JP2938324B2 - Ｍｃａ方式無線通信機 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、親機と、その子機との
ＭＣＡ方式無線通信により通信するコードレス電話装置
に係わり、より詳細には通常、親機、子機間の無線通信
時に発生しがちな接続できず、混信する、接続時間がか
かりすぎる、等の諸問題を改善するＭＣＡ方式無線通信
機に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般的にコードレス電話機は電話回線に
接続された親機とその親機に無線通信回線によって接続
された子機とで構成されており、送信周波数は親機で３
８０．２１２５ＭＨｚ〜３８１．３１２５ＭＨｚ、子機
で２５３．８６２５ＭＨｚ〜２５４．９６２５ＭＨｚ、
受信周波数は親機で２５３．８６２５ＭＨｚ〜２５４．
９６２５ＭＨｚ、子機で３８０．２１２５ＭＨｚ〜３８
１．３１２５ＭＨｚであり、この場合、親機、子機の各
受信回路は第１、第２の２つの局部発振器を持ったいわ
ゆるダブルコンバージョン方式を用いている。親機の第
１局部発振器は上側へテロダイン方式であり、第２局部
発振器は下側テロダイン方式である。また、子機の第１
局部発振器は第１、第２局部発振器ともに下側テロダイ
ン方式となっている。そして、それぞれ、親機、子機の
一対で通話チャネルを用いる。チャネルステップは１
２．５ＫＨｚで各８９チャネルからなり、そのうち第４
６チャネルと第８９チャネルを制御用チャネル、他チャ
ネルを通話チャネルとして割当られている。そして、そ
れぞれ１組の送信部と受信部とが組み込まれている。と
ころで、最近コードレス電話機の普及にともない近傍地
域に数台のコードレス電話機が配置されたり、１台の親
機の中に２台分の無線回線を持つ子機間通信型コードレ
ス電話機が登場してきた。このために、親機、子機とも
に受信時においては局部発信信号の高調波と、近傍地域
のコードレス電話機から発射される送信周波数信号（高
調波信号も含む）との周波数関係により発生する妨害信
号により接続できず、混信する、接続時間がかかりすぎ
る、等の諸問題がクローズアップされてきた。本発明は
これらの諸問題を解決するところにある。

【０００３】図１は一般的なコードレス電話機の子機側
の無線受信回路部の構成を示したものである。図１にお
いて、１はアンテナ、２は無線受信回路１５に入力され
る受信信号成分と送信回路からの送信信号成分を分離す
るためのアンテナ共用器、３は受信高周波信号のみを通
過させる第１バンドパスフィルタ（以下、第１Ｂ．Ｐ．
Ｆと略す）であり、ここでは主に妨害波を除去する。４
は第１高周波増幅器、５は前記受信高周波信号と電圧制
御発振器（以下、Ｖ．Ｃ．Ｏと略す）１３からの第１局
部発振信号を注入することにより、その出力に第１中間
周波数信号（以下、第１ＩＦ信号と略す）を出力する第
１周波数混合器（以下、第１ＭＩＸと略す）、６は前記
第１ＩＦ信号のみを通過させる第２バンドパスフィルタ
（以下、第２Ｂ．Ｐ．Ｆと略す）であり、ここでは主に
妨害波を除去する。１４はＰＬＬ１２に対する周波数基
準信号を発生する基準発振器であるが、第２局部発振信
号の発振も兼用し出力する固定の温度補償水晶発振器
（以下、ＴＣＸＯと略す）である。１６は前記ＶＣＯ１
３とこれらＰＬＬ１２、ＴＣＸＯ１４を含む周波数シン
セサイザ回路である。７はＴＣＸＯ１４からの第２局部
発振信号を注入することにより、その出力に第２中間周
波数信号（以下、第２ＩＦ信号と略す）を出力する第２
周波数混合器（以下、第２ＭＩＸと略す）。８は前記第
２ＩＦ信号のみを通過させる第３バンドパスフィルタ
（以下、第３Ｂ．Ｐ．Ｆと略す）であり主に隣接チャネ
ル妨害波を除去する。９は第２ＩＦ増幅器でありその出
力は端子１０に出力され、図示しないコードレス電話セ
ット機器の復調回路に導かれる。

