JP2827913B2 - 回転ヘッド型磁気記録再生装置 - Google Patents
回転ヘッド型磁気記録再生装置Info
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- JP2827913B2 JP2827913B2 JP6199186A JP19918694A JP2827913B2 JP 2827913 B2 JP2827913 B2 JP 2827913B2 JP 6199186 A JP6199186 A JP 6199186A JP 19918694 A JP19918694 A JP 19918694A JP 2827913 B2 JP2827913 B2 JP 2827913B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は回転ヘッド型磁気記録再
生装置に関し、特に特殊再生モード時に２個の回転ヘッ
ドのうち再生信号レベルの大きい方の出力を順次選択し
つつ再生出力とする機能を有する回転ヘッド型磁気記録
再生装置に関するものである。
生装置に関し、特に特殊再生モード時に２個の回転ヘッ
ドのうち再生信号レベルの大きい方の出力を順次選択し
つつ再生出力とする機能を有する回転ヘッド型磁気記録
再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年の磁気記録再生装置（ＶＴＲ）は、
記録密度を向上せしめるために、図５に示すように２個
の磁気ヘッドＡ，Ｂで構成されており、各ヘッドＡ，Ｂ
のアジマス角度は互いに異なるように設定されている。
また、早送り再生時やスローモーション再生時のように
複数のトラックを横切って磁気ヘッドが走査する特殊再
生時に、より良好な再生信号を得るために、磁気ヘッド
Ａ，Ｂの近傍に夫々逆アジマスの補助ヘッドＢ′，Ａ′
を設け、再生時にヘッドＡとＢ′，ＢとＡ′の内再生信
号レベルの高いヘッドを順次選択して取り出すことが行
われている。
記録密度を向上せしめるために、図５に示すように２個
の磁気ヘッドＡ，Ｂで構成されており、各ヘッドＡ，Ｂ
のアジマス角度は互いに異なるように設定されている。
また、早送り再生時やスローモーション再生時のように
複数のトラックを横切って磁気ヘッドが走査する特殊再
生時に、より良好な再生信号を得るために、磁気ヘッド
Ａ，Ｂの近傍に夫々逆アジマスの補助ヘッドＢ′，Ａ′
を設け、再生時にヘッドＡとＢ′，ＢとＡ′の内再生信
号レベルの高いヘッドを順次選択して取り出すことが行
われている。
【０００３】この様な構成の磁気記録再生装置は特開昭
６１−９２０８３号公報に示されており、図６にこの選
択回路の一例を示す。
６１−９２０８３号公報に示されており、図６にこの選
択回路の一例を示す。
【０００４】図６において端子Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４
には夫々磁気ヘッドＡ，Ｂ，Ａ′，Ｂ′が接続されてい
る。１，２，３，４は夫々増幅器であり、この増幅器
１，２の出力は第１の切換え回路５に、増幅器３，４の
出力は第２の切換え回路６に夫々接続されている。
には夫々磁気ヘッドＡ，Ｂ，Ａ′，Ｂ′が接続されてい
る。１，２，３，４は夫々増幅器であり、この増幅器
１，２の出力は第１の切換え回路５に、増幅器３，４の
出力は第２の切換え回路６に夫々接続されている。
【０００５】この第１及び第２の切換え回路５，６は、
端子Ｐ３より入力される切換え信号により駆動される。
この切換え信号は回転ヘッドの回転位相に同期して作成
され、磁気テープと接して再生状態にあるヘッドＡと
Ｂ′またはＡ′とＢの出力が夫々第３の切換え回路１１
に印加されると共に、増幅器７，８を介して比較回路９
に印加されるよう構成されている。
端子Ｐ３より入力される切換え信号により駆動される。
