枝路７に供給することができる。従っ
て、信号電流ミラー８の出力枝路９に発生すると共に乗
算回路11の信号入力端子10に供給されるような斯かる追
加の直流電流は直流成分を調整すべき信号に重畳され
る。これがため、追加の電圧源45及び追加の抵抗44は、
追加の直流電流が出力枝路36における出力直流電流によ
り出力枝路９の電流の直流成分を正確に補償するように
設計して、差動増幅器18の最適な動作点を選定し得るよ
うにする。追加の電圧源45は固定のものとするが、これ
は図面に破線で示すように出力直流電圧源38からの出力
直流電圧と信号源１の直流電圧源３からの信号の直流成
分との差に応じて制御し得るものとすることもできる。
さらに、電圧源17は乗算回路11の動作点を調整して、最
適とすべく制御することもできる。
図示の例の変形例では、乗算回路11の入力端子12への
供給直流電流を出力電流ミラー37から直接取出す。この
場合の接続を破線にて示してあり、電流ミラー37からの
この接続の出力枝路46は出力枝路36と同様に入力枝路40
の電流により制御し、しかも供給直流電流入力端子12に
直接接続する。さらにこの場合には、第１トランジスタ
20と22の制御端子間の接続点26に出力直流電圧源38から
出力直流電圧を直接供給する。この変形例では×印を付
けたラインを遮断するため、供給電流ミラー14、抵抗16
及び電圧源17を省くことができる。この場合、出力電流
ミラー37は供給直流電流及び出力直流電流に共通の電流
ミラー回路を構成し、この電流ミラー回路により、これ
らの電流を共通の電圧源として機能する出力直流電圧源
38から取出す。
供給直流電流を出力電流ミラー37から直接取出す。この
場合の接続を破線にて示してあり、電流ミラー37からの
この接続の出力枝路46は出力枝路36と同様に入力枝路40
の電流により制御し、しかも供給直流電流入力端子12に
直接接続する。さらにこの場合には、第１トランジスタ
20と22の制御端子間の接続点26に出力直流電圧源38から
出力直流電圧を直接供給する。この変形例では×印を付
けたラインを遮断するため、供給電流ミラー14、抵抗16
及び電圧源17を省くことができる。この場合、出力電流
ミラー37は供給直流電流及び出力直流電流に共通の電流
ミラー回路を構成し、この電流ミラー回路により、これ
らの電流を共通の電圧源として機能する出力直流電圧源
38から取出す。
本例の回路配置では、信号源１、乗算回路11、電流加
算回路34及び出力端子35に接続する信号処理回路（図示
せず）が回路全体に流れる信号の流れに対して直列で、
しかも供給電圧源に対して並列に配置される。これによ
り回路を低い供給電圧で作動させることができる。振幅
が調整されている信号の電位を設定する出力直流電圧は
極めて一定であるため、振幅の大きな信号も歪みなく処
理することができる。
算回路34及び出力端子35に接続する信号処理回路（図示
せず）が回路全体に流れる信号の流れに対して直列で、
しかも供給電圧源に対して並列に配置される。これによ
り回路を低い供給電圧で作動させることができる。振幅
が調整されている信号の電位を設定する出力直流電圧は
極めて一定であるため、振幅の大きな信号も歪みなく処
理することができる。
第１図は本発明による振幅調整用回路の一例を示すブロ
ック図である。 １……信号源、３……直流電圧源 ４……交流電圧源、５……バッファ増幅器 ６……直列抵抗、８……信号電流ミラー 11……乗算回路、14……供給電流ミラー 16……抵抗、17……電圧源 18,19……差動トランジスタ増幅器 28……制御電圧源、31……電流ミラー回路 34……電流加算回路、37……出力電流ミラー 38……出力直流電圧源、39……抵抗 42……追加の電流ミラー回路 44……抵抗 45……追加の電圧源
ック図である。 １……信号源、３……直流電圧源 ４……交流電圧源、５……バッファ増幅器 ６……直列抵抗、８……信号電流ミラー 11……乗算回路、14……供給電流ミラー 16……抵抗、17……電圧源 18,19……差動トランジスタ増幅器 28……制御電圧源、31……電流ミラー回路 34……電流加算回路、37……出力電流ミラー 38……出力直流電圧源、39……抵抗 42……追加の電流ミラー回路 44……抵抗 45……追加の電圧源
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03G 3/10 H03G 3/30
Claims (6)
- 【請求項１】信号の振幅調整用回路であって、２個の差
動トランジスタ増幅器（18,19）を具えており、これら
増幅器の一方（18）をその主電流通路入力端子（24）を
経て前記信号を受信すべく配置し、且つ他方の増幅器
（19）をその主電流通路入力端子（25）を経て前記信号
の直流成分に相当する供給直流電流を受電すべく配置
し、前記信号の振幅を前記両差動増幅器（18,19）の交
差結合した制御端子（26,27）に（制御電圧源28から）
供給される制御電圧によって調整可能とし、且つ振幅を
調整した信号が２つの交差結合した（29の個所におけ
る）主電流通路出力端子に得られるようにした振幅調整
用回路において、当該回路に： −振幅を調整した（33の個所における）信号から前記供
給直流電流に相当する（36の個所の）出力直流電流を差
引くことのできる電流加算回路（34）と； −前記信号、前記供給直流電流及び前記出力直流電流を
それぞれ前記差動増幅器（18,19）及び前記電流加算回
路（34）に供給する電流ミラー回路（8,14,37）と； −前記信号、前記供給直流電流及び前記出力直流電流を