【０００４】次に周波数シンセサイザ回路１６の構成を
図２に示し説明する。１１は図示しないコードレス電話
セット機器の制御回路からのチャネルデータを入力する
入力端子。１２ｂはプログラマブルデバイダ、１２ａは
プリスケーラ、１２ｃは位相比較器、１２ｄはリファレ
ンスデバイダ、１２ｅはローパスフィルタ（以下、Ｌ．
Ｐ．Ｆと略す）である。

【０００５】次にその動作を説明する。まず通話チャネ
ルを指定するチャネルデータを入力端子１１に入力する
と、プログラマブルデバイダ１２ｂはプリスケーラ１２
ａで分周したＶＣＯ１３の第１局部発振信号をさらにそ
の通話チャネルにあった分周比に設定しその分周出力を
位相比較器１２ｃに出力する。位相比較器１２ｃにはＴ
ＣＸＯ１４の周波数基準信号をリファレンスデバイダ１
２ｄで分周した周波数基準信号と、プログラムデバイダ
１２ｂの分周出力が入力され位相比較される。そして、
この時、前記両者の信号に位相差がある場合には、その
位相差に応じた比較出力が発生されて、Ｌ．Ｐ．Ｆ１２
ｅに送出される。Ｌ．Ｐ．Ｆ１２ｅは位相比較器１２ｃ
からの出力を直流電圧に変換しＶＣＯ１３に与える。Ｖ
ＣＯ１３はその直流電圧に応じた第１局部発振信号を出
力するとともに、その一部をプリスケーラ１２ａを介し
て所定の周波数に分周する。そして、プリスケーラ１２
ａで分周された分周出力は前記プログラマブルデバイダ
１２ｂの入力となり、周波数シンセサイザのループが形
成され、ＶＣＯ１３の第１局部発振信号は指定した通話
チャネルに対応した周波数にロックされて受信される。

【０００６】次に無線受信回路１５の動作を図１を用い
て説明する。まず、コードレス電話機が未使用で待ち受
け動作を行っている場合、子機はＶＣＯ１３、ＰＬＬ１
２、ＴＣＸＯ１４からなる周波数シンセサイザ回路１６
により、制御チャネルの受信を行い、親機からの着信を
待ち受けている。この時、親機からの送信信号が受信さ
れると、子機はセット機器内の制御回路が働き、チャネ
ルデータが端子１１に与えられそのデータにより指定さ
れた通話チャネルへの移行を行う。

【０００７】例えば、いま、あるコードレス電話機Ａの
子機が制御チャネルである４６チャネルを受信するため
に動作中の場合、受信高周波信号の３８０．７７５０Ｍ
Ｈｚ（ｘ）に対し、ＰＬＬ１２はチャネル選択データに
よりＶＣＯ１３を３５９．０７５０ＭＨｚ（ｆ１）に制
御する。そして、受信された前記受信高周波信号３８
０．７７５０ＭＨｚとＶＣＯ１３の第１局部発振信号３
５９．０７５０ＭＨｚの２波を第１ＭＩＸ５で混合し、
前記２つの周波数（ｘ）と（ｆ１）の差である信号を第
２Ｂ．Ｐ．Ｆ６で選択し２１．７ＭＨｚの第１ＩＦ信号
を出力する。

【０００８】次にこの第１ＩＦ信号とＴＣＸＯ１４の第
２局部発振信号２１．２５ＭＨｚ（ｆ２）とを第２ＭＩ
Ｘ７で混合し、前記２つの周波数第１ＩＦ信号２１．７
ＭＨｚと第２局部発振信号（ｆ２）の差である信号を第
３Ｂ．Ｐ．Ｆ８で選択し４５０ＫＨｚの第２ＩＦ信号を
出力する。以上のような関係より、入力される受信高周
波信号（ｘ）と第２ＩＦ信号の４５０ＫＨｚとの周波数
関係は以下の数式で表される。

