JP2832749B2 - 受信装置 - Google Patents
受信装置Info
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- JP2832749B2 JP2832749B2 JP2262791A JP26279190A JP2832749B2 JP 2832749 B2 JP2832749 B2 JP 2832749B2 JP 2262791 A JP2262791 A JP 2262791A JP 26279190 A JP26279190 A JP 26279190A JP 2832749 B2 JP2832749 B2 JP 2832749B2
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- Japan
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- frequency
- signal
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- tuning
- filter
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜本発明の産業上の利用分野＞ 本発明は、局発信号によって受信信号を所定の中間周
波帯に変換する広帯域の受信装置に関する。
波帯に変換する広帯域の受信装置に関する。
＜従来技術＞ 例えば、スペクトラムアナライザのように広い帯域に
わたって周波数分析を行なう受信装置では、入力信号に
含まれるレベルの高い信号成分によってミキサが飽和し
たり、混変調を起して、正確な周波数分析を行なえない
場合がある。
わたって周波数分析を行なう受信装置では、入力信号に
含まれるレベルの高い信号成分によってミキサが飽和し
たり、混変調を起して、正確な周波数分析を行なえない
場合がある。
また、最前段の中間周波数より広帯域な受信周波数範
囲を有している場合や、高調波ミキサを用いた場合、イ
メージ等のスプリアスが多数発生してしまう。
囲を有している場合や、高調波ミキサを用いた場合、イ
メージ等のスプリアスが多数発生してしまう。
このため、局発信号の周波数に追従して同調周波数が
可変される可変フィルタ（トラッキングフィルタ）をミ
キサの前段に設けて、局発信号に対応した受信周波数付
近の信号成分のみをミキサに入力するようにした受信装
置が従来よりあった。
可変される可変フィルタ（トラッキングフィルタ）をミ
キサの前段に設けて、局発信号に対応した受信周波数付
近の信号成分のみをミキサに入力するようにした受信装
置が従来よりあった。
この可変フィルタの同調周波数は、受信帯域全体にわ
たって常に局発周波数に対して中間周波数分だけずれた
状態で変化するように制御する必要があり、スプリアス
の発生を防ぐためには、フィルタの通過帯域が狭い程効
果的である。
たって常に局発周波数に対して中間周波数分だけずれた
状態で変化するように制御する必要があり、スプリアス
の発生を防ぐためには、フィルタの通過帯域が狭い程効
果的である。
ところが、局発周波数はPLL回路の技術を用いて安定
化できても、フィルタの同調周波数は、温度変化や経年
変化を受けやすく、特に帯域が狭い場合は、このトラッ
キングずれにより、実際の信号入力レベルに対して数dB
〜数十dB低いレベルを受信測定してしまう。
化できても、フィルタの同調周波数は、温度変化や経年
変化を受けやすく、特に帯域が狭い場合は、このトラッ
キングずれにより、実際の信号入力レベルに対して数dB
〜数十dB低いレベルを受信測定してしまう。
このため、スペクトラムアナライザのように受信周波
数を自動掃引して、その受信周波数範囲内に含まれる信
号のレベルを分析する受信装置では、可変フィルタの同
調周波数を局発周波数に追従させて可変させるための制
御信号を、外部から補正できる調整回路を設けておき、
測定信号に含まれるレベルおよび周波数の安定な信号を
受信して、その受信信号のレベルが最大となるように調
整回路を操作したり、コムジェネレータ等の外部発振器
の出力を受信装置の入力端子に接続した状態で、この調
整回路による調整を行なって、トラッキングのずれを補
正するようにしていた。
数を自動掃引して、その受信周波数範囲内に含まれる信
号のレベルを分析する受信装置では、可変フィルタの同
調周波数を局発周波数に追従させて可変させるための制
御信号を、外部から補正できる調整回路を設けておき、
測定信号に含まれるレベルおよび周波数の安定な信号を
受信して、その受信信号のレベルが最大となるように調
整回路を操作したり、コムジェネレータ等の外部発振器
の出力を受信装置の入力端子に接続した状態で、この調
整回路による調整を行なって、トラッキングのずれを補
正するようにしていた。
＜解決しようとする課題＞ しかしながら、測定信号に含まれる信号のレベルや周
波数が刻々と変化しているような場合には、前述したよ
うな調整が行なえない。また、コムジエネレータのよう
な外部発振器をトラッキングのずれ補正のたびに用いる
ことは非常に煩しい。
波数が刻々と変化しているような場合には、前述したよ
うな調整が行なえない。また、コムジエネレータのよう
な外部発振器をトラッキングのずれ補正のたびに用いる
ことは非常に煩しい。
このため、コムジェネレータ等の発振器を受信装置内
に設けて、スイッチ操作でこの発振出力を入力側に接続
するようにした受信装置も実現されているが、このよう
な高周波数帯で広帯域の発振器を有する受信装置は、非
常に高価なものになってしまう。
に設けて、スイッチ操作でこの発振出力を入力側に接続
するようにした受信装置も実現されているが、このよう
な高周波数帯で広帯域の発振器を有する受信装置は、非
常に高価なものになってしまう。
このため、特殊な機器を使用しないでこのトラッキン
グずれの補正が容易に行なえる受信装置の実現が強く望
まれていた。
グずれの補正が容易に行なえる受信装置の実現が強く望
まれていた。
本発明は、この課題を解決した受信装置を提供するこ
とを目的としている。
とを目的としている。
＜課題を解決するための手段＞ 前記課題を解決するために本発明の受信装置は、 同調周波数を可変でき、入力端子から入力される信号
成分のうち、同調周波数近傍の信号成分を選択的に通過
させる可変フィルタと、 発振制御信号に応じて局発信号の周波数を可変させる
局部発振器と、 可変フィルタの出力信号と局発信号とを周波数混合す
るミキサと、 ミキサからの混合成分から所定の中間周波帯の信号成
分を通過させる中間周波フィルタと、 可変フィルタの同調周波数を所望の受信周波数にする
ための同調制御信号と、局発信号の周波数を、この所望
の受信周波数の信号成分を中間フィルタに通過させる周
波数にするための発振制御信号とを出力するトラッキン
グ制御手段と、 同調制御信号に対応して、可変フィルタの同調周波数
を設定する可変フィルタ制御手段と、 局発信号またはその高調波信号の周波数を、可変フィ
ルタの同調周波数と等しくするための発振制御信号を、
トラッキング制御手段に代って、局部発振器へ出力する
校正制御手段と、 ミキサ側から可変フィルタの入力側にリークする信号
のレベルを検出する検波回路と、 校正制御手段によって局発信号またはその高調波信号
の周波数が可変フィルタの同調周波数近傍に設定された
後、検波回路の検出レベルが最大となるように可変フィ
ルタに対する可変フィルタ制御手段の設定値を補正する
補正手段とを備えている。
成分のうち、同調周波数近傍の信号成分を選択的に通過
させる可変フィルタと、 発振制御信号に応じて局発信号の周波数を可変させる
局部発振器と、 可変フィルタの出力信号と局発信号とを周波数混合す
るミキサと、 ミキサからの混合成分から所定の中間周波帯の信号成
分を通過させる中間周波フィルタと、 可変フィルタの同調周波数を所望の受信周波数にする
ための同調制御信号と、局発信号の周波数を、この所望
の受信周波数の信号成分を中間フィルタに通過させる周
波数にするための発振制御信号とを出力するトラッキン