取出すことのできる電圧源（1,17,38）； とを設けたことを特徴とする振幅調整用回路。 - 【請求項２】前記差動増幅器（18,19）から前記電流加
算回路（34）に信号を転送するための他の電流ミラー回
路（31）を設けたことを特徴とする請求項１に記載の振
幅調整用回路。 - 【請求項３】前記両差動増幅器の他の２つの相互接続し
た主電流直通路出力端子（30の個所）に追加の電流ミラ
ー回路（42）を結合させたことを特徴とする請求項２に
記載の振幅調整用回路。 - 【請求項４】前記信号の直流成分を調整すべく該信号に
（７の個所にて）重畳させることのできる追加の直流電
流を取出す追加の電圧源（45）を設けたことを特徴とす
る請求項１〜３のいずれかに記載の振幅調整用回路。 - 【請求項５】前記出力直流電流を取出すことのできる電
圧源（38）を（抵抗41を経て）出力直流電圧供給用に用
いて、該出力直流電圧により、振幅が調整されている信
号の電位を調整するようにしたことを特徴とする請求項
１〜４のいずれかに記載の振幅調整用回路。 - 【請求項６】前記供給直流電流（12の個所）及び出力直
流電流（36の個所）を共通の電流ミラー回路（37）を介
して共通の電圧源（38）から取出し得るようにしたこと
を特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の振幅調整
用回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3835499.3 | 1988-10-19 | ||
| DE3835499A DE3835499A1 (de) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | Schaltungsanordnung zum einstellen der amplitude eines signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02151110A JPH02151110A (ja) | 1990-06-11 |
| JP2958342B2 true JP2958342B2 (ja) | 1999-10-06 |
Family
ID=6365396
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1266366A Expired - Lifetime JP2958342B2 (ja) | 1988-10-19 | 1989-10-16 | 振幅調整用回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5006727A (ja) |
| EP (1) | EP0365085B1 (ja) |
| JP (1) | JP2958342B2 (ja) |
| DE (2) | DE3835499A1 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5754076A (en) * | 1993-12-13 | 1998-05-19 | Nec Corporation | Differential circuit having a variable current circuit for producing an exponential or a square transfer characteristic |
| US5319267A (en) * | 1991-01-24 | 1994-06-07 | Nec Corporation | Frequency doubling and mixing circuit |
| DE4124585A1 (de) * | 1991-07-24 | 1993-01-28 | Siemens Ag | Steuerbare schaltungsanordnung |
| US7276970B2 (en) | 1998-11-12 | 2007-10-02 | Broadcom Corporation | System and method for linearizing a CMOS differential pair |
| US6696898B1 (en) | 1998-11-12 | 2004-02-24 | Broadcom Corporation | Differential crystal oscillator |
| US6525609B1 (en) | 1998-11-12 | 2003-02-25 | Broadcom Corporation | Large gain range, high linearity, low noise MOS VGA |
| US6985035B1 (en) | 1998-11-12 | 2006-01-10 | Broadcom Corporation | System and method for linearizing a CMOS differential pair |
| ATE276605T1 (de) | 1998-11-12 | 2004-10-15 | Broadcom Corp | Integrierte tunerarchitektur |
| EP1349268B1 (en) * | 1999-04-13 | 2009-12-02 | Broadcom Corporation | MOS variable gain amplifier |
| EP1177621B1 (en) * | 1999-04-13 | 2003-08-13 | Broadcom Corporation | Mos variable gain amplifier |
| US7696823B2 (en) | 1999-05-26 | 2010-04-13 | Broadcom Corporation | System and method for linearizing a CMOS differential pair |
| US6617926B2 (en) * | 2001-06-29 | 2003-09-09 | Intel Corporation | Tail current node equalization for a variable offset amplifier |
| DE10132802A1 (de) * | 2001-07-06 | 2002-11-14 | Infineon Technologies Ag | Multipliziererschaltung |
| US7190298B2 (en) | 2002-05-24 | 2007-03-13 | Broadcom Corporation | Resistor ladder interpolation for subranging ADC |
| US6697005B2 (en) * | 2002-05-24 | 2004-02-24 | Broadcom Corporation | Analog to digital converter with interpolation of reference ladder |
| US7271755B2 (en) * | 2002-05-24 | 2007-09-18 | Broadcom Corporation | Resistor ladder interpolation for PGA and DAC |
| US6720798B2 (en) * | 2002-05-24 | 2004-04-13 | Broadcom Corporation | Class AB digital to analog converter/line driver |
| US6628224B1 (en) | 2002-05-24 | 2003-09-30 | Broadcom Corporation | Distributed averaging analog to digital converter topology |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5472941A (en) * | 1977-11-24 | 1979-06-11 | Toko Inc | Transistor amplifier |
| JPS5646312A (en) * | 1979-09-21 | 1981-04-27 | Toshiba Corp | Variable gain circuit |
| US4471320A (en) * | 1981-05-27 | 1984-09-11 | Frey Douglas R | Voltage controlled element |
| JPS5836014A (ja) * | 1981-08-28 | 1983-03-02 | Hitachi Ltd | 電子インピ−ダンス装置 |
| JPS5857807A (ja) * | 1981-10-02 | 1983-04-06 | Sony Corp | 電圧制御可変利得回路 |
| US4682059A (en) * | 1985-10-31 | 1987-07-21 | Harris Corporation | Comparator input stage for interface with signal current |
-
1988
- 1988-10-19 DE DE3835499A patent/DE3835499A1/de not_active Withdrawn
-
1989
- 1989-10-13 DE DE58908833T patent/DE58908833D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1989-10-13 EP EP89202581A patent/EP0365085B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-16 JP JP1266366A patent/JP2958342B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-16 US US07/421,870 patent/US5006727A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3835499A1 (de) | 1990-04-26 |
| EP0365085A2 (de) | 1990-04-25 |
| EP0365085B1 (de) | 1994-12-28 |
| JPH02151110A (ja) | 1990-06-11 |
| DE58908833D1 (de) | 1995-02-09 |
| EP0365085A3 (de) | 1991-07-24 |
| US5006727A (en) | 1991-04-09 |
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