【０００９】 第２ＩＦ信号＝ｘ−ｆ１−ｆ２

【００１０】なお、第１ＩＦ信号及び、第２ＩＦ信号は
前述のようにＰＬＬ１２の基準発振器であるＴＣＸＯ１
４を利用して第２ＭＩＸの第２局部発振信号を作り出す
回路構成の場合、コードレス電話のチャネルステップで
ある１２．５ＫＨｚの倍数に設定されている。

【００１１】その動作を図２に示し説明する。コードレ
ス電話のチャネルステップが１２．５ＫＨｚと定められ
ていることから、ＶＣＯ１３の第１局部発振信号は１
２．５ＫＨｚステップでチャネルを選択しなけばならな
い。この場合はリファレンスデバイダ１２ｄが１／１７
００固定に設定されており通常ＴＣＸＯ１４の２１．２
５ＭＨｚを１／１７００倍して位相比較器１２ｃに入力
する基準周波数１２．５ＫＨｚを作り出している。一
方、ＶＣＯ１３の第１局部発振信号はプリスケーラ１２
ａおよびプログラムデバイダ１２ｂにて分周され１２．
５ＫＨｚを作り出す。そして、チャネル設定は入力端子
１１にチャネルデータを入力してプログラムデバイダ１
２ｂの分周比を変えることにより実現できる。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のコードレス電話機では例えば、通話のために
制御しているコードレス電話機Ａの１組の近傍に他のコ
ードレス電話機αが配置されたとした時に、コードレス
電話機Ａが通話を開始すべくある１つの制御チャネルで
シーケンス動作（制御回路のＣＰＵに事前に親機、子機
間の接続動作がプログラムされててそのプログラムに添
って順次動作を開始すること）をした場合に、前記シー
ケンス動作中のコードレス電話機は、それらの近傍地域
に存在するコードレス電話機から発射する送信周波数信
号の妨害を受けることになる。

【００１３】例えば図３の如くコードレス電話機αが２
８チャネルで通話していて、コードレス電話機Ａが４６
チャネルで通話のために制御しようとすると、コードレ
ス電話機Ａの子機はコードレス電話機αの２８チャネル
からの発信信号のためにキャリアセンス回路が通話信号
ありと判断してしまい使えなくなる。つまり、コードレ
ス電話機αが２８チャネルで通話中の場合に親機から発
射されている送信周波数信号は、３８０．５５００ＭＨ
ｚであり、一方、その子機からは２５４．２０００ＭＨ
ｚが発射されている。この時、近傍地域でコードレス電
話機Ａが制御チャネルの４６チャネルで制御したとする
と、前記コードレス電話機αの親機から発射された送信
周波数信号はコードレス電話機Ａの子機に飛ぶ込み妨害
を与えてしまう。

【００１４】つまり、４６チャネルで制御中のコードレ
ス電話機Ａの親機は同子機に対して３８０．７７５０Ｍ
Ｈｚを発信し、それを受信した前記子機は受信高周波信
号３８０．７７５０ＭＨｚに対応する発信周波数信号２
５４．４２５０ＭＨｚを発信する。が、この際に前記子
機はコードレス電話機αの親機が発射した妨害信号ｙを
受信してしまうので、妨害信号ｙと第１局部発振信号ｆ
１、第２局部発振信号ｆ２との関係より、第２ＩＦ信号
は２２５ＫＨｚとなり、これの第２次高調波は正規の第
２ＩＦ信号である４５０ＫＨｚと一致してしまうためコ
ードレス電話機Ａは制御チャネルの４６チャネルで制御
できないことになる。