この切換え信号は回転ヘッドの回転位相に同期して作成
され、磁気テープと接して再生状態にあるヘッドＡと
Ｂ′またはＡ′とＢの出力が夫々第３の切換え回路１１
に印加されると共に、増幅器７，８を介して比較回路９
に印加されるよう構成されている。
【０００６】比較回路９は増幅器７，８を介して印加さ
れるヘッドＡとＢ′またはＡ′とＢの再生信号のエンベ
ロープを比較し、その大小関係に応じた２値の信号を端
子Ｐ１に出力する。端子Ｐ１に出力された信号は端子Ｐ
２を介して第３の切換え回路１１に印加され、その第３
の切換え回路１１の出力として、第１及び第２の切換え
回路５，６の出力のうち出力レベルの大きい方の信号が
端子Ｂ１に出力されるよう構成されている。
れるヘッドＡとＢ′またはＡ′とＢの再生信号のエンベ
ロープを比較し、その大小関係に応じた２値の信号を端
子Ｐ１に出力する。端子Ｐ１に出力された信号は端子Ｐ
２を介して第３の切換え回路１１に印加され、その第３
の切換え回路１１の出力として、第１及び第２の切換え
回路５，６の出力のうち出力レベルの大きい方の信号が
端子Ｂ１に出力されるよう構成されている。
【０００７】図７は比較回路９の具体的な構成例を示
す。図７において、Ｖ１，Ｖ２は増幅器７，８の出力端
子であり、９１，９２はエンベロープ検波回路，９３は
レベル比較回路，９４はヒステリシス特性を有するシュ
ミットトリガ回路である。
す。図７において、Ｖ１，Ｖ２は増幅器７，８の出力端
子であり、９１，９２はエンベロープ検波回路，９３は
レベル比較回路，９４はヒステリシス特性を有するシュ
ミットトリガ回路である。
【０００８】エンベロープ検波回路９１及び９２は共に
同一構成であり、増幅器７，８の各出力Ｖ１，Ｖ２をそ
れベース入力とするエミッタフォロワトランジスタＱ
１，Ｑ４と、これ等トランジスタＱ１，Ｑ４の動作電流
源となる定電流源Ｉ１，Ｉ２と、積分時定数を定める抵
抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９と、外付けの積分用コ
ンデンサＣＡ，ＣＢとを有する。
同一構成であり、増幅器７，８の各出力Ｖ１，Ｖ２をそ
れベース入力とするエミッタフォロワトランジスタＱ
１，Ｑ４と、これ等トランジスタＱ１，Ｑ４の動作電流
源となる定電流源Ｉ１，Ｉ２と、積分時定数を定める抵
抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９と、外付けの積分用コ
ンデンサＣＡ，ＣＢとを有する。
【０００９】また、レベル比較回路９３はこれ等エンベ
ロープ検波回路９１，９２のエンベロープ出力を差動入
力とする差動トランジスタＱ２，Ｑ３と、これら差動ト
ランジスタＱ２，Ｑ３の動作電流を供給する定電流源Ｉ
３と、トランジスタＱ２のコレクタ負荷抵抗Ｒ７とから
なり、この負荷抵抗Ｒ７によりレベル比較出力が導出さ
れる。
ロープ検波回路９１，９２のエンベロープ出力を差動入
力とする差動トランジスタＱ２，Ｑ３と、これら差動ト
ランジスタＱ２，Ｑ３の動作電流を供給する定電流源Ｉ
３と、トランジスタＱ２のコレクタ負荷抵抗Ｒ７とから
なり、この負荷抵抗Ｒ７によりレベル比較出力が導出さ
れる。
【００１０】シュミットトリガ回路９４はこのレベル比
較出力をベース入力とするエミッタフォロワトランジス
タＱ５と、このトランジスタＱ５の動作電流を供給する
定電流源Ｉ５と、トランジスタＱ５のエミッタフォロワ
出力をベース入力とする差動トランジスタＱ６及びＱ７
と、この差動トランジスタＱ６のコレクタ負荷抵抗Ｒ１
と、差動トランジスタＱ６，Ｑ７の動作電流源となる定
電流源Ｉ５とを有する。
較出力をベース入力とするエミッタフォロワトランジス
タＱ５と、このトランジスタＱ５の動作電流を供給する
定電流源Ｉ５と、トランジスタＱ５のエミッタフォロワ
出力をベース入力とする差動トランジスタＱ６及びＱ７
と、この差動トランジスタＱ６のコレクタ負荷抵抗Ｒ１
と、差動トランジスタＱ６，Ｑ７の動作電流源となる定
電流源Ｉ５とを有する。
【００１１】更に、このシュミットトリガ回路９４は、
ヒステリシス特性を定める抵抗Ｒ２と、トランジスタＱ
７のコレクタ電流を入力としてトランジスタＱ８，Ｑ９
からなるカレントミラー回路と、このカレントミラー回
路のミラー出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒ３と、この
抵抗Ｒ３による変換電圧をベース入力としてコレクタか
らディジタルデータとして出力するトランジスタＱ１０
と、このトランジスタＱ１０のコレクタ負荷抵抗Ｒ４と
を含んでいる。
ヒステリシス特性を定める抵抗Ｒ２と、トランジスタＱ
７のコレクタ電流を入力としてトランジスタＱ８，Ｑ９
からなるカレントミラー回路と、このカレントミラー回
路のミラー出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒ３と、この
抵抗Ｒ３による変換電圧をベース入力としてコレクタか
らディジタルデータとして出力するトランジスタＱ１０
と、このトランジスタＱ１０のコレクタ負荷抵抗Ｒ４と
を含んでいる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ここで問題になるの
は、端子Ａ１〜Ａ４，Ｂ１，Ｃ１〜Ｃ２以外は集積回路
内部にあり、端子Ａ１〜Ａ４に入力される平均的な信号
レベルが、機種（例えばＮＴＳＣ方式用ＶＴＲとＰＡＬ
方式用ＶＴＲ）により異なる時は、図８，９にて説明す
る様な不都合が生じ、集積回路が複数必要かつ集積回路
のバラツキにより、そのつど外付け部品を選定しなけれ
ばならない。
は、端子Ａ１〜Ａ４，Ｂ１，Ｃ１〜Ｃ２以外は集積回路
内部にあり、端子Ａ１〜Ａ４に入力される平均的な信号
レベルが、機種（例えばＮＴＳＣ方式用ＶＴＲとＰＡＬ
方式用ＶＴＲ）により異なる時は、図８，９にて説明す
る様な不都合が生じ、集積回路が複数必要かつ集積回路
のバラツキにより、そのつど外付け部品を選定しなけれ
ばならない。
【００１３】図８において、Ａ，Ｂは夫々増幅器７，８
の出力波形を模式的に示したものであり、図９のＡ，Ｂ
はそのエンペロープ検波出力を示す。
の出力波形を模式的に示したものであり、図９のＡ，Ｂ
はそのエンペロープ検波出力を示す。
【００１４】シュミットトリガ回路９４は、切換え点近
傍においての切換え動作を安定するため、信号Ａ，Ｂ間
に予め定められたスレッシュルド（閾値）レベルにＴ１
以上の差が生じた時に切換えられるようヒステリシスを
有するよう構成されている。
傍においての切換え動作を安定するため、信号Ａ，Ｂ間
に予め定められたスレッシュルド（閾値）レベルにＴ１
以上の差が生じた時に切換えられるようヒステリシスを
有するよう構成されている。
【００１５】従って、図９（ａ）のｔ１の点で切換え信
号が生じ、第３の切換え回路１１の出力は同図（ｂ）の
ようになる。一方、増幅器７，８の平均出力レベルが同
図（ｃ）のＡ′，Ｂ′に示すように小さい場合、スレシ
ョルドレベルのレベル差（ヒステリシス幅）Ｔ１が不変
であれば、ｔ２の点で切換え信号が生じ、第３の切換え
回路１１の出力は同図（ｄ）のようになる。
号が生じ、第３の切換え回路１１の出力は同図（ｂ）の
ようになる。一方、増幅器７，８の平均出力レベルが同
図（ｃ）のＡ′，Ｂ′に示すように小さい場合、スレシ
ョルドレベルのレベル差（ヒステリシス幅）Ｔ１が不変
であれば、ｔ２の点で切換え信号が生じ、第３の切換え
回路１１の出力は同図（ｄ）のようになる。
【００１６】この同図（ｂ）と同図（ｄ）の波形から明
らかなように、レベルの小さい入力の場合、両信号
Ａ′，Ｂ′のレベルが一致した点から実際に切替える点
（同図（ｃ）のｔ２の点）がｔ１の点に比べ遅れること
となり、それだけ再生信号レベルの小さい区間を実際に
使用することになる。
らかなように、レベルの小さい入力の場合、両信号
Ａ′，Ｂ′のレベルが一致した点から実際に切替える点
（同図（ｃ）のｔ２の点）がｔ１の点に比べ遅れること
となり、それだけ再生信号レベルの小さい区間を実際に
使用することになる。
【００１７】このスレッショルドレベルのレベル差であ
るヒステリシス幅Ｔ１は、実際外付け部品を調整すれば
可変できるが、集積回路のバラツキを考慮して、部品を
その都度選定し調整しなければならない。
るヒステリシス幅Ｔ１は、実際外付け部品を調整すれば
可変できるが、集積回路のバラツキを考慮して、部品を
その都度選定し調整しなければならない。
【００１８】また、このシュミットトリガ回路のスレッ
ショルドレベルを考えると、トランジスタＱ６がオフで
トランジスタＱ７がオンしている状態では、そのスレッ
ショルドレベルＶＡは、 ＶＡ＝Ｒ２・ＶCC／（Ｒ１＋Ｒ２） ……（１） となる。この状態で、入力電圧レベルが逆転してトラン
ジスタＱ６がオンし、トランジスタＱ７がオフすると、
このときのスレッショルド電圧ＶＢは、 ＶＢ＝ＶCC−（Ｉ５＋Ｉｂ）・Ｒ１ ……（２） となる。尚、Ｉ５は定電流源Ｉ５の電流値，Ｉｂは抵抗
Ｒ２に向かって流れる電流である。
ショルドレベルを考えると、トランジスタＱ６がオフで
トランジスタＱ７がオンしている状態では、そのスレッ
ショルドレベルＶＡは、 ＶＡ＝Ｒ２・ＶCC／（Ｒ１＋Ｒ２） ……（１） となる。この状態で、入力電圧レベルが逆転してトラン
ジスタＱ６がオンし、トランジスタＱ７がオフすると、
このときのスレッショルド電圧ＶＢは、 ＶＢ＝ＶCC−（Ｉ５＋Ｉｂ）・Ｒ１ ……（２） となる。尚、Ｉ５は定電流源Ｉ５の電流値，Ｉｂは抵抗
Ｒ２に向かって流れる電流である。
【００１９】これ等スレッショルド電圧ＶＡ，ＶＢは電
源電圧ＶCCに依存しており、従ってヒステリシス幅Ｔ１
もこの電源電圧ＶCCに依存することになる。そのため
に、電源電圧が変動すると、スレッショルド電圧ＶＡ，
ＶＢのみならず、ヒステリシス幅も変動することにな
り、よって、切換え回路の切換え特性も変化してしまう
という欠点がある。
源電圧ＶCCに依存しており、従ってヒステリシス幅Ｔ１
もこの電源電圧ＶCCに依存することになる。そのため
に、電源電圧が変動すると、スレッショルド電圧ＶＡ，
ＶＢのみならず、ヒステリシス幅も変動することにな
り、よって、切換え回路の切換え特性も変化してしまう
という欠点がある。
【００２０】この切換え特性は、先の特開昭６１−９２
０８３号に示す如く外付け部品を調整すれば可変とする
ことができるが、集積回路のバラツキを考慮し部品をそ
の都度調整しなければならないことは前述した如くであ
る。
０８３号に示す如く外付け部品を調整すれば可変とする
ことができるが、集積回路のバラツキを考慮し部品をそ
の都度調整しなければならないことは前述した如くであ
る。
【００２１】本発明の目的は、レベル比較部のヒステリ
シス特性を外部から電圧を与えるのみで容易に変化自在
とした回転ヘッド型磁気記録再生装置を提供することで
ある。
シス特性を外部から電圧を与えるのみで容易に変化自在
とした回転ヘッド型磁気記録再生装置を提供することで
ある。
【００２２】本発明の他の目的は、レベル比較部のヒス
テリシス特性を電源電圧の変動に依存せず安定に設定可
変できる様にした回転ヘッド型磁気記録再生装置を提供
することである。
テリシス特性を電源電圧の変動に依存せず安定に設定可
変できる様にした回転ヘッド型磁気記録再生装置を提供
することである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】本発明による回転ヘッド
型磁気記録再生装置は、第１及び第２の磁気ヘッドの再
生信号を夫々検波して第１及び第２のエンベロープを得
る検波手段と、これ等第１及び第２のエンベロープのレ
ベル比較を行ってその大小に応じた比較結果を生成する
ヒステリシス特性の比較手段と、この比較結果に応じて
前記第１及び第２の磁気ヘッドの再生信号を択一的に導
出する切替え手段と、帰還電圧を含まない外部からの供
給電圧値に応じて前記比較手段のヒステリシス特性を直
接変化制御する制御手段とを有することを特徴とする。
型磁気記録再生装置は、第１及び第２の磁気ヘッドの再
生信号を夫々検波して第１及び第２のエンベロープを得
る検波手段と、これ等第１及び第２のエンベロープのレ
ベル比較を行ってその大小に応じた比較結果を生成する
ヒステリシス特性の比較手段と、この比較結果に応じて
前記第１及び第２の磁気ヘッドの再生信号を択一的に導
出する切替え手段と、帰還電圧を含まない外部からの供
給電圧値に応じて前記比較手段のヒステリシス特性を直
接変化制御する制御手段とを有することを特徴とする。
【００２４】
【作用】レベル比較のためのヒステリシス特性を有する
レベル比較回路において、外部からの供給電圧に応じて
ヒステリシス幅やスレッショルドレベルを変化制御する
ようにしたものであり、外付け部品が不要となって容易
な特性制御が可能となる。
レベル比較回路において、外部からの供給電圧に応じて
ヒステリシス幅やスレッショルドレベルを変化制御する
ようにしたものであり、外付け部品が不要となって容易
な特性制御が可能となる。
【００２５】
【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例について
説明する。
説明する。
【００２６】図１は本発明の実施例のブロック図であ
り、図６と同等部分は同一符号により示している。図６
と異なる部分について説明すると、ヒステリシス特性を
有する比較回路９のヒステリシス幅Ｔ１を外部より変化
制御すべくＶ―Ｉ変換回路１０が設けられており、外部
端子Ｐ４に印加された任意の供給電圧Ｖ１を電流に変換
して、この電流により比較回路９のヒステリシス幅Ｔ１
を制御するようにしたものである。
り、図６と同等部分は同一符号により示している。図６
と異なる部分について説明すると、ヒステリシス特性を
有する比較回路９のヒステリシス幅Ｔ１を外部より変化
制御すべくＶ―Ｉ変換回路１０が設けられており、外部
端子Ｐ４に印加された任意の供給電圧Ｖ１を電流に変換
して、この電流により比較回路９のヒステリシス幅Ｔ１
を制御するようにしたものである。
【００２７】図２はＶ―Ｉ変換回路１０とレベル比較回
路９との具体例回路図であり、図７と同等部分は同一符
号にて示されている。先ず、Ｖ―Ｉ変換回路１０は、ト
ランジスタＱ１５〜Ｑ２０及び定電流源Ｉ６からなる入
力段バッファ回路と、トランジスタＱ１５のベースに現
れる電圧を電流として導出する抵抗Ｒ１２と、この電流
を入力電流としてミラー出力電流を生成するために、ト
ランジスタＱ１３，Ｑ１４、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からな
るカレントミラー回路とを有してる。
路９との具体例回路図であり、図７と同等部分は同一符
号にて示されている。先ず、Ｖ―Ｉ変換回路１０は、ト
ランジスタＱ１５〜Ｑ２０及び定電流源Ｉ６からなる入
力段バッファ回路と、トランジスタＱ１５のベースに現
れる電圧を電流として導出する抵抗Ｒ１２と、この電流
を入力電流としてミラー出力電流を生成するために、ト
ランジスタＱ１３，Ｑ１４、抵抗Ｒ１０，Ｒ１１からな
るカレントミラー回路とを有してる。
【００２８】このカレントミラー回路のミラー出力電流
は、更に、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，抵抗Ｒ１３，
Ｒ１４からなる第２のカレントミラー回路へ入力され、
このミラー出力電流が差動アンプ型式のシュミットトリ
ガ回路の差動定電流Ｉ５となっている。
は、更に、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，抵抗Ｒ１３，
Ｒ１４からなる第２のカレントミラー回路へ入力され、
このミラー出力電流が差動アンプ型式のシュミットトリ
ガ回路の差動定電流Ｉ５となっている。
【００２９】かかる構成において、シュミットトリガ回
路のスレッショルドレベルであるトランジスタＱ７のベ
ース電位ＶＡは、（１）式と同様に、 ＶＡ＝Ｒ２・ＶCC／（Ｒ１＋Ｒ２） ……（３） として表わされる。トランジスタＱ６のベース電位がＶ
Ａを越えると、抵抗Ｒ１に電流（Ｉ５＋Ｉｂ）が流れる
ので、トランジスタＱ７のベース電位ＶＢが、 ＶＢ＝ＶCC−（Ｉ５＋Ｉｂ）・Ｒ１ ……（４） に低下する。
路のスレッショルドレベルであるトランジスタＱ７のベ
ース電位ＶＡは、（１）式と同様に、 ＶＡ＝Ｒ２・ＶCC／（Ｒ１＋Ｒ２） ……（３） として表わされる。トランジスタＱ６のベース電位がＶ
Ａを越えると、抵抗Ｒ１に電流（Ｉ５＋Ｉｂ）が流れる
ので、トランジスタＱ７のベース電位ＶＢが、 ＶＢ＝ＶCC−（Ｉ５＋Ｉｂ）・Ｒ１ ……（４） に低下する。
【００３０】従って、外部電圧供給端子Ｐ４の電圧を任
意に選ぶことにより、Ｉ５が設定されてシュミットトリ
ガ回路のヒステリシス特性であるヒストリシス幅を任意
に変化させることが可能となるのである。
意に選ぶことにより、Ｉ５が設定されてシュミットトリ
ガ回路のヒステリシス特性であるヒストリシス幅を任意
に変化させることが可能となるのである。
【００３１】図３は平均値レベルが小さい入力信号に対
して外部供給電圧（端子Ｐ４）を調整してヒステリシス
幅Ｔ２を調整することにより再生信号レベルの小さい区
間を使用しないようにしたものであり、図９（ｄ）の波
形と図３（ｂ）の波形とを比べればその効果は明らかと
なる。
して外部供給電圧（端子Ｐ４）を調整してヒステリシス
幅Ｔ２を調整することにより再生信号レベルの小さい区
間を使用しないようにしたものであり、図９（ｄ）の波
形と図３（ｂ）の波形とを比べればその効果は明らかと
なる。
【００３２】図４は本発明の他の実施例の回路図であ
り、図２，７と同等部分は同一符号により示す。本例で
は、外部からの供給電圧によりヒステリシス特性を変化
できるようにすると共に、スレッショルドレベルが電源
電圧ＶCCに全く依存しない様に構成したものである。
り、図２，７と同等部分は同一符号により示す。本例で
は、外部からの供給電圧によりヒステリシス特性を変化
できるようにすると共に、スレッショルドレベルが電源
電圧ＶCCに全く依存しない様に構成したものである。
【００３３】この場合のシュミットトリガ回路９４で
は、差動アンプ型式の差動対トランジスタＱ７のベース
電圧レベルを、外部端子Ｐ４の供給電圧Ｖｒに応じて変
化制御するようにしており、トランジスタＱ７のベース
とアースとの間に抵抗Ｒ１５とＰＮＰトランジスタＱ２
２との直列回路を設け、トランジスタＱ２２のベースへ
外部供給電圧Ｖｒを印加する。
は、差動アンプ型式の差動対トランジスタＱ７のベース
電圧レベルを、外部端子Ｐ４の供給電圧Ｖｒに応じて変
化制御するようにしており、トランジスタＱ７のベース
とアースとの間に抵抗Ｒ１５とＰＮＰトランジスタＱ２
２との直列回路を設け、トランジスタＱ２２のベースへ
外部供給電圧Ｖｒを印加する。
【００３４】そして、トランジスタＱ７の能動負荷とな
っているカレントミラー回路（トランジスタＱ８，Ｑ
９）の他に、更にトランジスタＱ８と共にカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタＱ２１を設け、このトラ
ンジスタＱ２１によるミラー出力電流と、更に設けられ
ている定電流源Ｉａの出力電流（Ｉａ）とを合成して抵
抗Ｒ１５の一端へ供給するようになっている。
っているカレントミラー回路（トランジスタＱ８，Ｑ
９）の他に、更にトランジスタＱ８と共にカレントミラ
ー回路を構成するトランジスタＱ２１を設け、このトラ
ンジスタＱ２１によるミラー出力電流と、更に設けられ
ている定電流源Ｉａの出力電流（Ｉａ）とを合成して抵
抗Ｒ１５の一端へ供給するようになっている。
【００３５】かかる構成において、トランジスタＱ６が
オンでトランジスタＱ７がオフの時のスレッショルド電
圧ＶＡは、 ＶＡ＝Ｖｒ＋ＶBE＋Ｉａ・Ｒ１５ ……（５） となる。尚、ＶBEはトランジスタＱ２２のベースエミッ
タ間電圧である。
オンでトランジスタＱ７がオフの時のスレッショルド電
圧ＶＡは、 ＶＡ＝Ｖｒ＋ＶBE＋Ｉａ・Ｒ１５ ……（５） となる。尚、ＶBEはトランジスタＱ２２のベースエミッ
タ間電圧である。
【００３６】この状態でトランジスタＱ６がオフ、トラ
ンジスタＱ７がオンとなると、そのときのスレッショル
ド電圧ＶＢは、 ＶＢ＝Ｖｒ＋ＶBE＋（Ｉ１５＋Ｉａ）・Ｒ１５ ……（６） となる。
ンジスタＱ７がオンとなると、そのときのスレッショル
ド電圧ＶＢは、 ＶＢ＝Ｖｒ＋ＶBE＋（Ｉ１５＋Ｉａ）・Ｒ１５ ……（６） となる。
【００３７】（５），（６）式から判るように、ヒステ
リシス特性は電源電圧ＶCCに全く無関係となり、安定な
特性を示すことになる。また、ヒステリシス幅はＩ１５
・Ｒ１５となって一定となり、これまたＶCCに依存せず
安定となるのである。
リシス特性は電源電圧ＶCCに全く無関係となり、安定な
特性を示すことになる。また、ヒステリシス幅はＩ１５
・Ｒ１５となって一定となり、これまたＶCCに依存せず
安定となるのである。
【００３８】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、レ
ベル比較器であるシュミットトリガ回路のヒステリシス
特性を外部からの供給電圧により変化自在としたので、
外付け部品が不要となり、この外付け部品のバラツキ等
の考慮をする必要がなくなって、極めて簡単に切換え特
性を可変できるという効果がある。
ベル比較器であるシュミットトリガ回路のヒステリシス
特性を外部からの供給電圧により変化自在としたので、
外付け部品が不要となり、この外付け部品のバラツキ等
の考慮をする必要がなくなって、極めて簡単に切換え特
性を可変できるという効果がある。
【００３９】特に、電源電圧の変動の多い機器では、ヒ
ステリシス特性も変動して特性が悪化するが、本発明に
よれば、ヒステリシス特性が電源電圧に無関係となるの
で、安定性が向上するという効果もある。
ステリシス特性も変動して特性が悪化するが、本発明に
よれば、ヒステリシス特性が電源電圧に無関係となるの
で、安定性が向上するという効果もある。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】本発明の一実施例の要部回路図である。
【図３】本発明の一実施例の動作を説明する図である。
【図４】本発明の他の実施例の要部回路図である。
【図５】ＶＴＲの磁気ヘッドの配置を示す平面図であ
る。
る。
【図６】従来のＶＴＲにおける再出力切換え機能のブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】図６のブロックの要部回路図である。
【図８】図６のブロックの動作を説明する図である。
【図９】図６のブロックの動作を説明する図である。
１〜４，７，８ 増幅器 ５，６，１１ 切換え回路 ９ 比較回路 １０ Ｖ―Ｉ変換回路 ９１，９２ エンベロープ検波回路 ９３ 比較回路 ９４ シュミットトリガ回路
Claims (6)
- 【請求項１】 第１及び第２の磁気ヘッドの再生信号を
夫々検波して第１及び第２のエンベロープを得る検波手
段と、これ等第１及び第２のエンベロープのレベル比較
を行ってその大小に応じた比較結果を生成するヒステリ
シス特性の比較手段と、この比較結果に応じて前記第１
及び第２の磁気ヘッドの再生信号を択一的に導出する切
替え手段と、帰還電圧を含まない外部からの供給電圧値
に応じて前記比較手段のヒステリシス特性を直接変化制
御する制御手段とを有することを特徴とする回転ヘッド
型磁気記録再生装置。 - 【請求項２】 前記制御手段は、前記供給電圧値に応じ
て前記比較手段のヒステリシス幅を変化制御するヒステ
リシス幅制御手段を有することを特徴とする請求項１記
載の回転ヘッド型磁気記録再生装置。 - 【請求項３】 前記比較手段は、定電流源を有するシュ
ミットトリガ回路を含み、前記ヒステリシス幅制御手段
は、前記供給電圧値を電流変換する変換手段と、この変
換電流に応じて前記定電流源の電流値を変化制御する電
流制御手段とを有することを特徴とする請求項２記載の
回転ヘッド型磁気記録再生装置。 - 【請求項４】 前記制御手段は、前記供給電圧値に応じ
て前記比較手段の閾値電圧レベルを制御する閾値電圧制
御手段を有することを特徴とする請求項１記載の回転ヘ
ッド型磁気記録再生装置。 - 【請求項５】 前記比較手段は、差動アンプ形式のシュ
ミットトリガ回路と、前記シュミットトリガ回路の一出
力電流を入力とするカレントミラー回路と、定電流源
と、この定電流源の電流と前記カレントミラー回路の出
力電流との合成電流が一端に供給されて前記シュミット
トリガ回路の差動トランジスタの一方のベースバイアス
を生成する抵抗素子と、この抵抗素子の他端へ前記供給
電圧を印加する印加手段とを有することを特徴とする請
求項４記載の回転ヘッド型磁気記録再生装置。 - 【請求項６】 前記印加手段はベースに前記供給電圧が
印加され、コレクタに基準電圧が印加されており、エミ
ッタに前記抵抗素子の他端が接続されていることを特徴
とする請求項５記載の回転ヘッド型磁気記録再生装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6199186A JP2827913B2 (ja) | 1994-08-24 | 1994-08-24 | 回転ヘッド型磁気記録再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6199186A JP2827913B2 (ja) | 1994-08-24 | 1994-08-24 | 回転ヘッド型磁気記録再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0863834A JPH0863834A (ja) | 1996-03-08 |
| JP2827913B2 true JP2827913B2 (ja) | 1998-11-25 |
Family
ID=16403575
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6199186A Expired - Lifetime JP2827913B2 (ja) | 1994-08-24 | 1994-08-24 | 回転ヘッド型磁気記録再生装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2827913B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6192083A (ja) * | 1984-10-11 | 1986-05-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 回転ヘツド型磁気記録再生装置 |
-
1994
- 1994-08-24 JP JP6199186A patent/JP2827913B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0863834A (ja) | 1996-03-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |