JP2903636B2 - 距離継電器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電力系統の電圧信号および電流信号から
一定間隔でサンプリングし量子化した電圧量ｖおよび電
流量ｉを使用して、電力系統に故障が発生したときの継
電器と故障点との電気的距離を演算し、電気的距離に比
例した限時で動作を行う距離継電器に係り、特に、故障
発生にともない電力系統上に生じる高調波成分や量子化
に伴う演算誤差等の影響を受けずに精度良い演算を行え
るようにした距離継電器に関する。

〔従来の技術〕

電力系統の規模が拡大するにつれて、系統故障発生時
における電圧・電流の歪波形に含まれる高調波成分の周
波数が低次化すると共に、定格周波数成分に対する重畳
率も大きくなってきている。このため、従来の距離継電
器で安定した特性を得るには、歪波成分を十分に除去で
きるよう高次のフィルタを必要とし、継電器動作時間の
遅れ等、実用上に問題を生じる虞れがある。

この種の距離継電器として、マイクロコンピュータ等
の演算処理部を備えた第２図に示す構成のものが知られ
ている。第２図において、参照符号10は保護対象である
送電線、12,14は計器用変成器であり、それぞれ12は計
器用変圧器、14は変流器を示す。20は距離継電器を示
し、変成器入力部22,24、アナログ／ディジタル変換部
（A/D変換部）26、リレー演算処理部28および動作出力
部30とから構成される。

このように構成される距離継電器20は、系統電圧を計
器用変圧器12を介して取り込み、変成器入力部22を通し
て電圧量ｖとしてA/D変換部26に入力される。系統電流
は、電流器14を介して導入され、変成器入力部24を通し
て電流量ｉとしてA/D変換部26に同様に入力される。こ
の各電気量はA/D変換部26において一定時間間隔でサン
プリングされ、ディジタルデータに変換された後、リレ
ー演算処理部28に入力されて後述する演算が行われる。
インピーダンスは送電線10の距離の電気的尺度であるか
ら、送電線10のインピーダンスを演算することにより、
系統の故障点と継電器との電気的距離が得られ、故障が
保護すべき区間内にあると判定した際には、動作出力部
30から図示しない遮断器にトリップ指令等の動作指令を
与える。

ここで、前記ディジタル量としての電圧量ｖおよび電
流量ｉを使用した、例えば、特開昭62−18917号公報に
開示される距離継電器による電力系統のインダクタンス
Ｌおよび抵抗Ｒを求める方法について説明する。すなわ
ち、R,L,v,iおよび電流微分量ｊとの間で成立する次式
から、電気量v,i,jを測定もしくは演算処理により算出
してR,Lを求める方法である。

ｖ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ・ｊ …（１） この（１）式は、時間に関係なく成立するものである
から、異なる２つの時刻t_m,t_nにおいても成立する。従
って、時刻t_m,t_nにおいて、 であるから、時刻t_m,t_nにおけるそれぞれの値v_m,i_m,j_m,
v_n,i_n,j_nを用いて（２）式を連立させることで、２つの
未知量R,Lを求めることができる。

ただし、j_m,j_nは、 である。

すなわち、R,Lは（２）式より、 となる。この（３），（４）式を用いて送電線10のイン
ダクタンスＬおよび抵抗Ｒの各値が求められ、これらの
値は故障点までの系統インピーダンスに応じた値である
から、距離継電器20は事故のリレー内外判定を行うこと
ができる。上式において、ｊ項は、ハードウェア的にも
求めることもできるが、ソフトウェア的に下記近似式に
て求められる。

ただし、N,K_kは定数である。（５）式は、時刻t_mとt
_m-1の中間の時刻ｔ_ｍ−1/2における電流値の微分係数を
示すことになる。

電圧量v_m,v_n、電流量i_m,i_nについて時刻ｔ_ｍ−1/2お
よびｔ_ｎ−1/2におけるデータを得るために次式のよう
に置くことができる。

（５）式より、J_m,J_nについても、 と置けば、（３），（４）式の分子分母式は次のように
表せる。

（３）式の分子項r_mは、 r_m＝V_m・J_n−V_n・J_m …（８） （４）式の分子項l_mは、 l_m＝I_m・V_n−I_n・V_m …（９） （３），（４）式の分母項u_mは、 u_m＝I_m・J_n−I_n・J_m …（10） となる。

従って、（３），（４）式は、（８）〜（10）式よ
り、 となる。

さらに、u_m≒０により演算誤差の著増を回避するた
め、R_m,L_m,U_mを（12）式のように定義し、（13）式の形
で電力系統のインピーダンスであるR,Lを求める。

ここで、sign（ ）は、（ ）内の量の符号を取るこ
とを意味する。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、前述した距離継電器は、電圧・電流波
形に含まれる高調波成分の周波数が十分に定格周波数に
近い場合を除いては、なおもフィルタによる高調波成分
の減衰を必要としている。

このような原理的な限界を打破する手段の一つとし
て、A/D変換のサンプリング周期を極力短くすることが
考えられるが、この方法を採用した場合には、電流微分
係数Ｊを算出する前記（５）式のように時間的に極めて
接近した２電流量（i_m,i_m-1）の差を取ることになるた
め、２電流量の差は微小であり、量子化誤差等の影響が
大きくなるという難点がある。

そこで本発明の目的は、電流微分係数Ｊを算出する際
に時間的にさほど接近していない２電流量を用いて量子
化誤差等の影響を軽減すると共に、電圧量ｖ・電流量ｉ
の加算処理の際に特定の係数を付与して系統インダクタ
ンスＬおよび抵抗Ｒの演算精度を向上し、電力系統の故
障発生時に生じる高調波の影響を受けずに精度良い安定
した特性を有する距離継電器を提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するために、本発明に係る距離継電器
は、電力系統の電圧信号と電流信号とからA/D変換部を
介して得られるディジタル化された電圧量ｖ、電流量ｉ
および電流微分量ｊの３電気量と、電力系統の距離の電
気的尺度であるインダクタンスＬおよび抵抗Ｒとの間に
時刻に関係なく成立する関係式ｖ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ・ｊを用
い、異なる時刻tmおよびtnにおける前記各電気量から、
継電器の設けてある位置と故障点までの電気的距離を演
算する演算処理部を有し、該演算処理部で求めた電気的
距離に比例した限時で動作する距離継電器であって、前
記演算処理部において、異なる時刻tmおよびtnにおける
電圧量vm,vn電流量im,inおよび電流微分量jm,jnから、
電気量um（＝im・jn−in・jm）を得る分母値の演算処理
部と、電気量lm（＝im・vn−in・vm）を得る分子値の演
算処理部および電気量rm（＝vm・jn−vn・jm）を得る分
子値の演算処理部とを備え、これらの演算処理部で得ら
れる分母値および分子値とからインダクタンスＬ（＝lm
/um）および抵抗Ｒ（＝rm/um）を求めるよう構成してな
る距離継電器において、 前記分母値および分子値の演算処理部の前段におい
て、電流微分量ｊを異なる２時刻のディジタル化された
前記電流量ｉの差分に電流微分量誤差が零となる単一も
しくは複数の特定の周波数ωにて決定される定数Ｋを付
加すると共に、連続した複数時刻t1,t2,t3,…,tNにおけ
る各電気量v,i,jの加算値に対する微分係数Ｊ′〔＝K0
（im−im−Ｎ）〕,I′〔＝im＋２（im−１＋im−２＋im
−３＋…＋im−Ｎ＋１）＋im−Ｎ〕,V′〔＝vm＋２（vm
−１＋vm−２＋vm−３＋…＋vm−Ｎ＋１）＋vm−Ｎ〕を
産出する微分係数演算処理部と、 前記微分係数演算処理部で得られた微分係数Ｊ′,
I′,V′を入力して、これによりそれぞれ前記分母値の
演算処理部および分子値の演算処理部において算出して
得られる電気量um,lm,rmの各値を、それぞれ一旦データ
として保存するデータ保存処理部と、 前記データ保存処理部に保存されている複数のデータ
um,lm,rmを使用して、分母の平均値Umを得る分母の平均
化演算処理部、分子の平均値Lmを得る分子の平均化演算
処理部および分子の平均値Rmを得る分子の平均化演算処
理部とを設けて、 前記各平均化演算処理部で得られる分母の平均値Umお
よび分子の平均値Lm,RmとからインダクタンスＬ（＝Lm/
Um）および抵抗Ｒ（＝Rm/Um）を求めるように構成する
ことを特徴とする。

〔作 用〕

本発明に係る距離継電器によれば、演算処理部は電流
微分係数Ｊの算出に際し、従来のような時間的に隣接し
た２点の電流量の差分値（i_m−i_m-1）を用いる代りに、
時間的に離れた２点の電流量の差分値（i_m−i_m-N）を用
いる構成としたため、量子化誤差等による演算精度の低
下を改善することができる。従って、A/D変換のサンプ
リング周期を短くしてフィルタの使用を不要にできる。

また、演算処理部を電気量i,vの加算値であるI,V項の
算出に際し、インピーダンス演算誤差が零となる複数個
の特定の周波数で決定される係数による補正を行うよう
構成することによって、演算精度の向上を図ることがで
きる。

〔実施例〕

次に、本発明に係る距離継電器の実施例につき、添付
図面を参照しながら以下詳細に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示す距離継電器のリレ
ー演算処理部における処理内容の機能ブロック図であ
る。距離継電器の装置構成は従来例で示した第２図と同
様であるので、ハードウェアの構成は省略する。第１図
において、参照符号32は、A/D変換部26より入力された
電流量ｉおよび電圧量ｖから後述する微分係数Ｊ′,
I′,V′を算出する微分係数演算処理部であり、34は電
流微分量Ｊ′および電流量Ｉ′より前記（10）式で示し
た分母値u_mを求める分母値演算処理部である。36は、電
流量Ｉ′と電圧量Ｖ′とから（９）式で示される分子値
l_mの値を算出する分子値演算処理部、38は電流微分量
Ｊ′および電圧量Ｖ′より前記（８）式で示される分子
値r_mの値を算出する分子値演算処理部である。これらの
演算処理部34,36,38で求めたデータu_m,l_m,r_mはデータ保
存処理部40にて一旦データとして保存される。

次に、保存されたデータは各平均化演算処理部42,44,
46でそれぞれ（12）式の処理が行われる。これらの平均
化演算処理部で求まったU_mおよびL_mを用いて第１の演算
処理部48で系統のインダクタンスＬを求め、第２の演算
処理部50でU_mおよびR_mを用いて系統の抵抗Ｒを求める。
リレーの動作判定処理部52では、前段の演算処理部48,5
0で求めた系統のインダクタンスＬおよび抵抗Ｒから系
統の故障点と継電器との電気的距離が得られるので、故
障が保護すべき区間内にあるかどうかの動作判定をし
て、区間内にある場合は系統の図示しない遮断器に対す
る動作指令を与える。

ここで、前記演算処理部32に関して、本発明に係る３
種類の実施例を挙げて、さらに詳細に説明する。

実施例１ 一般に、ディジタル形保護継電器（距離継電器）のA/
D変換周期Δｔは通常、電力系統の定格周波数（50/60H
z）に対して30゜電気角相当の時間（＝Δt₁とする）で
あるが、最近は、、これより短い周期（Δt₂とする）で
の変換も行われ始めている。この場合、電流微分係数Ｊ
は、 J_m＝K₀（i_m−i_m-1） …（14） と、前記（５）式よりも簡便な形の近似式を採用しても
Δt₁間隔の電流値を用いた（５）式の場合と同等以上の
演算精度が得られる場合がある。ここで係数K₀は、演算
誤差が常に０になる周波数ω_０を用いて、 で表せる定数である。

なお、ここで（15）式について簡単に導いておく。

（14）式をΔt₂の２倍のサンプリング周期Δt₃による
表現に改めると、 J_m＝K₀（i_m−i_m-2） …（15−１） となる。（15−１）式をさらに、 J_n＝K₀（i_n+1−i_n-1） …（15−２） と書き換える。

サンプリング周期Δt₃にて得た時刻ｔ近傍における電
流I_n+1,I_n-1を I_n+1＝Isinω（ｔ＋Δt₃） I_n-1＝Isinω（ｔ−Δt₃） とすると、 I_n+1−I_n-1 ＝Ｉ｛sinω（ｔ＋Δt₃）−sinω（ｔ−Δt₃）｝ ＝Ｉ・2sinωΔt₃・cosωｔ となる。

従って、ω＝ω_０の周波数にて誤差＝０となる微分係
数は、 J_n＝ω₀ I cos ωｔ ＝K₀（I_n+1−I_n-1） ＝K₀I・2sinω_０Δt₃・cosωｔ より、 であり、Δt₃＝Δt₂/2より（15−３）式中のΔt₃にΔt₂
/2を代入することで（15）式が導かれる。

さて、（14）式にあわせてI,V項は、 となる。（14）式と（16）式とを前記（８）〜（10）式
に代入することにより前記（13）式のように電力系統の
インピーダンスである抵抗ＲおよびインダクタンスＬが
算出される。しかしながら、前述したようにΔt₂が極小
の場合、（14）式中の時間的に隣接した２点の電流量の
差分値は、 i_m−i_m-1≒０ と非常に小さくなり、量子化誤差等の影響により、Ｊ項
演算誤差が著増する問題が生じる。

そこで、本実施例では、この問題を解決するために、
連続した複数時刻の（14）〜（16）式相当を算出し、そ
の和を取る。すなわち、 とする。ただし、Ｎ≧１である。

これら（17−１）〜（17−３）式で求めたJ_m′,I_m′,
V_m′をそれぞれ前記（８）〜（10）式のJ_m,I_m,V_mに代入
し、（13）式により電力系統のインピーダンスR,Lを算
出する。

本実施例によれば、電流微分係数Ｊの算出において、
第３図に示すように誤差が０となる周波数は、ω_０の１
箇所だけであり、他の周波数成分に対しては誤差を持っ
ている。この特徴は、（13）式にて導かれるインピーダ
ンス、特にインダクタンス成分Ｌ項についても言える。
なお、第３図は、単一周波数成分の電圧・電流入力を与
えたときの本発明に係る上記実施例による（13）式の周
波数−インピーダンス演算誤差特性を示す図である。

実施例２ 前記実施例における（17−１）〜（17−３）式をそれ
ぞれ下記（18−１）〜（18−３）式とすることにより、
電流微分係数Ｊの算出誤差が０となる周波数は１箇所だ
けであっても、最終的に求める（13）式の結果において
インピーダンスの算出誤差を０とする周波数は第４図に
示すように２箇所となる。同じA/D変換周期Δt₂による
電圧・電流量を演算に用いた場合でも、（13）式のイン
ピーダンス算出における周波数−インピーダンス演算誤
差特性は、第４図から判るように前記実施例よりも更に
広い周波数領域において改善できる。

J_m′＝K₁（i_m−i_m-N） …（18−１） I_m′＝i_m＋K₂（i_m-1＋i_m-2 ＋i_m-3＋・・・＋i_m-N+1）＋i_m-N …（18−２） Vm′＝v_m＋K₂（v_m-1＋v_m-2 ＋v_m-3＋・・・−v_m-N+1）＋v_m-N …（18−３） 上式においてK₁,K₂は、インピーダンス演算誤差が０
となる２つの特定周波数ω₁,ω_２およびA/D変換周期Δt
₂によって決定される定数である。

以下、このK₁,K₂の求めかたについて説明する。（18
−１）〜（18−３）式を説明の便宜上、 J_n＝K₁（I_n+k−I_n-k） …（ａ） I_n＝I_n+k＋K₂（I_n+k-1＋I_n+k-2 ＋・・・＋I_n-k+1）＋I_n-k …（ｂ） V_n＝V_n+k−K₂（V_n+k-1＋V_n+k-2 ＋・・・＋V_n-k+1）＋V_n-k …（ｃ） と書替える。ここで、I_n＝|I|sinωt, V_n＝|V|sin（ωｔ＋θ） ＝|Z||I|sin（ωｔ＋θ）， |Z|sinθ＝ωL,|Z|cosθ＝Ｒ を用い、 とおく。ただし、α＝2K₁sin kωΔt₂である。（ｂ），
（ｃ）式はそれぞれ、 ただし、上式で sinω（ｔ＋ｋΔt₂）＋sinω（ｔ−ｋΔt₂） ＝2cos kωΔt₂・sinωｔ を利用している。

β＝2cos kωΔt₂＋2K₂［cos（ｋ−１）ωΔt₂ ＋cos（ｋ−２）ωΔt₂＋・・・・・・＋cosωΔt₂］＋K₂ とおいて、（ｅ），（ｆ）式を、 と表す。

ここで、ｍ＝ｎ−ｘとすると、 前記（４）式に上記（ｌ），（ｐ）式を用いると、 が得られる。

β，αをもどして変形すると、 2K₁sin kωΔt₂ −K₂ω｛2cos（ｋ−１）ωΔt₂ ＋2cos（ｋ−２）ωΔt₂＋・・・ ・・・＋2cosωΔt₂＋１｝ ＝２ωcos（ｋωΔt₂） …（ｓ） ω＝ω₁,ω_２にてＬ算出誤差が０であるならば、（ｓ）
式のωにω₁,ω_２を代入しても符号は成立する。

2K₁sin kω_１Δt₂ −２ω₁K₂｛cos（ｋ−１）ω_１Δt₂ ＋cos（ｋ−２）ω_１Δt₂＋・・・ ・・・＋cosω_１Δt₂＋1/2｝ ＝２ω₁cos（ｋω_１Δt₂） 2K₁sin kω_２Δt₂ −２ω₂K₂｛cos（ｋ−１）ω_２Δt₂ ＋cos（ｋ−２）ω_２Δt₂＋・・・ ・・・＋cosω_２Δt₂＋1/2｝ ＝２ω₂cos（ｋω_２Δt₂） ここで、 γ_１＝cos（ｋ−１）ω_１Δt₂ ＋cos（ｋ−２）ω_１Δt₂＋・・・ ・・・＋cosω_１Δt₂＋1/2 γ_２＝cos（ｋ−１）ω_２Δt₂ ＋cos（ｋ−２）ω_２Δt₂＋・・・ ・・・＋cosω_２Δt₂＋1/2 とおくと上式は、 2K₁sin kω_１Δt₂−２ω₁K₂γ_１ ＝２ω₁cos（ｋω_１Δt₂） …（ｗ） 2K₁sin kω_２Δt₂−２ω₂K₂γ_２ ＝２ω₂cos（ｋω_２Δt₂） …（ｙ） となる。（ｗ），（ｙ）式を連立させてK₁,K₂について
解くと、 が導かれる。

実施例３ 前記実施例（17−１）〜（17−３）式の加算数Ｎが大
きな値をとる場合、次の（19−１）〜（19−３）式とす
ることによって、（13）式によるインピーダンス演算誤
差が０となる特定周波数の個数をさらに増やすことがで
きる。

ここで、係数K_S,K₀〜K_Nは、前記（13）式にてインピ
ーダンス演算誤差が０となるＮ＋１個の特定周波数ωお
よびA/D変換周期Δt₂によって決定される定数である。

ただし、係数K_S,K₀〜K_N決定においてこの中の１つの
定数は、予め任意に決定しておく必要がある。

上記（19−１）〜（19−３）式を（13）式に適用する
ことによって、第５図に示すように良好な周波数−イン
ピーダンス演算誤差特性を実現することができる。

以下、係数K_S,K₀〜K_Nの求めかたについて説明する。
（19−１）〜（19−３）式を と書替える。ここで、I_n＝|I|sinωt, V_n＝|V|sin（ωｔ＋θ） ＝|Z||I|sin（ωｔ＋θ）， |Z|sinθ＝ωL,|Z|cosθ＝Ｒ を用い、 とする。ただし、α＝2K_Ssin NωΔt₂ である。式は、 と表す。ただし、βは、 β＝2K_Ncos NωΔt₂ ＋2K_N-1cos（Ｎ−１）ωΔt₂＋・・・ ・・・＋2K₁cosωΔt₂＋K₀ 同様に、式を と表す。

ここでｍ＝ｎ−ｘとすると、 前記（４）式に上記，式を用いると、 が得られる。

α，βをもどして変形すると、 2K_Ssin NωΔt₂ −ω｛2K_N-1cos（Ｎ−１）ωΔt₂＋ ・・・・＋2K₁cosωΔt₂＋K₀｝ ＝２ωK_Ncos NωΔt₂ … 上記式には、K_S,K₀〜K_Nの計Ｎ＋２個の変数がある
（定数項がない）ので、仮に、K_N＝１とおくことにより
式右辺を定数項とする。

ω＝ω_S,ω_０〜ω_N-1にてＬ算出誤差が０であるな
ら、式のωにω_S,ω_０〜ω_N-1を代入しても式の等
号は成立する。

上記式を と考えると、 として求められる。

ここでＡは式左辺第１項の（Ｎ＋１）×（Ｎ＋１）
の正方行列、δは式右辺の行列、そしてＫは左辺第２
項の行列すなわち式である。

〔発明の効果〕 前述した実施例から明らかなように、本発明の距離継
電器によれば、リレー演算処理部において電流微分量Ｊ
項の算出に当り時間的に離れた２点の差分値（i_m−
i_m-N）を使用するよう構成したため、従来のように時間
的に隣接した２点の差分値（i_m−i_m-1）を使用した場合
よりも量子化誤差等による演算精度の低下を改善するこ
とができる。従って、フィルタの使用による高調波成分
の減衰を必要とせずに、A/D変換のサンプリング周期を
短くするだけで故障発生時の電圧・電流波形に含まれる
高調波成分に影響されない安定した距離継電器の動作を
実現することができる。

また、本願発明の演算方法は従来の（14），（16）式
での各々の和をとるだけであるため、ハードウェア的な
誤差要因を除いた（14），（16）式による原理的な演算
精度を保持することができる。

さらに、電流量加算値I,電圧量加算値Ｖの算出に際
し、係数K_Kによる補正を行うため、原理的な演算精度を
向上させることができる。

以上、本発明の好適な実施例について説明したが、本
発明は前記実施例に限定されることなく、本発明の精神
を逸脱しない範囲内において種々の設計変更をなし得る
ことは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る距離継電器の一実施例を示すリレ
ー演算処理部における処理内容の機能ブロック図、第２
図は従来の演算処理部を備えた距離継電器の構成を示す
ブロック図、第３図は本発明に係る距離継電器における
演算処理部の一実施例によるインダクタンスＬ値の電圧
・電流周波数に対する演算誤差特性を示す波形図、第４
図は本発明に係る距離継電器における演算処理部の別の
実施例によるインダクタンスＬ値の電圧・電流周波数に
対する演算誤差特性を示す波形図、第５図は本発明に係
る距離継電器における演算処理部のさらに別の実施例に
よるインダクタンスＬ値の電圧・電流周波数に対する演
算誤差特性を示す波形図である。 10……送電線、12……計器用変圧器 14……変流器、20……距離継電器 22,24……変成器入力部 26……A/D変換部、28……リレー演算処理部 30……動作出力処理部 32……微分係数演算処理部 34……分母値演算処理部 36、38……分子値演算処理部 40……データ保存処理部 42、44、46……平均化演算処理部 48……第１の演算処理部 50……第２の演算処理部 52……動作判定処理部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02H 3/08 - 3/52

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】電力系統の電圧信号と電流信号とからA/D
   変換部を介して得られるディジタル化された電圧量ｖ、
   電流量ｉおよび電流微分量ｊの３電気量と、電力系統の
   距離の電気的尺度であるインダクタンスＬおよび抵抗Ｒ
   との間に時刻に関係なく成立する関係式ｖ＝Ｒ・ｉ＋Ｌ
   ・ｊを用い、異なる時刻tmおよびtnにおける前記各電気
   量から、継電器の設けてある位置と故障点までの電気的
   距離を演算する演算処理部を有し、該演算処理部で求め
   た電気的距離に比例した限時で動作する距離継電器であ
   って、前記演算処理部において、異なる時刻tmおよびtn
   における電圧量vm,vn電流量im,inおよび電流微分量jm,j
   nから、電気量um（＝im・jn−in・jm）を得る分母値の
   演算処理部と、電気量lm（＝im・vn−in・vm）を得る分
   子値の演算処理部および電気量rm（＝vm・jn−vn・jm）
   を得る分子値の演算処理部とを備え、これらの演算処理
   部で得られる分母値および分子値とからインダクタンス
   Ｌ（＝lm/um）および抵抗Ｒ（＝rm/um）を求めるよう構
   成してなる距離継電器において、 前記分母値および分子値の演算処理部の前段において、
   電流微分量ｊを異なる２時刻のディジタル化された前記
   電流量ｉの差分に電流微分量誤差が零となる単一もしく
   は複数の特定の周波数ωにて決定される定数Ｋを付加す
   ると共に、連続した複数時刻t1,t2,t3,…,tNにおける各
   電気量v,i,jの加算値に対する微分係数Ｊ′〔＝K0（im
   −im−Ｎ）〕,I′〔＝im＋２（im−１＋im−２＋im−３
   ＋…＋im−Ｎ＋１）＋im−Ｎ〕,V′〔＝vm＋２（vm−１
   ＋vm−２＋vm−３＋…＋vm−Ｎ＋１）＋vm−Ｎ〕を算出
   する微分係数演算処理部と、 前記微分係数演算処理部で得られた微分係数Ｊ′,I′,
   V′を入力して、これによりそれぞれ前記分母値の演算
   処理部および分子値の演算処理部において算出して得ら
   れる電気量um,lm,rmの各値を、それぞれ一旦データとし
   て保存するデータ保存処理部と、 前記データ保存処理部に保存されている複数のデータu
   m,lm,rmを使用して、分母の平均値Umを得る分母の平均
   化演算処理部、分子の平均値Lmを得る分子の平均化演算
   処理部および分子の平均値Rmを得る分子の平均化演算処
   理部とを設けて、 前記各平均化演算処理部で得られる分母の平均値Umおよ
   び分子の平均値Lm,RmとからインダクタンスＬ（＝Lm/U
   m）および抵抗Ｒ（＝Rm/Um）を求めるように構成するこ
   とを特徴とする距離継電器。