【００１５】そこで、使える制御チャネルは残りの８９
チャネルのみとなる。そして、コードレス電話機Ａの子
機のキャリアセンス回路（送信に先立ち使用する電波の
周波数が空き状態にあるかどうかについての判定を行
い、空き状態である場合のみ当該電話の周波数に対応す
る送信周波数の電波の発射を行い通信路を設定する回
路）は制御チャネルである４６チャネルが使えないこと
を確認して制御チャネルである８９チャネルへ移動する
指示をするが、その指示を受けてから移動するので時間
がかかってしまう。

【００１６】また、図４の如くさらに他のコードレス電
話機βが１７チャネル、３５チャネル、４１チャネル、
４４チャネル、６２チャネル、６５チャネル、７１チャ
ネルのいずれかで通話中だった場合に、制御チャネルで
ある８９チャネルにおいても同様にキャリアセンス回路
は妨害信号のために通話信号ありと判断してしまい、コ
ードレス電話機Ａの親機、子機間は制御チャネルふさが
りで通話不能となる。つまり、前述同様に１７チャネル
では第２ＩＦの第１次高調波が、３５チャネルでは第２
次高調波が、同様に４１，４４，６２，６５，７１チャ
ネルと順に第３，４，４，３，２次高調波が正規の第２
ＩＦ信号である４５０ＫＨｚと一致してしまうためであ
る。

【００１７】以下、以下同様にこれらの妨害は発生し親
機の呼出音１〜２回過ぎてから子機の呼出音が鳴り出し
たり、子機が３〜５台設定できるタイプのコードレス電
話機のものはそれぞれの子機に対しての接続にはさらに
時間がかかることになる。また、留守録機能が付いてい
る場合等は、親機では呼出音が６回鳴って留守録モード
に移ろうとした時でも、子機側では２回しか呼出音が鳴
らないという不具合も生じてくる。

【００１８】ここで、例えばコードレス電話機Ａがある
制御チャネルで制御中に近傍するコードレス電話機αも
しくはβから発射される発信信号ｙを受信した時に、Ｖ
ＣＯ１３の第１局部発振信号をｆ１、第２局部発振信号
をｆ２、それぞれ、ＶＣＯ１３とＴＣＸＯ１４で発生す
る高調波の次数をＭとし、第２中間周波数信号をＦｉｆ
２（＝４５０ＫＨｚ）とした場合に、

【００１９】 Ｆｉｆ２＝（ｙ−ｆ１−ｆ２）・Ｍ −−−−−−−−−−−（１．１）

【００２０】となる妨害信号ｙを避けることができな
い。

【００２１】ここで、上記式（１．１）を基準にコード
レス電話機Ａの子機および親機が制御中に受ける妨害チ
ャネルを一般式を導いて考察してみる。

【００２２】子機が４６チャネル制御中の場合、

【００２３】妨害信号はｙ＝３８０．２１２５ＭＨｚ＋
０．０１２５ＭＨｚ（Ｎ−１）で表される。ここで３８
０．２１２５ＭＨｚは１チャネルの受信周波数信号を表
し、Ｎはチャネル数を表す。

【００２４】ｆ１＝３５９．０７５０ＭＨｚ−−−−−
４６チャネルの時の第１局部発振信号を表す。

【００２５】ｆ２＝２１．７ＭＨｚ−Ｆｉｆ２−−−−
４６チャネルの時の第２局部発振信号を表す。（２１．
７ＭＨｚ：第１中間周波数信号）

【００２６】以上の条件を式（１．１）に代入すると、

【００２７】 ３８０．２１２５＋０．０１２５０（Ｎ−１）−３５９．０７５０−（２１ ．７−Ｆｉｆ２） ・Ｍ＝Ｆｉｆ２ −−−−−−−−−−−−（１．２）

【００２８】となり、次に式（１．２）を妨害を受ける
チャネルＮで表すと、

【００２９】 Ｎ＝４６＋｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｆｉｆ２／０．０１２５ −−（１．３）

【００３０】となる。ここで、Ｆｉｆ２／０．０１２５
＝Ｐとおく（Ｐは通話チャネル間隔１２．５ＫＨｚの整
数倍を表す定数）と、

【００３１】 Ｎ＝４６＋｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｐ −−−−−−−−−−−（１．４）

【００３２】となり、妨害を受けるチャネルＮは上記式
（１．４）で表されることになる。

【００３３】また、子機が８９チャネル制御中の場
合、

【００３４】妨害信号は同様にｙ＝３８０．２１２５Ｍ
Ｈｚ＋０．０１２５ＭＨｚ（Ｎ−１）で表される。

【００３５】ｆ１＝３５９．６１２５ＭＨｚ−−−−−
８９チャネルの時の第１局部発振信号を表す。

【００３６】ｆ２は同様にｆ２＝２１．７ＭＨｚ−Ｆｉ
ｆ２−−−８９チャネルの時の第２局部発振信号を表
す。

【００３７】以上の条件を式（１．１）に代入すると、

【００３８】 ３８０．２１２５＋０．０１２５０（Ｎ−１）−３５９．６１２５−（２１ １．７−Ｆｉｆ２） ・Ｍ＝Ｆｉｆ２ −−−−−−−−−−（１．５）

【００３９】となり、次に式（１．５）を妨害を受ける
チャネルＮで表すと、

【００４０】 Ｎ＝８９＋｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｆｉｆ２／０．０１２５ −−（１．６）

【００４１】となる。ここで同様に、Ｆｉｆ２／０．０
１２５＝Ｐとおくと、

【００４２】 Ｎ＝８９＋｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｐ −−−−−−−−−−−（１．７）

【００４３】となり、妨害を受けるチャネルＮは上記式
（１．７）で表されることになる。

【００４４】また、親機が４６チャネル制御中の場
合、

【００４５】妨害信号はｙ＝２５３．８６２５ＭＨｚ＋
０．０１２５ＭＨｚ（Ｎ−１）で表される。ここで２５
３．８６２５ＭＨｚは１チャネルの受信周波数信号を表
し、Ｎはチャネル数を表す。

【００４６】ｆ１＝２７６．１２５０ＭＨｚ−−−−４
６チャネルの時の第１局部発振信号を表す。

【００４７】ｆ２＝２１．７ＭＨｚ−Ｆｉｆ２−−−４
６チャネルの時の第２局部発振信号を表す。

【００４８】以上の条件を式（１．１）に代入するが、
この親機の場合第１局部発振器は上側テロダイン方式で
あるので式（１．１）は、下記式（１．８）のように書
き替えられる。

【００４９】 Ｆｉｆ２＝ｆ−ｙ−ｆ２ −−−−−−−−−−−−−−−−（１．８）

【００５０】次に上記式（１．８）を基準に妨害チャネ
ルを同様に考察してみると、

【００５１】 ［２７６．１２５０−｛２５３．８６２５＋０．０１２５０（Ｎ−１）｝−（ ２１．７−Ｆｉｆ２）］Ｍ＝Ｆｉｆ２ −−−−−−−−−−−−（１．９）

【００５２】となり、次に式（１．９）を妨害を受ける
チャネルＮで表すと、

【００５３】 Ｎ＝４６−｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｆｉｆ２／０．０１２５ −（１．１０）

【００５４】となる。ここで同様に、Ｆｉｆ２／０．０
１２５＝Ｐとおくと、

【００５５】 Ｎ＝４６−｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｐ −−−−−−−−−−（１．１１）

