JP2880717B2 - 利得制御回路 - Google Patents
利得制御回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば液晶テレビジョン受像機の画質調
整回路等に用いられる利得制御回路の改良に関する。
整回路等に用いられる利得制御回路の改良に関する。
（従来の技術） 周知のように、例えば液晶テレビジョン受像機の画質
調整回路等には、電源電圧の変動に対する利得変動を抑
えた利得制御回路が使用されている。第５図は、このよ
うな従来の利得制御回路を示している。すなわち、制御
部において、トランジスタQ1〜Q4及び抵抗R1〜R3はバイ
アス回路11を構成しており、トランジスタQ2のエミッタ
に電源電圧Vccを所定の比率で分圧した電圧が発生され
る。
調整回路等には、電源電圧の変動に対する利得変動を抑
えた利得制御回路が使用されている。第５図は、このよ
うな従来の利得制御回路を示している。すなわち、制御
部において、トランジスタQ1〜Q4及び抵抗R1〜R3はバイ
アス回路11を構成しており、トランジスタQ2のエミッタ
に電源電圧Vccを所定の比率で分圧した電圧が発生され
る。
いま、R1＝R2とし、トランジスタQ2のエミッタ電圧を
（1/2）Vccとすると、トランジスタQ3に流れる電流は、 （1/2）Vcc/R3 となり、この電流に略等しい電流がトランジスタQ4に流
れる。
（1/2）Vccとすると、トランジスタQ3に流れる電流は、 （1/2）Vcc/R3 となり、この電流に略等しい電流がトランジスタQ4に流
れる。
また、トランジスタQ6,Q7は差動回路12を構成してお
り、トランジスタQ7はダイオード接続されている。さら
に、トランジスタQ6,Q7の各コレクタは、トランジスタQ
8,Q9よりなるカレントミラー回路13に接続され、トラン
ジスタQ6のコレクタ電流がトランジスタQ7のコレクタ及
びベースに供給される。
り、トランジスタQ7はダイオード接続されている。さら
に、トランジスタQ6,Q7の各コレクタは、トランジスタQ
8,Q9よりなるカレントミラー回路13に接続され、トラン
ジスタQ6のコレクタ電流がトランジスタQ7のコレクタ及
びベースに供給される。
そして、トランジスタQ7のベースは、抵抗R5を介して
制御端子14に接続される。この制御端子14には、可変抵
抗器Rcによって生成される接地レベル（０）〜電源電圧
レベル（Vcc）までの制御電圧Vcが印加される。
制御端子14に接続される。この制御端子14には、可変抵
抗器Rcによって生成される接地レベル（０）〜電源電圧
レベル（Vcc）までの制御電圧Vcが印加される。
ここで、 Vc＝kVcc（０≦ｋ≦１） とおくと、トランジスタQ6〜Q9がボルテージフォロワ形
式になっていることから、トランジスタQ7のベース電位
が（1/2）Vccに略等しくなる。このため、抵抗R5に流れ
る電流IR5は、 IR5＝（1/R5）｛kVcc−（1/2）Vcc｝ となる。
式になっていることから、トランジスタQ7のベース電位
が（1/2）Vccに略等しくなる。このため、抵抗R5に流れ
る電流IR5は、 IR5＝（1/R5）｛kVcc−（1/2）Vcc｝ となる。
そして、トランジスタQ8,Q9のカレントミラー比を1:1
とすると、トランジスタQ6に流れるコレクタ電流Ic6
は、 Ic6=(1/2){(1/2R3)+(1/2R5)-(k/R5)}Vcc となり、トランジスタQ7に流れるコレクタ電流Ic7は、 Ic7=(1/2){(1/2R3)-(1/2R5)+(k/R5)}Vcc で与えられる。
とすると、トランジスタQ6に流れるコレクタ電流Ic6
は、 Ic6=(1/2){(1/2R3)+(1/2R5)-(k/R5)}Vcc となり、トランジスタQ7に流れるコレクタ電流Ic7は、 Ic7=(1/2){(1/2R3)-(1/2R5)+(k/R5)}Vcc で与えられる。
ところで、制御部の出力電圧である、トランジスタQ
6,Q7のベース間電圧ΔＶは、各トランジスタQ6,Q7に流
れる電流Ic6,Ic7の比で与えられることがわかっている
ので、 ΔＶ＝VTln（Ic7/Ic6） （ただし、VTは熱電圧） となり、R3＝R5と仮定すると、 ΔＶ＝VTln｛k/（１−ｋ）｝ となって、電源電圧Vccの依存性は無いことになる。
6,Q7のベース間電圧ΔＶは、各トランジスタQ6,Q7に流
れる電流Ic6,Ic7の比で与えられることがわかっている
ので、 ΔＶ＝VTln（Ic7/Ic6） （ただし、VTは熱電圧） となり、R3＝R5と仮定すると、 ΔＶ＝VTln｛k/（１−ｋ）｝ となって、電源電圧Vccの依存性は無いことになる。
さらに、トランジスタQ6,Q7のコレクタ電流Ic6,Ic7の
比は、被制御部において差同回路15を構成するトランジ
スタQ14,Q15のコレクタ電流Ic14,Ic15の比に等しいこと
もわかっているので、 Ic14/Ic15＝Ic7/Ic6＝k/（１−ｋ） となり、 Ic14＋Ic15＝Iin であることから、出力電流Io1,Io2は、 Io1＝Ic14＝kIin Io2＝Ic15＝（１−ｋ）Iin となって、電源電圧Vccの依存性は無いことになる。
比は、被制御部において差同回路15を構成するトランジ
スタQ14,Q15のコレクタ電流Ic14,Ic15の比に等しいこと
もわかっているので、 Ic14/Ic15＝Ic7/Ic6＝k/（１−ｋ） となり、 Ic14＋Ic15＝Iin であることから、出力電流Io1,Io2は、 Io1＝Ic14＝kIin Io2＝Ic15＝（１−ｋ）Iin となって、電源電圧Vccの依存性は無いことになる。
なお、第６図は、上記制御電圧Vcに対する出力電流Io
1,Io2の関係を示している。
1,Io2の関係を示している。
したがって、電池枢動のように電源電圧Vccの変動が
大きい機器に使用すると、利得のトリフトが小さく好適
する。
大きい機器に使用すると、利得のトリフトが小さく好適
する。
ここで、上記のような利得制御回路を、テレビジョン
受像機の画質調整回路に使用した場合、その被制御部
は、第７図に示すように、交流電源Vinから出力され、
２次微分回路15を通した輝度信号と、コンデンサC1及び
抵抗R8よりなるローパスフィルタ16を通した輝度信号と
を、トランジスタQ18,Q19よりなる差動回路17で合成
し、トランジスタQ27のコレクタから出力電流Ioutを取
り出す構成となっている。
受像機の画質調整回路に使用した場合、その被制御部
は、第７図に示すように、交流電源Vinから出力され、
２次微分回路15を通した輝度信号と、コンデンサC1及び
抵抗R8よりなるローパスフィルタ16を通した輝度信号と
を、トランジスタQ18,Q19よりなる差動回路17で合成
し、トランジスタQ27のコレクタから出力電流Ioutを取
り出す構成となっている。
この場合、可変抵抗器Rcを操作して制御部の出力電圧
ΔＶを変化させることにより、２次微分回路15を通した
輝度信号とローパスフィルタ16を通した輝度信号との合
成割合が制御される。すなわち、画質ソフト方向ではト
ランジスタQ18がオン状態となり、画質シャープ時に
は、トランジスタQ19がオン状態となる。
ΔＶを変化させることにより、２次微分回路15を通した
輝度信号とローパスフィルタ16を通した輝度信号との合
成割合が制御される。すなわち、画質ソフト方向ではト
ランジスタQ18がオン状態となり、画質シャープ時に
は、トランジスタQ19がオン状態となる。
ところで、第７図に示す画質調整回路は、２次微分回
路15を通した輝度信号とローパスフィルタ16を通した輝
度信号とを合成しているので、輝度信号の高域成分がカ
ットされてしまい、高画質化及び広帯域化には不向きな
システムとなる。
路15を通した輝度信号とローパスフィルタ16を通した輝
度信号とを合成しているので、輝度信号の高域成分がカ
ットされてしまい、高画質化及び広帯域化には不向きな
システムとなる。
そこで、近時では、ローパスフィルタを通したビデオ
信号と２次微分されたビデオ信号と本来の輝度信号との
３者を制御して、画質調整を行なうようにしている。こ
の場合、画質ソフト時にはローパスフィルタを通った信
号を出力し、画質シャープ時には通常の輝度信号と２次
微分された信号とを加算した信号を出力し、画質制御の
中心では通常の輝度信号のみを出力するように、切換制
御している。
信号と２次微分されたビデオ信号と本来の輝度信号との
３者を制御して、画質調整を行なうようにしている。こ
の場合、画質ソフト時にはローパスフィルタを通った信
号を出力し、画質シャープ時には通常の輝度信号と２次
微分された信号とを加算した信号を出力し、画質制御の
中心では通常の輝度信号のみを出力するように、切換制
御している。
しかしながら、このような従来の利得制御回路では、
上述した複雑な信号切換制御を１つの制御電圧Vcの調整
のみで行なわせることができないため、実際には回路構
成が非常に複雑化し経済的に不利になっている。また、
例え制御部を２組用意したとしても、制御範囲が接地レ
ベル〜電源電圧Vccレベルまで全てオーバーラップする
ので、制御電圧Vcによって信号の切換制御を行なうこと
はできない。
上述した複雑な信号切換制御を１つの制御電圧Vcの調整
のみで行なわせることができないため、実際には回路構
成が非常に複雑化し経済的に不利になっている。また、
例え制御部を２組用意したとしても、制御範囲が接地レ
ベル〜電源電圧Vccレベルまで全てオーバーラップする
ので、制御電圧Vcによって信号の切換制御を行なうこと
はできない。
（発明が解決しようとする課題） 以上のように、従来の利得制御回路では、制御電圧の
可変範囲内で、該制御電圧レベルに応じて複数の信号の
切換制御を行なうことができないという問題を有してい
る。
可変範囲内で、該制御電圧レベルに応じて複数の信号の
切換制御を行なうことができないという問題を有してい
る。
そこで、この発明は上記事情を考慮してなされたもの
で、制御電圧の可変範囲内で、該制御電圧レベルに応じ
て複数の信号の切換制御を行ない得る極めて良好な利得
制御回路を提供することを目的とする。
で、制御電圧の可変範囲内で、該制御電圧レベルに応じ
て複数の信号の切換制御を行ない得る極めて良好な利得
制御回路を提供することを目的とする。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明に係る利得制御回路は、第１のトランジスタ
と、ダイオード接続された第２のトランジスタとをエミ
ッタ共通接続してなり、該エミッタ共通接続点に電源電
圧に比例した電流が供給されるもので、第１のトランジ
スタのコレクタ電流を第２のトランジスタのコレクタに
帰還する電流帰還回路を備えた複数の制御用差動回路
と、 この複数の制御用差動回路の第１のトランジスタとベ
ース共通接続された第３のトランジスタと、複数の制御
用差動回路の第２のトランジスタのコレクタにベースが
接続された第４のトランジスタとをエミッタ共通接続し
てなり、該エミッタ共通接続点に被制御信号が供給され
る複数の被制御用差動回路と、 複数の制御用差動回路の第２のトランジスタのベース
に、電源電圧を所定の比率で分圧して得られる制御電圧
を共通に印加する制御電圧印加手段と、 複数の制御用差動回路の第２のトランジスタのベース
または電流帰還回路に、それぞれ異なるオフセット電流
を供給するオフセット電流供給手段とを備え、 制御電圧の変化に応じて複数の被制御用差動回路から
選択的に出力信号を発生させるように構成したものであ
る。
と、ダイオード接続された第２のトランジスタとをエミ
ッタ共通接続してなり、該エミッタ共通接続点に電源電
圧に比例した電流が供給されるもので、第１のトランジ
スタのコレクタ電流を第２のトランジスタのコレクタに
帰還する電流帰還回路を備えた複数の制御用差動回路
と、 この複数の制御用差動回路の第１のトランジスタとベ
ース共通接続された第３のトランジスタと、複数の制御
用差動回路の第２のトランジスタのコレクタにベースが
接続された第４のトランジスタとをエミッタ共通接続し
てなり、該エミッタ共通接続点に被制御信号が供給され
る複数の被制御用差動回路と、 複数の制御用差動回路の第２のトランジスタのベース
に、電源電圧を所定の比率で分圧して得られる制御電圧
を共通に印加する制御電圧印加手段と、 複数の制御用差動回路の第２のトランジスタのベース
または電流帰還回路に、それぞれ異なるオフセット電流
を供給するオフセット電流供給手段とを備え、 制御電圧の変化に応じて複数の被制御用差動回路から
選択的に出力信号を発生させるように構成したものであ
る。
（作用） 上記のような構成によれば、複数の制御用差動回路の
第２のトランジスタのベースまたは電流帰還回路にそれ
ぞれ異なるオフセット電流を供給するようにしたので、
制御電圧の変化に応じて複数の被制御用差動回路から選
択的に出力信号を発生させる、つまり、制御電圧レベル
に応じて複数の信号の切換制御を行なうことができる。
第２のトランジスタのベースまたは電流帰還回路にそれ
ぞれ異なるオフセット電流を供給するようにしたので、
制御電圧の変化に応じて複数の被制御用差動回路から選
択的に出力信号を発生させる、つまり、制御電圧レベル
に応じて複数の信号の切換制御を行なうことができる。
（実施例） 以下、この発明の一実施例について図面を参照して詳
細に説明する。すなわち、第１図に示すように、トラン
ジスタQ7のコレクタ・ベース共通接続点には、オフセッ
ト電流設定用の抵抗R4を介して電源電圧Vccが印加され
ている。
細に説明する。すなわち、第１図に示すように、トラン
ジスタQ7のコレクタ・ベース共通接続点には、オフセッ
ト電流設定用の抵抗R4を介して電源電圧Vccが印加され
ている。
また、トランジスタQ10,Q11はエミッタ共通接続され
て差動回路18を構成しており、トランジスタQ10はダイ
オード接続されている。さらに、トランジスタQ10,Q11
の各コレクタは、トランジスタQ12,Q13よりなるカレン
トミラー回路19に接続され、トランジスタQ11のコレク
タ電流がトランジスタQ10のコレクタ及びベースに供給
される。
て差動回路18を構成しており、トランジスタQ10はダイ
オード接続されている。さらに、トランジスタQ10,Q11
の各コレクタは、トランジスタQ12,Q13よりなるカレン
トミラー回路19に接続され、トランジスタQ11のコレク
タ電流がトランジスタQ10のコレクタ及びベースに供給
される。
そして、トランジスタQ10のコレクタ・ベース共通接
続点は、抵抗R6を介して抵抗R5と制御端子14との接続点
に接続されるとともに、オフセット電流設定用の抵抗R7
を介して接地される。また、トランジスタQ11のベース
は、トランジスタQ6のベースと共通接続されている。さ
らに、トランジスタQ10,Q11のエミッタ共通接続点に
は、トランジスタQ3,Q4とともにカレントミラー回路20
を構成するトランジスタQ5によって、定電流が供給され
る。
続点は、抵抗R6を介して抵抗R5と制御端子14との接続点
に接続されるとともに、オフセット電流設定用の抵抗R7
を介して接地される。また、トランジスタQ11のベース
は、トランジスタQ6のベースと共通接続されている。さ
らに、トランジスタQ10,Q11のエミッタ共通接続点に
は、トランジスタQ3,Q4とともにカレントミラー回路20
を構成するトランジスタQ5によって、定電流が供給され
る。
次に、被制御部は、それぞれエミッタ共通接続された
トランジスタQ14,Q15とトランジスタQ16,Q17とトランジ
スタQ18,Q19とよりなる３つの差動回路21〜23を有して
いる。このうち、トランジスタQ14,Q17,Q18の各ベース
は共通接続され、その共通接続点はトランジスタQ6,Q11
のベース共通接続点に接続される。
トランジスタQ14,Q15とトランジスタQ16,Q17とトランジ
スタQ18,Q19とよりなる３つの差動回路21〜23を有して
いる。このうち、トランジスタQ14,Q17,Q18の各ベース
は共通接続され、その共通接続点はトランジスタQ6,Q11
のベース共通接続点に接続される。
また、トランジスタQ16,Q19の各ベースは共通接続さ
れ、その共通接続点はトランジスタQ10のコレクタ・ベ
ース共通接続点に接続される。さらに、トランジスタQ1
5のベースは、抵抗R4とトランジスタQ7のコレクタ・ベ
ース共通接続点との接続点に接続される。
れ、その共通接続点はトランジスタQ10のコレクタ・ベ
ース共通接続点に接続される。さらに、トランジスタQ1
5のベースは、抵抗R4とトランジスタQ7のコレクタ・ベ
ース共通接続点との接続点に接続される。
そして、トランジスタQ14のコレクタは、コンデンサc
1及び抵抗R8よりなるローパスフィルタ24を介して、ト
ランジスタQ15のコレクタに接続される。また、トラン
ジスタQ16,Q19のコレクタは、トランジスタQ20,Q21より
なるカレントミラー回路25に接続され、トランジスタQ2
2のコレクタ電流がトランジスタQ16のコレクタ電流に加
算されるようになっている。
1及び抵抗R8よりなるローパスフィルタ24を介して、ト
ランジスタQ15のコレクタに接続される。また、トラン
ジスタQ16,Q19のコレクタは、トランジスタQ20,Q21より
なるカレントミラー回路25に接続され、トランジスタQ2
2のコレクタ電流がトランジスタQ16のコレクタ電流に加
算されるようになっている。
ここで、トランジスタQ14,Q15とトランジスタQ16,Q17
とトランジスタQ18,Q19との各エミッタ共通接続点は、
それぞれベースに定電圧VBの印加されたトランジスタQ2
2,Q23,Q24のコレクタに接続される。これらトランジス
タQ22,Q23,Q24の各エミッタは、それぞれ抵抗R10,R11,R
13を介して接地される。
とトランジスタQ18,Q19との各エミッタ共通接続点は、
それぞれベースに定電圧VBの印加されたトランジスタQ2
2,Q23,Q24のコレクタに接続される。これらトランジス
タQ22,Q23,Q24の各エミッタは、それぞれ抵抗R10,R11,R
13を介して接地される。
また、トランジスタQ22,Q24の各エミッタには、それ
ぞれ抵抗R9,R12を介して、コンデンサCINを通した輝度
信号及び２次微分回路15を通した輝度信号が供給され
る。
ぞれ抵抗R9,R12を介して、コンデンサCINを通した輝度
信号及び２次微分回路15を通した輝度信号が供給され
る。
さらに、上記定電圧VBは、トランジスタQ25のベース
に印加される。このトランジスタQ25のエミッタは、抵
抗R14を介して接地され、コレクタはトランジスタQ26,Q
27よりなるカレントミラー回路26に接続され、トランジ
スタQ27のコレクタから出力電流Ioutが取り出される。
に印加される。このトランジスタQ25のエミッタは、抵
抗R14を介して接地され、コレクタはトランジスタQ26,Q
27よりなるカレントミラー回路26に接続され、トランジ
スタQ27のコレクタから出力電流Ioutが取り出される。
また、上記ローパスフィルタ24とトランジスタQ15の
コレクタとの接続点と、トランジスタQ16,Q20のコレク
タ共通接続点とは互いに接続され、その接続点はカレン
トミラー回路26とトランジスタQ25のコレクタとの接続
点に接続されている。
コレクタとの接続点と、トランジスタQ16,Q20のコレク
タ共通接続点とは互いに接続され、その接続点はカレン
トミラー回路26とトランジスタQ25のコレクタとの接続
点に接続されている。
上記のような構成において、以下、その動作を説明す
る。まず、被制御部において、交流電源Vinから出力さ
れコンデンサCINを介した輝度信号は、抵抗R9で電圧−
電流変換されトランジスタQ22を介した後、差動回路21
に導かれて、そのままカレントミラー回路26へ伝送され
る成分と、ローパスフィルタ24を通してカレントミラー
回路26へ伝送される成分との混合比が変えられる。
る。まず、被制御部において、交流電源Vinから出力さ
れコンデンサCINを介した輝度信号は、抵抗R9で電圧−
電流変換されトランジスタQ22を介した後、差動回路21
に導かれて、そのままカレントミラー回路26へ伝送され
る成分と、ローパスフィルタ24を通してカレントミラー
回路26へ伝送される成分との混合比が変えられる。
また、交流電源Vinから出力され２次微分回路15で２
次微分された輝度信号は、抵抗R12で電圧−電流変換さ
れトランジスタQ24を介した後、差動回路23及びカレン
トミラー回路25によって、カレントミラー回路26に伝送
する分流比が決定される。つまり、トランジスタQ23及
び抵抗R11よりなる定電流源と差動回路22とは、差動回
路23の出力直流成分とトラッキングさせる作用を行なっ
ている。
次微分された輝度信号は、抵抗R12で電圧−電流変換さ
れトランジスタQ24を介した後、差動回路23及びカレン
トミラー回路25によって、カレントミラー回路26に伝送
する分流比が決定される。つまり、トランジスタQ23及
び抵抗R11よりなる定電流源と差動回路22とは、差動回
路23の出力直流成分とトラッキングさせる作用を行なっ
ている。
ここで、制御電圧Vc＝０のとき、トランジスタQ6がオ
ン、Q7がオフであり、トランジスタQ10がオフ,Q11がオ
ンなので、トランジスタQ14がオン,Q15がオフとなり、
トランジスタQ17,Q18がオンでトランジスタQ16,Q19がオ
フとなる。このため、ローパスフィルタ24を通って輝度
信号のみがカレントミラー回路26に伝送され出力電流Io
utとなり、ソフトな画質が得られるようになる。
ン、Q7がオフであり、トランジスタQ10がオフ,Q11がオ
ンなので、トランジスタQ14がオン,Q15がオフとなり、
トランジスタQ17,Q18がオンでトランジスタQ16,Q19がオ
フとなる。このため、ローパスフィルタ24を通って輝度
信号のみがカレントミラー回路26に伝送され出力電流Io
utとなり、ソフトな画質が得られるようになる。
また、制御電圧Vc＝（1/2）Vccのとき、トランジスタ
Q6がオフ、Q7がオンであり、トランジスタQ10がオフ,Q1
1がオンなので、トランジスタQ14がオフ,Q15がオンとな
り、トランジスタQ17,Q18がオンでトランジスタQ16,Q19
がオフとなる。このとき、トランジスタQ15のコレクタ
電流、つまり通常の輝度信号のみがカレントミラー回路
26に伝送され出力電流Ioutとなり、標準的な画質が得ら
れるようになる。
Q6がオフ、Q7がオンであり、トランジスタQ10がオフ,Q1
1がオンなので、トランジスタQ14がオフ,Q15がオンとな
り、トランジスタQ17,Q18がオンでトランジスタQ16,Q19
がオフとなる。このとき、トランジスタQ15のコレクタ
電流、つまり通常の輝度信号のみがカレントミラー回路
26に伝送され出力電流Ioutとなり、標準的な画質が得ら
れるようになる。
さらに、制御電圧Vc＝Vccのとき、トランジスタQ6が
オフ、Q7がオンであり、トランジスタQ10がオン,Q11が
オフなので、トランジスタQ14がオフ,Q15がオンとな
り、トランジスタQ17,Q18がオフでトランジスタQ16,Q19
がオンとなる。このとき、トランジスタQ15,Q19の合成
コレクタ電流、つまり通常の輝度信号と２次微分された
輝度信号とを合成した信号がカレントミラー回路26に伝
送され出力電流Ioutとなり、シャープな画質が得られる
ようになる。
オフ、Q7がオンであり、トランジスタQ10がオン,Q11が
オフなので、トランジスタQ14がオフ,Q15がオンとな
り、トランジスタQ17,Q18がオフでトランジスタQ16,Q19
がオンとなる。このとき、トランジスタQ15,Q19の合成
コレクタ電流、つまり通常の輝度信号と２次微分された
輝度信号とを合成した信号がカレントミラー回路26に伝
送され出力電流Ioutとなり、シャープな画質が得られる
ようになる。
上記実施例のような構成によれば、制御部を構成する
２組の差動回路12,18の、各ダイオード接続されたトラ
ンジスタQ7,Q11のベースに、抵抗R4,R7によりそれぞれ
異なるオフセット電流を供給するようにしたので、制御
電圧Vcを変化させることによって、複数の被制御用の差
動回路21〜23から選択的に輝度信号を得ることができ
る。
２組の差動回路12,18の、各ダイオード接続されたトラ
ンジスタQ7,Q11のベースに、抵抗R4,R7によりそれぞれ
異なるオフセット電流を供給するようにしたので、制御
電圧Vcを変化させることによって、複数の被制御用の差
動回路21〜23から選択的に輝度信号を得ることができ
る。
ここで、制御部の差動回路12について解析する。い
ま、トランジスタQ2のエミッタ電位を（1/2）VccとしR3
＝R4とすると、トランジスタQ4に流れる電流は、略全て
抵抗R4を通って流れるので、Vc≧（1/2）Vccの領域で
は、トランジスタQ6がオフ,Q7がオンとなる。また、Vc
＜（1/2）Vccの領域では、抵抗R5を通って電流が可変抵
抗器Rcに流出される。
ま、トランジスタQ2のエミッタ電位を（1/2）VccとしR3
＝R4とすると、トランジスタQ4に流れる電流は、略全て
抵抗R4を通って流れるので、Vc≧（1/2）Vccの領域で
は、トランジスタQ6がオフ,Q7がオンとなる。また、Vc
＜（1/2）Vccの領域では、抵抗R5を通って電流が可変抵
抗器Rcに流出される。
このため、トランジスタQ6,Q7のコレクタ電流Ic6,Ic7
は、 Ic6＝（1/2）［｛（1/2）−ｋ｝/R］Vcc Ic7＝（1/2）［（1/R3）−｛（1/2）−ｋ｝/R5］Vcc となり、R5＝（1/2）R3とすると、 Ic7/Ic6 ＝k/｛（1/2）−ｋ｝（０≦ｋ≦1/2） となる。
は、 Ic6＝（1/2）［｛（1/2）−ｋ｝/R］Vcc Ic7＝（1/2）［（1/R3）−｛（1/2）−ｋ｝/R5］Vcc となり、R5＝（1/2）R3とすると、 Ic7/Ic6 ＝k/｛（1/2）−ｋ｝（０≦ｋ≦1/2） となる。
そこで、第５図に示した従来例と同様の被制御部を制
御したとすると、出力電流Io1,Io2は、 Io1＝2kIin Io2＝（１−2k）Iin となり、電源電圧Vccの依存性はない。この場合、制御
範囲は、第２図中a,bに示すように、０〜（1/2）Vccま
でとなり、（1/2）Vcc〜Vccの範囲では（1/2）Vccでの
出力状態が保持される。
御したとすると、出力電流Io1,Io2は、 Io1＝2kIin Io2＝（１−2k）Iin となり、電源電圧Vccの依存性はない。この場合、制御
範囲は、第２図中a,bに示すように、０〜（1/2）Vccま
でとなり、（1/2）Vcc〜Vccの範囲では（1/2）Vccでの
出力状態が保持される。
一方、制御部の差動回路18では、ダイオード接続され
たトランジスタQ10のベースが、抵抗R7を介して接地端
に接続されているため、制御範囲は、第２図中c,dに示
すように、（1/2）Vcc〜Vccとなる。この場合の出力電
流Io1,Io2は、 Io1＝（２−2k）Iin Io2＝（2k−１）Iin となる。
たトランジスタQ10のベースが、抵抗R7を介して接地端
に接続されているため、制御範囲は、第２図中c,dに示
すように、（1/2）Vcc〜Vccとなる。この場合の出力電
流Io1,Io2は、 Io1＝（２−2k）Iin Io2＝（2k−１）Iin となる。
次に、第３図及び第４図は、それぞれこの発明の他の
実施例を示すもので、電流帰還を行なうカレントミラー
回路13オフセット電流を供給するようにしたものであ
る。すなわち、第３図に示すものは、トランジスタQ28,
Q29及び抵抗R1〜R3よりなるバイアス回路27によって、
トランジスタQ28のエミッタ電位が（1/2）Vccになるの
で、抵抗R3の値によってカレントミラー回路13に供給す
るオフセット電流を決定することができる。この場合、
第５図に示した被制御部を接続したときの出力特性は、
第２図中a,bに示すようになり、出力電圧ΔＶは、（1/
2）Vcc＋VBE（VBEはトランジスタのベース・エミッタ間
電圧）の電位に発生される。
実施例を示すもので、電流帰還を行なうカレントミラー
回路13オフセット電流を供給するようにしたものであ
る。すなわち、第３図に示すものは、トランジスタQ28,
Q29及び抵抗R1〜R3よりなるバイアス回路27によって、
トランジスタQ28のエミッタ電位が（1/2）Vccになるの
で、抵抗R3の値によってカレントミラー回路13に供給す
るオフセット電流を決定することができる。この場合、
第５図に示した被制御部を接続したときの出力特性は、
第２図中a,bに示すようになり、出力電圧ΔＶは、（1/
2）Vcc＋VBE（VBEはトランジスタのベース・エミッタ間
電圧）の電位に発生される。
また、第４図に示すものは、トランジスタQ7だけでな
くトランジスタQ6もダイオード接続したもので、第５図
に示した被制御部を接続したときの出力特性は、第２図
中a,bに示すようになり、出力電圧ΔＶは、Vcc-VBEの電
位に発生される。
くトランジスタQ6もダイオード接続したもので、第５図
に示した被制御部を接続したときの出力特性は、第２図
中a,bに示すようになり、出力電圧ΔＶは、Vcc-VBEの電
位に発生される。
なお、この発明は上記各実施例に限定されるものでは
なく、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して
実施することができる。
なく、この外その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して
実施することができる。
［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、制御電圧の可
変範囲内で、該制御電圧レベルに応じて複数の信号の切
換制御を行ない得る極めて良好な利得制御回路を提供す
ることができる。
変範囲内で、該制御電圧レベルに応じて複数の信号の切
換制御を行ない得る極めて良好な利得制御回路を提供す
ることができる。
第１図はこの発明に係る利得制御回路の一実施例を示す
回路構成図、第２図は同実施例を説明するための特性
図、第３図及び第４図はそれぞれこの発明の他の実施例
を示す回路構成図、第５図は従来の利得制御回路を示す
回路構成図、第６図は同従来回路を説明するための特性
図、第７図は同従来回路をテレビジョン受像機の画質調
整回路に適用した状態を示す回路構成図である。 11……バイアス回路、12……差動回路、13……カレント
ミラー回路、14……制御端子、15……２次微分回路、16
……ローパスフィルタ、17,18……差動回路、19,20……
カレントミラー回路、21〜23……差動回路、24……ロー
パスフィルタ、25,26……カレントミラー回路、27……
バイアス回路。
回路構成図、第２図は同実施例を説明するための特性
図、第３図及び第４図はそれぞれこの発明の他の実施例
を示す回路構成図、第５図は従来の利得制御回路を示す
回路構成図、第６図は同従来回路を説明するための特性
図、第７図は同従来回路をテレビジョン受像機の画質調
整回路に適用した状態を示す回路構成図である。 11……バイアス回路、12……差動回路、13……カレント
ミラー回路、14……制御端子、15……２次微分回路、16
……ローパスフィルタ、17,18……差動回路、19,20……
カレントミラー回路、21〜23……差動回路、24……ロー
パスフィルタ、25,26……カレントミラー回路、27……
バイアス回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03G 3/00 H04N 5/57
Claims (1)
- 【請求項１】第１のトランジスタと、ダイオード接続さ
れた第２のトランジスタとをエミッタ共通接続してな
り、該エミッタ共通接続点に電源電圧に比例した電流が
供給されるもので、前記第１のトランジスタのコレクタ
電流を前記第２のトランジスタのコレクタに帰還する電
流帰還回路を備えた複数の制御用差動回路と、 この複数の制御用差動回路の第１のトランジスタとベー
ス共通接続された第３のトランジスタと、前記複数の制
御用差動回路の第２のトランジスタのコレクタにベース
が接続された第４のトランジスタとをエミッタ共通接続
してなり、該エミッタ共通接続点に被制御信号が供給さ
れる複数の被制御用差動回路と、 前記複数の制御用差動回路の第２のトランジスタのベー
スに、前記電源電圧を所定の比率で分圧して得られる制
御電圧を共通に印加する制御電圧印加手段と、 前記複数の制御用差動回路の第２のトランジスタのベー
スまたは前記電流帰還回路に、それぞれ異なるオフセッ
ト電流を供給するオフセット電流供給手段とを具備し、 前記制御電圧の変化に応じて前記複数の被制御用差動回
路から選択的に出力信号を発生させるように構成してな
ることを特徴とする利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63291955A JP2880717B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63291955A JP2880717B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02137508A JPH02137508A (ja) | 1990-05-25 |
| JP2880717B2 true JP2880717B2 (ja) | 1999-04-12 |
Family
ID=17775628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63291955A Expired - Lifetime JP2880717B2 (ja) | 1988-11-18 | 1988-11-18 | 利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2880717B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0546113U (ja) * | 1991-11-14 | 1993-06-18 | 日本無線株式会社 | 可変アツテネータ回路 |
| CN106851909A (zh) * | 2017-02-09 | 2017-06-13 | 中山自信照明科技有限公司 | Led照明灯恒流电路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5635514A (en) * | 1979-08-31 | 1981-04-08 | Toshiba Corp | Gain control amplifier |
| JPS56140800A (en) * | 1980-04-03 | 1981-11-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Control circuit of sound volume balance |
| JPS57127310A (en) * | 1981-01-30 | 1982-08-07 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Direct current gain controller |
| JPS6193710A (ja) * | 1984-10-13 | 1986-05-12 | Rohm Co Ltd | 増幅回路 |
-
1988
- 1988-11-18 JP JP63291955A patent/JP2880717B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02137508A (ja) | 1990-05-25 |
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