JP2887394B2 - ネットワークアナライザ - Google Patents
ネットワークアナライザInfo
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- JP2887394B2 JP2887394B2 JP1170586A JP17058689A JP2887394B2 JP 2887394 B2 JP2887394 B2 JP 2887394B2 JP 1170586 A JP1170586 A JP 1170586A JP 17058689 A JP17058689 A JP 17058689A JP 2887394 B2 JP2887394 B2 JP 2887394B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜本発明の産業上の利用分野＞ 本発明は、被測定回路の周波数に関する振幅特性や位
相特性を測定するためのネットワークアナライザに関す
る。
相特性を測定するためのネットワークアナライザに関す
る。
＜従来技術＞（第８〜９図） この種の装置は、被測定物の周波数に対する振幅特性
や位相特性等を迅速に測定するために、レベルが一定で
測定すべき周波数範囲を掃引する試験信号を発生する信
号発生部を有しており、この試験信号を被測定回路に入
力してその出力応答信号を受信検波し、各周波数におけ
る、被測定回路の入出力間の振幅、位相差等をブラウン
管等に表示するように構成されている。
や位相特性等を迅速に測定するために、レベルが一定で
測定すべき周波数範囲を掃引する試験信号を発生する信
号発生部を有しており、この試験信号を被測定回路に入
力してその出力応答信号を受信検波し、各周波数におけ
る、被測定回路の入出力間の振幅、位相差等をブラウン
管等に表示するように構成されている。
第８図は、従来のネットワークアナライザの振幅測定
に必要な構成を示すブロック図である。
に必要な構成を示すブロック図である。
このネットワークアナライザ２の試験信号発生部３
は、電圧制御発振器（以下VCOと記す）４からの信号
（周波数Fv）を、後述する受信部６の中間周波数と一致
する周波数F1の信号によって周波数変換し、周波数Fv−
F1（あるいはFv＋F1）の試験信号を被測定回路１へ出力
するように構成されている（５はミキサ）。
は、電圧制御発振器（以下VCOと記す）４からの信号
（周波数Fv）を、後述する受信部６の中間周波数と一致
する周波数F1の信号によって周波数変換し、周波数Fv−
F1（あるいはFv＋F1）の試験信号を被測定回路１へ出力
するように構成されている（５はミキサ）。
試験信号に対する被測定回路１からの出力応答信号
は、受信部６の減衰器（以下ATTと記す）７を経てミキ
サ９に入力され、VCO4の出力信号によって中間周波数F1
に変換され、フィルタ10で帯域制限され増幅器11で増幅
される。なお、８はATT7の減衰量を手動設定する設定器
である。
は、受信部６の減衰器（以下ATTと記す）７を経てミキ
サ９に入力され、VCO4の出力信号によって中間周波数F1
に変換され、フィルタ10で帯域制限され増幅器11で増幅
される。なお、８はATT7の減衰量を手動設定する設定器
である。
したがって、この受信部６は、VCO4の周波数Fvが掃引
されて試験信号の周波数が変化してもその試験信号の周
波数に常に同調していることになる。
されて試験信号の周波数が変化してもその試験信号の周
波数に常に同調していることになる。
12は受信部６で受信増幅された信号の増幅レベルを検
出する検波回路、13は、試験信号の周波数データとその
周波数毎の振幅レベルを受けて、ブラウン管表示装置
（以下、CRTと記す）14に表示させる表示制御手段であ
る。
出する検波回路、13は、試験信号の周波数データとその
周波数毎の振幅レベルを受けて、ブラウン管表示装置
（以下、CRTと記す）14に表示させる表示制御手段であ
る。
15は、予め設定された試験信号の掃引中心周波数や、
掃引ステップ等に応じた掃引信号をVCO4に送出するとと
もに、試験信号の周波数データを表示制御手段13へ送る
掃引制御手段である。
掃引ステップ等に応じた掃引信号をVCO4に送出するとと
もに、試験信号の周波数データを表示制御手段13へ送る
掃引制御手段である。
このような構成を有する従来のネットワークアナライ
ザによって、被測定回路１として例えば帯域通過型のフ
ィルタを接続し、その通過帯域特性（選択特性）を測定
する場合、フィルタの通過周波数を含む掃引範囲と掃引
ステップ等を掃引制御手段15に設定するとともに、受信
部６へ入力される出力応答信号のレベルがミキサ９等の
能力で決まる許容上限レベル以下となるように予め設定
器８よりATT7の減衰量を設定した後、試験信号の掃引
（VCO4の掃引）を開始させる。
ザによって、被測定回路１として例えば帯域通過型のフ
ィルタを接続し、その通過帯域特性（選択特性）を測定