【００５６】となり、妨害を受けるチャネルＮは上記式
（１．１１）で表されることになる。

【００５７】また、同様に親機が８９チャネル制御中
の場合、

【００５８】妨害信号は同様にｙ＝２５３．８６２５Ｍ
Ｈｚ＋０．０１２５ＭＨｚ（Ｎ−１）で表される。

【００５９】ｆ１＝２７６．６６２５ＭＨｚ−−−−−
８９チャネルの時の第１局部発振信号を表す。

【００６０】ｆ２＝２１．７ＭＨｚ−Ｆｉｆ２−−−８
９チャネルの時の第２局部発振信号を表す。

【００６１】なお、前述同様に親機の場合第１局部発振
器は上側テロダイン方式であるので、以上の条件を式
（１．８）に代入すると、下記式（１．１２）のように
なる。

【００６２】 ［２７６．６６２５−｛２５３．８６２５＋０．０１２５０（Ｎ−１）｝−（ ２１．７−Ｆｉｆ２）］・Ｍ＝Ｆｉｆ２ −−−−−−−−−（１．１２）

【００６３】となる。ここで、同様にＦｉｆ２／０．０
１２５＝Ｐとおくと、

【００６４】 Ｎ＝８９−｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｐ −−−−−−−−−−（１．１３）

【００６５】となり、妨害を受けるチャネルＮは上記式
（１．１３）で表されることになる。つまり、式（１．
１１）および式（１．１３）でＭとＰの条件によって妨
害を受けるチャネルＮ存在したときに妨害が発生するこ
とがわかる。本発明はこのような妨害を受けるチャネル
Ｎが存在しない条件を求めて高調波次数Ｍによる妨害を
本質的に排除できる回路を提供し、回路の簡易化を図る
ことを目的とするものである。

【００６６】図１のブロックダイヤグラムでは第１Ｂ．
Ｐ．Ｆ３、第２Ｂ．Ｐ．Ｆ６、第３Ｂ．Ｐ．Ｆ８等を用
いて高調波次数Ｍを排除しているが、フィルタの帯域を
狭帯域にするのは実際上の限界がある。希望の受信高周
波信号をｆｄ、妨害となる高周波信号をｆｕとすると、
第２Ｂ．Ｐ．Ｆ６の出力点ではｆｄ／ｆｕ＝１０ｄＢ。
第３Ｂ．Ｐ．Ｆ８の出力点ではｆｄ／ｆｕ＝５０ｄＢ程
度が一般的なレベルである。そして、これ以上に性能を
上げることは、前記両Ｂ．Ｐ．Ｆ６，８のバラツキ等を
考慮すると不可能となっている。

【００６７】

【課題を解決するための手段】前記問題点を解決するた
めに本発明は、通話チャネルがＱＨｚ間隔で設定されて
おり、各通話チャネルの搬送周波数がＱＨｚの整数倍に
設定されているＭＣＡ通信方式に用いる無線通信機にお
いて、受信回路の中間周波数が、Ｑの整数倍であり、そ
の整数Ｐが５以上であって、かつ２の倍数および３の倍
数を除いたもの、であることを特徴とするＭＣＡ方式無
線通信機の中間周波数を提案するものであり、前記ＭＣ
Ａ方式無線通信機は、受信高周波信号と第１局部発振信
号とを入力して第１中間周波数信号を出力する第１周波
数混合器と、前記第１局部発振信号を出力する電圧制御
発振器と、その電圧制御発振器の発振周波数を制御する
ＰＬＬと、前記第１中間周波数信号と第２局部発振信号
とを入力して第２中間周波数信号を出力する第２周波数
混合器と、その第２周波数混合器に前記第２局部発振信
号を与えるとともに、前記ＰＬＬに周波数基準信号を与
える基準発振器とを備え、前記第１中間周波数が前記第
２中間周波数信号の周波数とともに通話チャネルＱＨｚ
のＰ倍数であることを特徴とする請求項１におけるＭＣ
Ａ方式無線通信機、又、前記第１中間周波数信号および
第２中間周波数信号がともに前記Ｐの整数倍であること
を特徴としたものである。

【００６８】

【作用】上記技術的手段はつぎのように作用する。第１
ＭＩＸで第１局部発振信号（ｆ１）と、第２ＭＩＸで第
２局部発振信号（ｆ２）と、入力された妨害信号（ｙ）
とを周波数混合することにより発生する信号、

【００６９】 Ｆｉｆ２＝（ｙ−ｆ１−ｆ２）・Ｍ

【００７０】Ｎ＝Ｓ±｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｐ−−−−
−−−−−−この場合Ｐ＝Ｆｉｆ２／０．０１２５とな
る。Ｓは正規の受信チャネル。Ｎは妨害チャネル（Ｓ≠
Ｎの時）。

【００７１】は、Ｐの倍数でありＭが５以上であって２
の倍数および３の倍数を除いたため、高調波次数Ｍ、通
話チャネル間隔である１２．５ＫＨｚのＰに条件をつけ
ない従来の回路に比べ、発生する妨害信号の周波数成分
を出力しないので受信高周波信号を選択するろ波手段に
必要な減衰特性を有する。

【００７２】

【実施例】以下、本発明は図２に示すＰＬＬ１２のリフ
ァレンスデバイダ１２ｄの分周比を、従来の１／１７０
０に対し、１／１６９９にしたものであり、他は従来例
と同じである。

【００７３】そこで、前述〜で得られた式（１．
４）、（１．７）、（１．１１）、（１．１３）に基づ
いて正の整数となるＭが存在しない範囲を調べてみる
と、

【００７４】 Ｎ＝Ｓ±｛（１−Ｍ）／Ｍ｝・Ｐ −−−−−−−−−−−（１．１４）

【００７５】（Ｓは制御チャネルを表す）となり、その
範囲を具体的に計算すると下記の表１の如く表される。

【００７６】

【表１】

【００７７】 上記 表１より考察するとＭ＝２で妨害され
ないためのＰは、１、３、５、７、９、１１、・・・と
なり、つまりＰは２の倍数を除けばよいことになり、ま
た、Ｍ＝３で妨害されないためのＰは、１、２、４、
５、７、８、１０、１１、・・・となり、Ｐは３の倍数
を除けばよいことになる。また、Ｍ＝４で妨害されない
ためには、同様にＰは４の倍数を除けばよいことになる
が、これはＭ＝２の倍数と考えられるので省略できる。
以降、Ｍ＝５，Ｍ＝６，Ｍ＝ｎ等の高調波次数も考えら
れるが、Ｍ＝５以降の高次の高調波次数は減衰するので
実用上はほとんど問題が無くなり無視できる。

【００７８】 次に上記構成による動作について説明す
る。上記構成においてＰＬＬ１２の動作は従来例と同じ
である。ところで、リファレンスデバイダ１２ｄを従来
の１／１７００から１ステップ分周比を下げた１／１６
９９に設定し、ＰＬＬ１２の基準発振器であるＴＣＸＯ
１４の周波数基準信号を従来例の２１．２５ＭＨｚから
１ステップの１２．５ＫＨｚ減し２１．２３７５ＭＨｚ
としリファレンスデバイダ１２ｄに入力してやると、そ
の周波数基準信号は１／１６９９倍され１２．５ＫＨｚ
が従来例と同じように位相比較器１２ｃに出力され、位
相比較器１２ｃの基準周波数１２．５ＫＨｚを作り出
す。それ以降も従来例と同じく動作し第２ＩＦ信号は２
１．７ＭＨｚとなる。ところで、第２局部発振信号は基
準発振器であるＴＣＸＯ１４の周波数基準信号を共用し
ているところから、同様に第２局部発振信号も２１．２
５ＭＨｚから１２．５ＫＨｚ減され２１．２３７５ＭＨ
ｚになる。そして、第２ＭＩＸ７に与えられる。第２Ｍ
ＩＸ７に２１．２３７５ＭＨｚの第２局部発振信号が与
えられると第２ＩＦ信号は従来例の４５０ＫＨｚから１
２．５ＫＨｚ増した４６２．５ＫＨｚとなる。そして、
第２ＩＦ信号の４６２．５ＫＨｚは１２．５ＫＨｚの３
７倍にあたる周波数となりＶＣＯ１３、ＰＬＬ１２、Ｔ
ＣＸＯ１４からなる周波数シンセサイザ回路１６により
周波数ロックされ受信される。

【００７９】 この場合つまり第２信号を従来の４５０Ｋ
Ｈｚから４６２．５ＫＨｚに変えた場合に妨害を与える
受信高周波信号は、２３１．２５ＫＨｚの第２次高調波
信号１５４．１６６ＫＨｚの第３次高調波信号、そし
て、１１５．６２５ＫＨｚの第３次高調波信号となる
が、この受信システムでは妨害信号によって作られる第
２ＩＦ信号も１２．５ＫＨｚの倍数なので、これらから
得られた信号は該当しなくなる。すなわち、該当する妨
害周波数信号が存在しなくなる。したがって、妨害信号
によるキャリアセンス回路の誤信号検出は起こらないと
いうことになる。以上の結果より第２ＩＦ信号は１２．
５ＫＨｚの自然数倍であることになるが、その自然数は
１、２、３、４、および２、３の倍数を除いたものにな
る。（４以下ではキャリアセンス回路で信号ありと判断
されるレベルの妨害が生じるが、５以上ではこの妨害の
レベルが小さいために悪影響が無い）

【００８０】

【発明の効果】以上説明してきたように、本発明によれ
ば、第２ＩＦ信号を１２．５ＫＨｚの整数倍にし、その
整数が５以上であってかつ２の整数および３の整数を除
いた周波数に設定すると、妨害信号を受信しその妨害信
号が第２ＩＦ信号に変換されても１２．５ＫＨｚの倍数
とならない。したがって、第２ＩＦ信号の１２．５ＫＨ
ｚの倍数に一致しないので、妨害信号による影響を受け
てキャリアセンス回路の誤検出や混信等の発生は起こら
ないという効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＭＣＡ方式無線通信機等のコードレス電話機子
機側の無線受信回路部の従来例および本発明の一実施例
の構成を示す概略ブロック図である。

【図２】周波数シンセサイザの回路図である。

【図３】従来例の２８チャネル通話中に近傍する４６チ
ャネル制御中のコードレス電話機の送受信関係を表した
概念図。

【図４】従来例の６２チャネル通話中に近傍する８９チ
ャネル制御中のコードレス電話機の送受信関係を表した
概念図。

【符号の説明】

１ アンテナ ５ 第１周波数混合器（第１ＭＩＸ） ７ 第２周波数混合器（第２ＭＩＸ） １０ 第２ＩＦ信号の出力端子 １１ チャネルデータの入力端子 １２ ＰＬＬ １３ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １４ 基準発振器（ＴＣＸＯ） １６ 周波数シンセサイザ回路

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 通話チャネルがＱＨｚ間隔で設定されて
   おり、各通話チャネルの搬送周波数がＱＨｚの整数倍に
   設定されているＭＣＡ通信方式に用いる無線通信機にお
   いて、受信回路の中間周波数が、Ｑの整数倍であり、そ
   の整数Ｐが５以上であって、かつ２の倍数および３の倍
   数を除いたもの、であることを特徴とするＭＣＡ方式無
   線通信機。
2. 【請求項２】 前記ＭＣＡ方式無線通信機は、 受信高周波信号と第１局部発振信号とを入力して第１中
   間周波数信号を出力する第１周波数混合器と、 前記第１局部発振信号を出力する電圧制御発振器と、 その電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬと、 前記第１中間周波数信号と第２局部発振信号とを入力し
   て第２中間周波数信号を出力する第２周波数混合器と、 その第２周波数混合器に前記第２局部発振信号を与える
   とともに、前記ＰＬＬに周波数基準信号を与える基準発
   振器とを備え、 前記第１中間周波数が前記第２中間周波数信号の周波数
   ともに通話チャネルＱＨｚのＰ倍数であることを特徴と
   する請求項１におけるＭＣＡ方式無線通信機。
3. 【請求項３】 前記第１中間周波数信号および第２中間
   周波数信号がともに前記Ｐの整数倍であることを特徴と
   する請求項１または請求項２におけるＭＣＡ方式無線通
   信機。