グ制御手段と、 同調制御信号に対応して、可変フィルタの同調周波数
を設定する可変フィルタ制御手段と、 局発信号またはその高調波信号の周波数を、可変フィ
ルタの同調周波数と等しくするための発振制御信号を、
トラッキング制御手段に代って、局部発振器へ出力する
校正制御手段と、 ミキサ側から可変フィルタの入力側にリークする信号
のレベルを検出する検波回路と、 校正制御手段によって局発信号またはその高調波信号
の周波数が可変フィルタの同調周波数近傍に設定された
後、検波回路の検出レベルが最大となるように可変フィ
ルタに対する可変フィルタ制御手段の設定値を補正する
補正手段とを備えている。
＜作用＞ したがって、校正制御手段によって局発信号またはそ
の高調波信号の周波数が可変フィルタの所望同調周波数
に設定された後、検波回路の検出レベルが最大となるよ
うに、可変フィルタに対する可変フィルタ制御手段から
の設定値を補正手段にで補正すれば、所望同調周波数に
おける可変フィルタのトラッキングずれが補正される。
の高調波信号の周波数が可変フィルタの所望同調周波数
に設定された後、検波回路の検出レベルが最大となるよ
うに、可変フィルタに対する可変フィルタ制御手段から
の設定値を補正手段にで補正すれば、所望同調周波数に
おける可変フィルタのトラッキングずれが補正される。
＜本発明の実施例＞ 以下、図面に基づいて本発明の一実施例を説明する。
第１図は、ハーモニックミキシング方式を用いたスペ
クトラムアナライザのフロントエンド部の構成を示すブ
ロック図である。
クトラムアナライザのフロントエンド部の構成を示すブ
ロック図である。
第１図において、２は、入力端子１から入力される信
号を制御信号に応じた減衰量だけ減衰させる可変減衰
器、３は、第２図に示すように、VaからVbまでの同調制
御電圧Vfに応じて例えば1.5〜23GHzまで同調周波数が可
変される可変フィルタであり、YIG共振器で構成されて
いる。
号を制御信号に応じた減衰量だけ減衰させる可変減衰
器、３は、第２図に示すように、VaからVbまでの同調制
御電圧Vfに応じて例えば1.5〜23GHzまで同調周波数が可
変される可変フィルタであり、YIG共振器で構成されて
いる。
４は、後述するスイッチ13を介して入力される同調制
御電圧を、手動補正回路５から出力される補正量αだけ
シフトして可変フィルタ３に与える可変フィルタ制御回
路であり、補正量αを可変することで可変フィルタ３の
同調周波数を微調整することができる。
御電圧を、手動補正回路５から出力される補正量αだけ
シフトして可変フィルタ３に与える可変フィルタ制御回
路であり、補正量αを可変することで可変フィルタ３の
同調周波数を微調整することができる。
６は高調波ミクサであり、可変フィルタ３を通過した
信号と、方向性結合器6aを介して入力される局発信号と
をダイオード6bでミックスして、局発周波数の整数倍の
信号成分と可変フィルタ３の出力信号との差の信号成分
を出力する（Ｒは終端抵抗）。
信号と、方向性結合器6aを介して入力される局発信号と
をダイオード6bでミックスして、局発周波数の整数倍の
信号成分と可変フィルタ３の出力信号との差の信号成分
を出力する（Ｒは終端抵抗）。
７は、0.5GHzを通過中心周波数とする中間周波フィル
タである。
タである。
８は、第３図に示すように、VcからVdまでの発振制御
電圧V0に応じて例えば２〜6GHzの局発信号を出力するYI
G発振器で構成された局部発振器である。
電圧V0に応じて例えば２〜6GHzの局発信号を出力するYI
G発振器で構成された局部発振器である。
９は、所望の受信周波数に対応した受信周波数データ
Dfを受け、可変フィルタ３の同調周波数がこの所望の受
信周波数となるための同調制御電圧を出力するととも
に、局発信号の周波数がこの所望の受信周波数の信号を
中間周波数（0.5GHz）に変換させる周波数となるための
発振制御電圧を出力するトラッキング制御手段である。
Dfを受け、可変フィルタ３の同調周波数がこの所望の受
信周波数となるための同調制御電圧を出力するととも
に、局発信号の周波数がこの所望の受信周波数の信号を
中間周波数（0.5GHz）に変換させる周波数となるための
発振制御電圧を出力するトラッキング制御手段である。
第４図は、このトラッキング制御手段９の受信周波数
データDfに対する各制御電圧出力の関係を示しており、
受信周波数1.5〜23GHzの範囲で可変フィルタ３に対する
同調制御電圧Vfは、直線的にVaからVbまで変化してい
る。
データDfに対する各制御電圧出力の関係を示しており、
受信周波数1.5〜23GHzの範囲で可変フィルタ３に対する
同調制御電圧Vfは、直線的にVaからVbまで変化してい
る。
これに対して、局部発振器８に対する発振制御電圧V0
は、可変フィルタの同調周波数より常に0.5GHz高い周波
数の整数分の１の局発周波数に対応した電圧となる。
は、可変フィルタの同調周波数より常に0.5GHz高い周波
数の整数分の１の局発周波数に対応した電圧となる。
即ち、受信周波数が1.5〜5.5GHzまでは、基本波によ
るミキシングのため、局発周波数が２〜6GHzとなるため
のVcからVdまでの電圧を出力し、受信周波数が5.5〜11.
5GHzまでは、２次の高調波によるミキシングのため、局
発周波数が３〜6GHzとなるためのV1からVdまでの電圧を
出力する。また、受信周波数が11.5〜17.5GHzまでは、
３次の高調波によるミキシングのため、局発周波数が４
〜6GHzとなるためのV2からVdまでの電圧を出力し、17.5
GHz以上は４次の高調波によるミキシングのため、局発
周波数が4.5〜6GHzとなるためのV3からVdまでの電圧を
出力する。
るミキシングのため、局発周波数が２〜6GHzとなるため
のVcからVdまでの電圧を出力し、受信周波数が5.5〜11.
5GHzまでは、２次の高調波によるミキシングのため、局
発周波数が３〜6GHzとなるためのV1からVdまでの電圧を
出力する。また、受信周波数が11.5〜17.5GHzまでは、
３次の高調波によるミキシングのため、局発周波数が４
〜6GHzとなるためのV2からVdまでの電圧を出力し、17.5
GHz以上は４次の高調波によるミキシングのため、局発
周波数が4.5〜6GHzとなるためのV3からVdまでの電圧を
出力する。
したがって、トラッキング制御手段９からは、第５図
に示すように、可変フィルタ３の同調周波数が所望の受
信周波数に等しく、局発信号またはその高調波信号の周
波数が所望の受信周波数より0.5GHz高い周波数となるた
めの制御電圧が出力される。
に示すように、可変フィルタ３の同調周波数が所望の受
信周波数に等しく、局発信号またはその高調波信号の周
波数が所望の受信周波数より0.5GHz高い周波数となるた
めの制御電圧が出力される。
10は、校正指令信号を受けて、局部発振器８の局発周
波数と、可変フィルタ３の同調周波数とが、設定された
校正周波数となるための発振制御電圧と同調制御電圧と
を、トラッキング制御手段９に代って出力するととも
に、可変減衰器２の減衰量を最大に設定する校正制御手
段である。
波数と、可変フィルタ３の同調周波数とが、設定された
校正周波数となるための発振制御電圧と同調制御電圧と
を、トラッキング制御手段９に代って出力するととも
に、可変減衰器２の減衰量を最大に設定する校正制御手
段である。
11〜13は、校正制御手段10からの切換信号によって、
校正制御手段10の各制御電圧をそれぞれ可変減衰器２、
局部発振器８および可変フィルタ制御手段４へ切換え入
力させるスイッチである。
校正制御手段10の各制御電圧をそれぞれ可変減衰器２、
局部発振器８および可変フィルタ制御手段４へ切換え入
力させるスイッチである。
14は、高調波ミキサ６から可変フィルタ３の入力側に
リークされる局発信号またはその高調波信号を検波する
検波回路、15は、検波回路14の出力レベルを表示する表
示器である。
リークされる局発信号またはその高調波信号を検波する
検波回路、15は、検波回路14の出力レベルを表示する表
示器である。
なお、16は、通常のスペクトラム測定時の可変減衰器
２の減衰量を制御する減衰量制御回路である。
２の減衰量を制御する減衰量制御回路である。
次にこの受信装置の動作を説明する。
仮に、レベルや周波数が刻々と変化する不規則な測定
信号が入力されていて、この測定信号によるトラッキン
グ補正ができない状態で、第６図に示すように可変フィ
ルタ３の同調周波数と局発周波数との差が、手動補正回
路５の補正量αが零の状態で0.5GHzよりΔｆだけトラッ
キングずれを起しているものとする。
信号が入力されていて、この測定信号によるトラッキン
グ補正ができない状態で、第６図に示すように可変フィ
ルタ３の同調周波数と局発周波数との差が、手動補正回
路５の補正量αが零の状態で0.5GHzよりΔｆだけトラッ
キングずれを起しているものとする。
ここで例えば、校正周波数として4GHzを設定し、校正
指令信号を校正制御手段10に入力すると、可変減衰器２
の減衰量が最大に設定されるとともに、可変フィルタ３
の同調周波数および局部発振器８の局発周波数が4GHzと
なるための同調制御電圧V4、発振制御電圧V2（第４図参
照）が、可変フィルタ制御回路４と局部発振器８にそれ
ぞれ出力される。
指令信号を校正制御手段10に入力すると、可変減衰器２
の減衰量が最大に設定されるとともに、可変フィルタ３
の同調周波数および局部発振器８の局発周波数が4GHzと
なるための同調制御電圧V4、発振制御電圧V2（第４図参
照）が、可変フィルタ制御回路４と局部発振器８にそれ
ぞれ出力される。
このため、第７図に示すように可変フィルタ３の同調
周波数F1と局発周波数F2はともに4GHzの近傍に変化する
が、トラッキングずれによる周波数差Δｆだけ離調した
状態となり、検波回路14で検波された局発信号のリーク
レベルは、可変フィルタの通過特性Ａの中心（同調周波
数）よりｄだけ低いレベルとなる。
周波数F1と局発周波数F2はともに4GHzの近傍に変化する
が、トラッキングずれによる周波数差Δｆだけ離調した
状態となり、検波回路14で検波された局発信号のリーク
レベルは、可変フィルタの通過特性Ａの中心（同調周波
数）よりｄだけ低いレベルとなる。
ここで、表示器15のレベルを確認しながら手動補正回
路５を操作して、検波レベルが最大となる補正量αを可
変フィルタ制御回路４に設定すれば、可変フィルタ３の
同調周波数と局発周波数とが一致したことになり、この
補正量αのままで測定状態に戻せば、同調周波数と局発
周波数（高調波も含む）との差は中間周波数（0.5GHz）
に一致してトラッキングずれがなくなる。
路５を操作して、検波レベルが最大となる補正量αを可
変フィルタ制御回路４に設定すれば、可変フィルタ３の
同調周波数と局発周波数とが一致したことになり、この
補正量αのままで測定状態に戻せば、同調周波数と局発
周波数（高調波も含む）との差は中間周波数（0.5GHz）
に一致してトラッキングずれがなくなる。
なお、一般にトラッキングずれは、広い帯域にわたっ
てほぼ均一に起るため、前記のように4GHzでの校正を行
なった後、この校正制御状態を解除すれば、校正周波数
を含む広い帯域でトラッキングずれのない受信測定が可
能となる。
てほぼ均一に起るため、前記のように4GHzでの校正を行
なった後、この校正制御状態を解除すれば、校正周波数
を含む広い帯域でトラッキングずれのない受信測定が可
能となる。
また、この校正処理を複数の異なる校正周波数で行な
ってもよい。
ってもよい。
なお、この校正動作中に、校正周波数とほぼ等しい周
波数信号を含む測定信号が入力されても、可変減衰器２
で大きく減衰されるため、校正動作に支障はない。
波数信号を含む測定信号が入力されても、可変減衰器２
で大きく減衰されるため、校正動作に支障はない。
＜本発明の他の実施例＞ なお、前記実施例の校正制御手段は、可変フィルタの
同調周波数と局部発振器の局発周波数とが、予め設定さ
れた校正周波数となるように両者に対して制御電圧を出
力していたが、局部発振器に対する制御電圧のみを可変
して、その局発周波数またはその高調波の周波数を可変
フィルタの同調周波数に合せるようにしてもよい。
同調周波数と局部発振器の局発周波数とが、予め設定さ
れた校正周波数となるように両者に対して制御電圧を出
力していたが、局部発振器に対する制御電圧のみを可変
して、その局発周波数またはその高調波の周波数を可変
フィルタの同調周波数に合せるようにしてもよい。
また、前記実施例では、可変フィルタに対する同調制
御信号を手動によって補正するようにしていたが、第８
図に示すように、校正時に、補正回路５′からの補正量
を所定範囲自動可変しながら、検波回路14の検波レベル
をメモリ20に記憶させ、最大の検波レベルとなる補正量
を可変フィルタ制御回路４に自動設定するように、校正
制御手段10′を構成してもよい。このように構成した場
合は、例えばタイマ等から校正指令信号を所定時間毎に
出力させて、校正のタイミングも自動化できる。
御信号を手動によって補正するようにしていたが、第８
図に示すように、校正時に、補正回路５′からの補正量
を所定範囲自動可変しながら、検波回路14の検波レベル
をメモリ20に記憶させ、最大の検波レベルとなる補正量
を可変フィルタ制御回路４に自動設定するように、校正
制御手段10′を構成してもよい。このように構成した場
合は、例えばタイマ等から校正指令信号を所定時間毎に
出力させて、校正のタイミングも自動化できる。
また、前記実施例の手動補正回路５は、可変フィルタ
に対する同調制御電圧をシフト補正するようにしていた
が、受信帯域によってトラッキングのずれが均一でない
ような場合は、同調制御電圧に対する可変フィルタ制御
回路の感度の補正（傾きの補正）もできるようにしても
よい。
に対する同調制御電圧をシフト補正するようにしていた
が、受信帯域によってトラッキングのずれが均一でない
ような場合は、同調制御電圧に対する可変フィルタ制御
回路の感度の補正（傾きの補正）もできるようにしても
よい。
＜本発明の効果＞ 本発明の受信装置は、前記説明のように、校正時に、
局部発振数を可変フィルタの同調周波数に合せ、可変フ
ィルタの入力側にリークする局発信号の検波レベルが最
大となるように可変フィルタの同調周波数を設定する値
を補正することで、トラッキングのずれをなくすことが
できるため、コムジェネレータのような高価な外部発振
器を用いることなく、入力信号がない状態でも極めて簡
単にトラッキング補正を行なうことができる。
局部発振数を可変フィルタの同調周波数に合せ、可変フ
ィルタの入力側にリークする局発信号の検波レベルが最
大となるように可変フィルタの同調周波数を設定する値
を補正することで、トラッキングのずれをなくすことが
できるため、コムジェネレータのような高価な外部発振
器を用いることなく、入力信号がない状態でも極めて簡
単にトラッキング補正を行なうことができる。
第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、第
２図および第３図は、一実施例の要部の特性図、第４
図、第５図は、一実施例の要部の動作を説明するための
図、第６図および第７図は、一実施例の動作を説明する
ための図、第８図は、本発明の他の実施例の構成を示す
ブロック図である。 ２……可変減衰器、３……可変フィルタ、４……可変フ
ィルタ制御回路、５……手動補正回路、６……高調波ミ
キサ、７……中間周波フィルタ、８……局部発振器、９
……トラッキング制御手段、10……校正制御手段、14…
…検波回路。
２図および第３図は、一実施例の要部の特性図、第４
図、第５図は、一実施例の要部の動作を説明するための
図、第６図および第７図は、一実施例の動作を説明する
ための図、第８図は、本発明の他の実施例の構成を示す
ブロック図である。 ２……可変減衰器、３……可変フィルタ、４……可変フ
ィルタ制御回路、５……手動補正回路、６……高調波ミ
キサ、７……中間周波フィルタ、８……局部発振器、９
……トラッキング制御手段、10……校正制御手段、14…
…検波回路。
Claims (2)
- 【請求項１】同調周波数を可変でき、入力端子から入力
される信号成分のうち、同調周波数近傍の信号成分を選
択的に通過させる可変フィルタと、 発振制御信号に応じて局発信号の周波数を可変させる局
部発振器と、 前記可変フィルタの出力信号と前記局発信号とを周波数
混合するミキサと、 前記ミキサからの混合成分から所定の中間周波帯の信号
成分を通過させる中間周波フィルタと、 前記可変フィルタの同調周波数を所望の受信周波数にす
るための同調制御信号と、前記局発信号の周波数を、前
記所望の受信周波数の信号成分を前記中間フィルタに通
過させる周波数にするための発振制御信号とを出力する
トラッキング制御手段と、 前記同調制御信号に対応して、前記可変フィルタの同調
周波数を設定する可変フィルタ制御手段と、 前記局発信号またはその高調波信号の周波数を、前記可
変フィルタの同調周波数と等しくするための発振制御信
号を、前記トラッキング制御手段に代って、前記局部発
振器へ出力する校正制御手段と、 前記ミキサ側から前記可変フィルタの入力側にリークす
る信号のレベルを検出する検波回路と、 前記校正制御手段によって前記局発信号またはその高調
波信号の周波数が前記可変フィルタの同調周波数近傍に
設定された後、前記検波回路の検出レベルが最大となる
ように前記可変フィルタに対する前記可変フィルタ制御
手段の設定値を補正する補正手段とを備え、前記局発周
波数に対する可変フィルタの同調周波数のトラッキング
ずれを補正することを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】前記入力端子に入力される信号を減衰して
前記可変フィルタへ出力する可変減衰器を有し、 前記校正制御手段は、前記局発信号またはその高調波信
号の周波数が、前記可変フィルタの同調周波数と等しく
なるための発振制御信号を、前記トラッキング制御手段
に代って、前記局部発振器へ出力するとともに、前記可
変減衰器の減衰量が最大となるための制御信号を出力す
ることを特徴とする第１項記載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2262791A JP2832749B2 (ja) | 1990-09-30 | 1990-09-30 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2262791A JP2832749B2 (ja) | 1990-09-30 | 1990-09-30 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04139920A JPH04139920A (ja) | 1992-05-13 |
| JP2832749B2 true JP2832749B2 (ja) | 1998-12-09 |
Family
ID=17380656
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2262791A Expired - Lifetime JP2832749B2 (ja) | 1990-09-30 | 1990-09-30 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2832749B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012202760A (ja) * | 2011-03-24 | 2012-10-22 | Anritsu Corp | フィルタ校正装置及び校正方法 |
| JP6113803B2 (ja) * | 2015-09-17 | 2017-04-12 | アンリツ株式会社 | フィルタ校正装置及び校正方法 |
-
1990
- 1990-09-30 JP JP2262791A patent/JP2832749B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04139920A (ja) | 1992-05-13 |
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