する場合、フィルタの通過周波数を含む掃引範囲と掃引
ステップ等を掃引制御手段15に設定するとともに、受信
部６へ入力される出力応答信号のレベルがミキサ９等の
能力で決まる許容上限レベル以下となるように予め設定
器８よりATT7の減衰量を設定した後、試験信号の掃引
（VCO4の掃引）を開始させる。
掃引が開始されると、CRT14には第９図に示すよう
に、設定された周波数ステップ毎の検波レベルが表示さ
れ、このフィルタの通過帯域特性Ｓが表示されることに
なる。
に、設定された周波数ステップ毎の検波レベルが表示さ
れ、このフィルタの通過帯域特性Ｓが表示されることに
なる。
なお、第９図でＮは、主に増幅器11の入力雑音に依存
するフロアノイズのレベルであり、測定限界を示してい
る。
するフロアノイズのレベルであり、測定限界を示してい
る。
＜解決すべき課題＞ しかしながら、水晶フィルタ等のような大きな遮断減
衰量をもち、その入力レベルが規定されているような被
測定回路を測定する場合、掃引中のATT7は出力応答信号
の最大出力レベルと許容上限レベルとの差で決まる減衰
量（第９図のＡ）に固定されている。
衰量をもち、その入力レベルが規定されているような被
測定回路を測定する場合、掃引中のATT7は出力応答信号
の最大出力レベルと許容上限レベルとの差で決まる減衰
量（第９図のＡ）に固定されている。
このため、例えばフィルタの通過帯域の両端付近での
非常に小さなレベルの信号がATT7の減衰を受けてフロア
ノイズ以下となり、測定できないという問題がある。
非常に小さなレベルの信号がATT7の減衰を受けてフロア
ノイズ以下となり、測定できないという問題がある。
即ち、測定ダイナミックレンジがATT7の減衰量によっ
て大きな制限を受け、ダイナミックレンジの広い被測定
回路の本来の特性（第９図のＳ′）を十分に知ることが
できないという問題があった。
て大きな制限を受け、ダイナミックレンジの広い被測定
回路の本来の特性（第９図のＳ′）を十分に知ることが
できないという問題があった。
このようなダイナミックレンジの広い測定では、レベ
ルの高い範囲と低い範囲で掃引周波数を分けて測定し、
ATTもそれぞれの範囲で設定を変えなければならない。
ルの高い範囲と低い範囲で掃引周波数を分けて測定し、
ATTもそれぞれの範囲で設定を変えなければならない。
このため、被測定回路の追込み調整を行なう際には、
何度も掃引周波数とATTの設定を変えながら調整しなけ
ればならず非常に煩雑な作業になってしまう。
何度も掃引周波数とATTの設定を変えながら調整しなけ
ればならず非常に煩雑な作業になってしまう。
本発明は、この課題を解決し、掃引周波数の範囲を分
けたりATTの設定を変えたりせずに、S/Nのよいダイナミ
ックレンジの広い測定を行なうことができるネットワー
クアナライザを提供することを目的としている。
けたりATTの設定を変えたりせずに、S/Nのよいダイナミ
ックレンジの広い測定を行なうことができるネットワー
クアナライザを提供することを目的としている。
＜課題を解決するための手段＞ 前記課題を解決するために本発明のネットワークアナ
ライザは、 周波数掃引の可能な試験信号を被測定回路に出力する
試験信号発生回路（３）と、 前記試験信号発生回路に掃引信号を出力して試験信号
を所定の周波数範囲掃引させる掃引制御手段（40）と、 減衰量の可変制御が可能に形成され、前記試験信号に
対する被測定回路からの出力応答信号を減衰させる減衰
器（24）と、 前記減衰器からの信号を、前記試験信号の周波数掃引
変化に追従して同調受信し、中間周波数に変換する周波
数変換回路（25、26）と、 利得の可変制御が可能に形成され、前記周波数変換回
路の出力信号を増幅する利得可変増幅器（27、31）と、 前記利得可変増幅器から出力される信号を検波する検
波器（32）と、 前記試験信号の周波数が掃引されているときの前記出
力応答信号のレベルが予め設定されている複数のレベル
範囲のいずれにあるかを検出し、前記出力応答信号のレ
ベルが高いレベル範囲側へ変化する毎に、前記減衰器の
減衰量を増加させて前記周波数変換回路のダイナミック
レンジを改善し、前記出力応答信号のレベルが低いレベ
ル範囲側へ変化する毎に、前記減衰器の減衰量を減少さ
せて前記周波数変換回路のS/Nを改善する減衰量切換制
御手段（28、35、36）と、 前記試験信号の周波数が掃引されているときの前記検
波器への入力信号レベルを検出し、該検波器への入力信
号レベルが予め設定されている所定範囲を越えないよう
に前記利得可変増幅器の利得を前記減衰量切換制御手段
による前記減衰器の減衰量の変化に連動させて可変する
利得切換制御手段（29、35、36）と、 前記検波器の出力に基づいて制御出力応答信号のレベ
ルを受信周波数に対応付けて表示する表示手段（13、1
4）とを備えている。
ライザは、 周波数掃引の可能な試験信号を被測定回路に出力する
試験信号発生回路（３）と、 前記試験信号発生回路に掃引信号を出力して試験信号
を所定の周波数範囲掃引させる掃引制御手段（40）と、 減衰量の可変制御が可能に形成され、前記試験信号に
対する被測定回路からの出力応答信号を減衰させる減衰
器（24）と、 前記減衰器からの信号を、前記試験信号の周波数掃引
変化に追従して同調受信し、中間周波数に変換する周波
数変換回路（25、26）と、 利得の可変制御が可能に形成され、前記周波数変換回
路の出力信号を増幅する利得可変増幅器（27、31）と、 前記利得可変増幅器から出力される信号を検波する検
波器（32）と、 前記試験信号の周波数が掃引されているときの前記出
力応答信号のレベルが予め設定されている複数のレベル
範囲のいずれにあるかを検出し、前記出力応答信号のレ
ベルが高いレベル範囲側へ変化する毎に、前記減衰器の
減衰量を増加させて前記周波数変換回路のダイナミック
レンジを改善し、前記出力応答信号のレベルが低いレベ
ル範囲側へ変化する毎に、前記減衰器の減衰量を減少さ
せて前記周波数変換回路のS/Nを改善する減衰量切換制
御手段（28、35、36）と、 前記試験信号の周波数が掃引されているときの前記検
波器への入力信号レベルを検出し、該検波器への入力信
号レベルが予め設定されている所定範囲を越えないよう
に前記利得可変増幅器の利得を前記減衰量切換制御手段
による前記減衰器の減衰量の変化に連動させて可変する
利得切換制御手段（29、35、36）と、 前記検波器の出力に基づいて制御出力応答信号のレベ
ルを受信周波数に対応付けて表示する表示手段（13、1
4）とを備えている。
＜作用＞ このように構成したため、本発明のネットワークアナ
ライザでは、試験信号の周波数が掃引されているときに
出力応答信号のレベルが高いレベル範囲側へ変化する毎
に減衰器の減衰量が増加して周波数変換回路のダイナミ
ックレンジが改善され、出力応答信号のレベルが低いレ
ベル範囲側へ変化する毎に減衰器の減衰量が減少して周
波数変換回路のS/Nか改善されるので、S/Nのよいダイナ
ミックレンジの広い測定が行える。
ライザでは、試験信号の周波数が掃引されているときに
出力応答信号のレベルが高いレベル範囲側へ変化する毎
に減衰器の減衰量が増加して周波数変換回路のダイナミ
ックレンジが改善され、出力応答信号のレベルが低いレ
ベル範囲側へ変化する毎に減衰器の減衰量が減少して周
波数変換回路のS/Nか改善されるので、S/Nのよいダイナ
ミックレンジの広い測定が行える。
＜本発明の実施例＞（第１〜４図） 以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
第１図において、このネットワークアナライザ22は、
前述（第８図）と同様の試験信号発生部３から被測定回
路１に対して周波数掃引された試験信号を入力し、その
出力応答信号を受信部23で受信するように構成されてい
る。
前述（第８図）と同様の試験信号発生部３から被測定回
路１に対して周波数掃引された試験信号を入力し、その
出力応答信号を受信部23で受信するように構成されてい
る。
24は、減衰量設定データにより、入力された出力応答
信号を10dBステップで任意（例えば０〜30dB）に減衰さ
せるATTである。
信号を10dBステップで任意（例えば０〜30dB）に減衰さ
せるATTである。
25はVCO4からの信号で入力信号を中間周波数F1に変換
するミキサ、26は中間周波フィルタである。
するミキサ、26は中間周波フィルタである。
27は、中間周波フィルタ26からの信号を利得設定デー
タにより、10dBステップで所定の利得範囲（例えば30dB
〜60dB）増幅する利得可変増幅器である。
タにより、10dBステップで所定の利得範囲（例えば30dB
〜60dB）増幅する利得可変増幅器である。
このATT24の減衰量Ａと利得可変増幅器27の利得G1
は、それぞれ減衰量切換手段28と利得切換手段29からの
データによって切換えられ、これら各切換手段は、後述
する検波回路30からの第１の検波レベルデータD1に基づ
き、第２図に示すような切換制御を行なう。
は、それぞれ減衰量切換手段28と利得切換手段29からの
データによって切換えられ、これら各切換手段は、後述
する検波回路30からの第１の検波レベルデータD1に基づ
き、第２図に示すような切換制御を行なう。
即ち、第１の検波レベルデータD1が“0"のとき、ATT2
4の減衰量Ａは最大（30dB）、利得可変増幅器27の利得G
1は最小（30dB）となり、以下、第１の検波レベルデー
タD1が“20"増加する毎に、減衰量Ａおよび利得G1がと
もに10dBずつ変化するように切換えられる（D1が０〜40
の範囲では不変）。
4の減衰量Ａは最大（30dB）、利得可変増幅器27の利得G
1は最小（30dB）となり、以下、第１の検波レベルデー
タD1が“20"増加する毎に、減衰量Ａおよび利得G1がと
もに10dBずつ変化するように切換えられる（D1が０〜40
の範囲では不変）。
したがって、ATT24から利得可変増幅器27までの受信
利得は、G1−ALとなり、入力レベルが20dB変化する毎に
受信利得は変化する（ただし、Ｌはミキサ25の変換損失
および中心周波フィルタ26の挿入損失等の和である）。
利得は、G1−ALとなり、入力レベルが20dB変化する毎に
受信利得は変化する（ただし、Ｌはミキサ25の変換損失
および中心周波フィルタ26の挿入損失等の和である）。
検波回路30は、オートレンジ切換機能を有する構成と
なっている。
なっている。
31は、利得可変増幅器27とほぼ同様に構成された利得
可変増幅器であり、20dBステップで任意（例えば0dB〜1
00dB）に利得G2を変えることができる。
可変増幅器であり、20dBステップで任意（例えば0dB〜1
00dB）に利得G2を変えることができる。
32はダイオード検波器、33はダイオード検波器32の出
力を対数圧縮する対数変換器、34は、対数変換器33の出
力をディジタル値に変換し、第２の検波レベルデータD2
として出力するAD変換器である。
力を対数圧縮する対数変換器、34は、対数変換器33の出
力をディジタル値に変換し、第２の検波レベルデータD2
として出力するAD変換器である。
35は、第２の検波レベルデータD2を、予め設定されて
いる上限レベル値R1（20dBm）および下限レベル値R2（0
dBm）と比較して、D2がR1より大きいときは利得減信号
を出力し、D2がR2以下のときは利得増信号を出力する比
較手段である。
いる上限レベル値R1（20dBm）および下限レベル値R2（0
dBm）と比較して、D2がR1より大きいときは利得減信号
を出力し、D2がR2以下のときは利得増信号を出力する比
較手段である。
36は、比較手段35からの利得増信号、利得減信号を受
けて、利得可変増幅器31の利得を20dB単位で増減させる
レンジ切換手段であり、その制御データ（第１の検波レ
ベルデータD1）は利得可変増幅器31の利得値G2と一致す
るように構成されている。
けて、利得可変増幅器31の利得を20dB単位で増減させる
レンジ切換手段であり、その制御データ（第１の検波レ
ベルデータD1）は利得可変増幅器31の利得値G2と一致す
るように構成されている。
したがって、この検波回路30は、入力レベルが20dB増
加（減少）する毎に利得可変増幅器31の利得G2が減少
（増加）するように自動的にレンジの切換えを行ない、
検波ダイオード32の検波特性の直線性の良好な部分（例
えば０〜20dBm）を使用して、広い範囲の入力レベルに
対して直線性のよい検波を行なっている。
加（減少）する毎に利得可変増幅器31の利得G2が減少
（増加）するように自動的にレンジの切換えを行ない、
検波ダイオード32の検波特性の直線性の良好な部分（例
えば０〜20dBm）を使用して、広い範囲の入力レベルに
対して直線性のよい検波を行なっている。
37は、第１、第２の検波レベルデータD1、D2により、
受信部23に入力される出力応答信号の振幅レベルを演算
する演算手段である。
受信部23に入力される出力応答信号の振幅レベルを演算
する演算手段である。
この演算手段37は、前述の受信部23の受信利得（G1−
Ａ−Ｌ）を予め記憶しており、受信部23に入力される出
力応答信号のレベルを、この受信利得とD2、D1により算
出する。
Ａ−Ｌ）を予め記憶しており、受信部23に入力される出
力応答信号のレベルを、この受信利得とD2、D1により算
出する。
40は、予め測定条件設定手段41で設定された掃引中心
周波数データや掃引ステップデータΔｆに基づいて、VC
O4に対する掃引信号を出力するとともに、試験信号の周
波数データを表示制御手段13に送出する。
周波数データや掃引ステップデータΔｆに基づいて、VC
O4に対する掃引信号を出力するとともに、試験信号の周
波数データを表示制御手段13に送出する。
次に、このネットワークアナライザで測定回路１とし
て水晶フィルタの振幅特性を測定する場合の動作につい
て説明する。
て水晶フィルタの振幅特性を測定する場合の動作につい
て説明する。
予め、フィルタの通過中心周波数Fcおよび掃引ステッ
プΔｆを測定条件設定手段41より設定し、掃引を低い周
波数から開始する。
プΔｆを測定条件設定手段41より設定し、掃引を低い周
波数から開始する。
なお、このとき試験信号の出力レベルはこの水晶フィ
ルタに対して許される所定のレベル（既知）に固定され
ており、損失Ｌ＝10dB、R1＝20dBm、R2＝0dBm）とし
て、フロアノイズレベルは中間周波フィルタ26の出力で
−140dBmであるとする。
ルタに対して許される所定のレベル（既知）に固定され
ており、損失Ｌ＝10dB、R1＝20dBm、R2＝0dBm）とし
て、フロアノイズレベルは中間周波フィルタ26の出力で
−140dBmであるとする。
ここで、試験信号の周波数が水晶フィルタの通過中心
周波数から外れた低い周波数f1にあって、その出力応答
信号のレベルが非常に小さい（−120dBm）状態で、受信
部23のATT24の減衰量Ａが仮りに20dBに設定されている
とすると、出力応答信号のレベルは−140dBmまで減衰し
てミキサ25に入力されて周波数変換されるが、この変換
出力レベルは、ミキサ25等の損失Ｌによりフロアノイズ
レベル（−140dBm）以下となり、利得可変増幅器27から
は40dB増幅されたほぼ−100dBmのノイズ信号が検波回路
30に入力される。
周波数から外れた低い周波数f1にあって、その出力応答
信号のレベルが非常に小さい（−120dBm）状態で、受信
部23のATT24の減衰量Ａが仮りに20dBに設定されている
とすると、出力応答信号のレベルは−140dBmまで減衰し
てミキサ25に入力されて周波数変換されるが、この変換
出力レベルは、ミキサ25等の損失Ｌによりフロアノイズ
レベル（−140dBm）以下となり、利得可変増幅器27から
は40dB増幅されたほぼ−100dBmのノイズ信号が検波回路
30に入力される。
検波回路30では、オートレンジ機能により利得可変増
幅器31の利得を上昇させ、第１の検波レベルデータD1が
“100"、第２の検波レベルデータD2が“0"となる。
幅器31の利得を上昇させ、第１の検波レベルデータD1が
“100"、第２の検波レベルデータD2が“0"となる。
したがって、第１の検波レベルデータD1の変化によ
り、受信部23のATT24の減衰量Ａが0dB、利得可変増幅器
27の利得G1が60dBに切換えられる。
り、受信部23のATT24の減衰量Ａが0dB、利得可変増幅器
27の利得G1が60dBに切換えられる。
このため、−120dBmの出力応答信号は、ATT24による
減衰を受けず、ミキサ25で周波数変換され、中間周波フ
ィルタ26からはフロアノイズより大きな−130dBmの信号
が出力され、60dB増幅されて検波回路30に入力される。
減衰を受けず、ミキサ25で周波数変換され、中間周波フ
ィルタ26からはフロアノイズより大きな−130dBmの信号
が出力され、60dB増幅されて検波回路30に入力される。
検波回路30では、この入力レベルが計算され、その周
波数f1に対応した検波レベル−120dBmが、周波数を横軸
とする画面上に表示される。
波数f1に対応した検波レベル−120dBmが、周波数を横軸
とする画面上に表示される。
以下、同様に試験信号の周波数がΔｆステップでf2、f
3、……と順次切換えられる毎にその検波レベルが表示
されることになるが、出力応答信号の入力レベルが−10
0dBmを越えると、検波回路30の利得可変増幅器31の利得
G2は100dBの状態から80dBに切換わり、ATT24の減衰量Ａ
は10dB、利得可変増幅器27の利得G1は50dBに変化する。
3、……と順次切換えられる毎にその検波レベルが表示
されることになるが、出力応答信号の入力レベルが−10
0dBmを越えると、検波回路30の利得可変増幅器31の利得
G2は100dBの状態から80dBに切換わり、ATT24の減衰量Ａ
は10dB、利得可変増幅器27の利得G1は50dBに変化する。
このように、出力応答信号の入力レベルが上昇するに
従って、ATT24の減衰量は第３図に示すように順次大き
くなり、試験信号の周波数がほぼ通過中心周波数の近く
になって出力応答信号の入力レベルが最大の−10dBmの
状態では、検波回路30の第１の検波レベルデータD1が
“20"、第２の検波レベルデータD2が“0"となり、この
とき、受信部23の減衰量Ａは30dB、利得G1は30dBとな
る。この状態で、演算手段37により検波レベルが−10dB
mと計算され、CRT14に表示される。
従って、ATT24の減衰量は第３図に示すように順次大き
くなり、試験信号の周波数がほぼ通過中心周波数の近く
になって出力応答信号の入力レベルが最大の−10dBmの
状態では、検波回路30の第１の検波レベルデータD1が
“20"、第２の検波レベルデータD2が“0"となり、この
とき、受信部23の減衰量Ａは30dB、利得G1は30dBとな
る。この状態で、演算手段37により検波レベルが−10dB
mと計算され、CRT14に表示される。
試験信号の周波数が更に上昇して出力応答信号のレベ
ルが減少していく場合は、前記の動作と逆にATT24の減
衰量Ａが順次減少することになり、一回の掃引が終わる
と、第４図のような通過帯域特性がCRT14上に表示され
ることになる。
ルが減少していく場合は、前記の動作と逆にATT24の減
衰量Ａが順次減少することになり、一回の掃引が終わる
と、第４図のような通過帯域特性がCRT14上に表示され
ることになる。
被測定回路１の調整を行なわない場合は、２回目以後
の掃引でも同一の表示がなされるが、より良好な通過特
性を得るために調整を行なう場合、特に、第４図に点線
で示すようにより急峻な遮断特性と、より平坦な通過特
性とを得るように調整を行なう場合でも、入力減衰量の
手動切換えや掃引範囲の切換えを行なうことなく、正確
にかつ容易に行なうことができる。
の掃引でも同一の表示がなされるが、より良好な通過特
性を得るために調整を行なう場合、特に、第４図に点線
で示すようにより急峻な遮断特性と、より平坦な通過特
性とを得るように調整を行なう場合でも、入力減衰量の
手動切換えや掃引範囲の切換えを行なうことなく、正確
にかつ容易に行なうことができる。
＜他の実施例＞ なお、前記実施例では、受信部23の利得可変増幅器27
と検波回路30の利得可変増幅器31とを別個に設けていた
が、これを第５図に示すように１つの利得可変増幅器45
で構成するようにしてもよい。
と検波回路30の利得可変増幅器31とを別個に設けていた
が、これを第５図に示すように１つの利得可変増幅器45
で構成するようにしてもよい。
この場合、利得可変増幅器45を60〜130dBまで10dBス
テップで利得可変できるように構成し、レベル切換手段
36からの第１の検波レベルデータD1に対応して第６図に
示す利得設定データG3を出力する利得切換手段46によ
り、前述とほぼ同様の動作を行なうことができる。
テップで利得可変できるように構成し、レベル切換手段
36からの第１の検波レベルデータD1に対応して第６図に
示す利得設定データG3を出力する利得切換手段46によ
り、前述とほぼ同様の動作を行なうことができる。
また、前記実施例では、受信部23が周波数変換を１回
だけ行なうように構成されているが、これは本発明を限
定するものでなく、周波数変換を２回以上行なうように
構成された装置についても本発明を全く同様に適用でき
る。
だけ行なうように構成されているが、これは本発明を限
定するものでなく、周波数変換を２回以上行なうように
構成された装置についても本発明を全く同様に適用でき
る。
また、検波回路30の構成についても本発明を限定する
ものではなく、他の構成の検波回路であってもよい。
ものではなく、他の構成の検波回路であってもよい。
さらに、前記実施例ではATT24の減衰量および利得可
変増幅器27の利得をともに10dBステップで相反する方向
に４段階可変するようにしていたが、切換えを簡単化す
るために20dBステップで２段階可変するようにしてもよ
いし、減衰量と利得とを同一方向（利得一定となる方
向）に可変するようにしてもよい（この場合、受信部の
利得は入力レベルに関係なくほぼ一定となる）。
変増幅器27の利得をともに10dBステップで相反する方向
に４段階可変するようにしていたが、切換えを簡単化す
るために20dBステップで２段階可変するようにしてもよ
いし、減衰量と利得とを同一方向（利得一定となる方
向）に可変するようにしてもよい（この場合、受信部の
利得は入力レベルに関係なくほぼ一定となる）。
また、前記実施例では、受信部23が、被測定回路１に
対する試験信号の周波数と同一の周波数を受信するよう
に構成されていたが、被測定回路１が周波数変換部を有
している場合には、受信部の受信周波数を対応する周波
数範囲にオフセットすればよく、本発明は、試験信号周
波数と出力応答信号の周波数とが一致するように構成さ
れた場合だけに限定されるものではない。
対する試験信号の周波数と同一の周波数を受信するよう
に構成されていたが、被測定回路１が周波数変換部を有
している場合には、受信部の受信周波数を対応する周波
数範囲にオフセットすればよく、本発明は、試験信号周
波数と出力応答信号の周波数とが一致するように構成さ
れた場合だけに限定されるものではない。
また、前記実施例では、ATT24の減衰量と利得可変増
幅器27の利得を制御するために出力応答信号の入力レベ
ルを検出する手段として、検波回路30を用いていたが、
第７図に示すように、利得可変増幅器27の出力から出力
応答信号の入力レベルを検出するレベル検出手段47を検
波回路30と別に設け、この検出信号によってATT24と利
得可変増幅器27とを制御するようにしてもよい。
幅器27の利得を制御するために出力応答信号の入力レベ
ルを検出する手段として、検波回路30を用いていたが、
第７図に示すように、利得可変増幅器27の出力から出力
応答信号の入力レベルを検出するレベル検出手段47を検
波回路30と別に設け、この検出信号によってATT24と利
得可変増幅器27とを制御するようにしてもよい。
また、前記実施例では、受信部23の損失Ｌを固定とし
て説明したが、入力周波数毎の損失Ｌ（ｆ）を予め測定
して演算手段37に記憶しておき、この損失Ｌ（ｆ）を読
み出してレベルの演算を周波数毎に行なうようにすれば
より正確な測定が可能である。
て説明したが、入力周波数毎の損失Ｌ（ｆ）を予め測定
して演算手段37に記憶しておき、この損失Ｌ（ｆ）を読
み出してレベルの演算を周波数毎に行なうようにすれば
より正確な測定が可能である。
＜本発明の効果＞ 以上のように、本発明のネットワークアナライザは、
試験信号の周波数が掃引されているときに出力応答信号
のレベルが高いレベル範囲側へ変化する毎に減衰器の減
衰量を増加させて周波数変換回路のダイナミックレンジ
を改善し、出力応答信号のレベルが低いレベル範囲側へ
変化する毎に減衰器の減衰量を減少させて周波数変換回
路のS/Nを改善している。
試験信号の周波数が掃引されているときに出力応答信号
のレベルが高いレベル範囲側へ変化する毎に減衰器の減
衰量を増加させて周波数変換回路のダイナミックレンジ
を改善し、出力応答信号のレベルが低いレベル範囲側へ
変化する毎に減衰器の減衰量を減少させて周波数変換回
路のS/Nを改善している。
このため、S/Nがよく、減衰器の減衰量によって制限
されない広い測定ダイナミックレンジを得ることがで
き、水晶フィルタ等のように広いダイナミックレンジを
もつ被測定回路の試験、調整を掃引周波数範囲の切換え
等を行なわずに迅速かつ容易に行なうことができる。
されない広い測定ダイナミックレンジを得ることがで
き、水晶フィルタ等のように広いダイナミックレンジを
もつ被測定回路の試験、調整を掃引周波数範囲の切換え
等を行なわずに迅速かつ容易に行なうことができる。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は、一実施例の要部の切換え動作を説明するための図で
ある。 第３図は一実施例の要部の入力レベルに対する減衰量の
変化を示す図、第４図は、一実施例の測定結果の表示を
示す図である。 第５図は本発明の他の実施例を示す要部のブロック図、
第６図は第５図の動作を説明するための図、第７図は本
発明の他の実施例を示す要部のブロック図である。 第８図は従来装置を示すブロック図、第９図は従来装置
の測定結果の表示を示す図である。 １……被測定回路、３……試験信号発生部、13……表示
制御手段、22……ネットワークアナライザ、24……減衰
器、25……ミキサ、27……利得可変増幅器、28……減衰
量切換手段、29……利得切換手段、30……検波回路、40
……掃引制御手段。
は、一実施例の要部の切換え動作を説明するための図で
ある。 第３図は一実施例の要部の入力レベルに対する減衰量の
変化を示す図、第４図は、一実施例の測定結果の表示を
示す図である。 第５図は本発明の他の実施例を示す要部のブロック図、
第６図は第５図の動作を説明するための図、第７図は本
発明の他の実施例を示す要部のブロック図である。 第８図は従来装置を示すブロック図、第９図は従来装置
の測定結果の表示を示す図である。 １……被測定回路、３……試験信号発生部、13……表示
制御手段、22……ネットワークアナライザ、24……減衰
器、25……ミキサ、27……利得可変増幅器、28……減衰
量切換手段、29……利得切換手段、30……検波回路、40
……掃引制御手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−89563（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−225964（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−166564（ＪＰ，Ａ) 実開 昭53−12778（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01R 27/28 - 27/32 G01R 23/173
Claims (1)
- 【請求項１】周波数掃引の可能な試験信号を被測定回路
に出力する試験信号発生回路（３）と、 前記試験信号発生回路に掃引信号を出力して試験信号を
所定の周波数範囲掃引させる掃引制御手段（40）と、 減衰量の可変制御が可能に形成され、前記試験信号に対
する被測定回路からの出力応答信号を減衰させる減衰器
（24）と、 前記減衰器からの信号を、前記試験信号の周波数掃引変
化に追従して同調受信し、中間周波数に変換する周波数
変換回路（25、26）と、 利得の可変制御が可能に形成され、前記周波数変換回路
の出力信号を増幅する利得可変増幅器（27、31）と、 前記利得可変増幅器から出力される信号を検波する検波
器（32）と、 前記試験信号の周波数が掃引されているときの前記出力
応答信号のレベルが予め設定されている複数のレベル範
囲のいずれにあるかを検出し、前記出力応答信号のレベ
ルが高いレベル範囲側へ変化する毎に、前記減衰器の減
衰量を増加させて前記周波数変換回路のダイナミックレ
ンジを改善し、前記出力応答信号のレベルが低いレベル
範囲側へ変化する毎に、前記減衰器の減衰量を減少させ
て前記周波数変換回路のS/Nを改善する減衰量切換制御
手段（28、35、36）と、 前記試験信号の周波数が掃引されているときの前記検波
器への入力信号レベルを検出し、該検波器への入力信号
レベルが予め設定されている所定範囲を越えないように
前記利得可変増幅器の利得を前記減衰量切換制御手段に
よる前記減衰器の減衰量の変化に連動させて可変する利
得切換制御手段（29、35、36）と、 前記検波器の出力に基づいて前記出力応答信号のレベル
を受信周波数に対応付けて表示する表示手段（13、14）
とを備えたことを特徴とするネットワークアナライザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1170586A JP2887394B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | ネットワークアナライザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1170586A JP2887394B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | ネットワークアナライザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0335172A JPH0335172A (ja) | 1991-02-15 |
| JP2887394B2 true JP2887394B2 (ja) | 1999-04-26 |
Family
ID=15907584
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1170586A Expired - Fee Related JP2887394B2 (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | ネットワークアナライザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2887394B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0989933A (ja) * | 1995-09-28 | 1997-04-04 | Ando Electric Co Ltd | 高周波信号レベル表示装置 |
| JP3851375B2 (ja) * | 1996-04-18 | 2006-11-29 | アジレント・テクノロジーズ・インク | インピーダンス測定装置 |
| JPH114123A (ja) * | 1997-06-11 | 1999-01-06 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィードフォワード増幅器の調整方法 |
| EP1504527B1 (en) * | 2002-04-30 | 2005-09-07 | Advanced Micro Devices, Inc. | Digital automatic gain control for transceiver devices |
| JP2008164418A (ja) * | 2006-12-28 | 2008-07-17 | Campus Create Co Ltd | ベクトルネットワークアナライザ及びこれを用いた測定方法並びにプログラム |
| JP5272898B2 (ja) * | 2009-05-29 | 2013-08-28 | ソニー株式会社 | 信号処理装置、信号処理方法、および受信システム |
| ITUB20151913A1 (it) | 2015-07-03 | 2017-01-03 | Pastore & Lombardi Spa | Chiusura per carrozzerie di veicoli commerciali e metodo per montarne alcune parti |
| JP6783120B2 (ja) * | 2016-11-17 | 2020-11-11 | 日置電機株式会社 | 測定装置および測定方法 |
| CN108303587A (zh) * | 2017-01-12 | 2018-07-20 | 北京普源精电科技有限公司 | 改善底噪的频谱分析仪 |
| JP6590882B2 (ja) * | 2017-09-14 | 2019-10-16 | アンリツ株式会社 | 信号解析装置及び信号解析装置のダイナミックレンジ最適化方法 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5312778U (ja) * | 1976-07-15 | 1978-02-02 | ||
| JPS57166564A (en) * | 1981-04-07 | 1982-10-14 | Anritsu Corp | Waveform analyzer |
| JPS6189563A (ja) * | 1984-10-08 | 1986-05-07 | Advantest Corp | スペクトラムアナライザ |
-
1989
- 1989-06-30 JP JP1170586A patent/JP2887394B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0335172A (ja) | 1991-02-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |