JP2825993B2 - 先行歪み線形化器 - Google Patents

先行歪み線形化器

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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波電力増幅器
の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在無線回線(radio links) で使用され
る変調は、本質的には直角振幅変調方式(QAM) であっ
て、変調された信号の劣化がそれに少なからず依存する
ところの送信機の無線周波電力増幅器に対し、極めて厳
しい線形性の要求条件を課している。
【０００３】最終増幅器(final amplifier device)から
の電力出力は、そこに導入される非線形歪みが送信機の
仕様を満足させるように、飽和電力よりも相当低くなけ
ればならない。その歪みは、高電力における振幅変調(A
M/AM) 歪み曲線及びこれも高電力における振幅変調／位
相変調(AM/PM) 変換曲線に現れる高電力における利得圧
縮によるものである。
【０００４】これらの歪みを取り除くのには、通常は上
記最終増幅器を特に大形とすることになり、従って電力
増幅部を高価なものとする。
【０００５】そのこと自体よく知られているように、送
信部に線形化回路網(linearizing network) を使用する
ことは、例えば衛星通信システムにおける搭載中継器(o
n-board repeaters)の送信機に適用する場合のように結
果的に効率の向上を伴う生成された所与の歪みに対して
低飽和の電力機器の使用を許容するか、若しくは、例え
ば該衛星通信システムにおける地球局の送信機に適用す
る場合のように最終機器の所与の飽和電力に対して増幅
器のより高い線形性を容認する。
【０００６】今日よく知られている線形化技術は「フィ
ードフォワード(feed forward)誤り制御」と名付けられ
て、補助マイクロ波増幅器を用いるすべての線形化器が
これに含まれ、該補助マイクロ波増幅器は、入力信号
と、主増幅器からの適切に減衰させられた出力である歪
んだものとの差を測定することにより得られる誤り信号
を増幅する。誤り信号は主増幅器により生成される歪み
に比例し、従ってそれは、主増幅器の出力に適当な位相
と振幅で再び加算されて、出力信号に影響する歪みを減
少させる。
【０００７】この線形化システムの優秀度すなわち品質
の程度が、誤り信号を増幅器の出力信号から減算する最
終加算器すなわち結合器の平衡に、殆ど排他的に依存す
ることは明らかである。それ故、該結合器の（振幅及び
位相の）平衡規制回路網が必要であり、それは全く複雑
なものである。のみならずそれは、それ自体が増幅器と
線形化器の複合体であって、既知の増幅器を改良するた
めに付加したものではない。
【０００８】現在のもう一つの線形化技術は、無線周波
先行歪み器(RF predistorters)すなわち最終マイクロ波
増幅器の前位(upstream)に挿入された非線形回路網であ
って、これは、最終電力増幅器の AM/AM歪み曲線及び A
M/PMの振幅位相曲線を補償して送信部のより良い線形性
を保証するために、非線形状態で作用するコンポネント
により実現された回路網を用いて入力信号を歪ませるも
のである。しかしこの既知の先行歪み器の主な不都合は
該回路網の過度の複雑さとそのための過度のコストであ
る。
【０００９】マイクロ波電力増幅器用の先行歪み線形化
器(predistortion linearizer)の一例が、本出願人によ
り1987年２月26日に出願されたイタリア国特許出願第19
497-A/87号に記述されている。
【００１０】このイタリア国特許出願には、電力増幅器
の前位に置くことができ、縦つなぎに(in cascade)配列
した位相変調器及び振幅変調器を含む主回路網(main ne
twork)を持つ先行歪み線形化器が記述されている。この
線形化器には、ベースバンド周波数での副回路網(secon
dary network) が設けられており、それは振幅に対して
入力信号の一部を検出し濾波する手段を含み、それによ
り、瞬間的な入力電力の関数である検出された信号を生
成する。一対の調整可能な利得増幅器に該検出された信
号が供給され、その一対の調整可能な利得増幅器が上記
変調器に作用して、電力増幅器の振幅非線形性と位相非
線形性の双方を独立に補償するように、非線形の応答カ
ーブをそれらの変調器に与えるようにする。
【００１１】この線形化器は、該出願に列挙された既知
の技術に比べてあらゆる利点を持っているとは云うもの
の、そこに派生した分枝の存在を主な理由としてやはり
尚、高価な且つ扱いにくい実施例となっている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従って、本発明の目的
は上述の不都合を克服してその回路構造が極めて単純化
されたマイクロ波電力増幅器用の先行歪み線形化器を示
すことである。実際それは本質的には、電力増幅器の振
幅歪み復原用の利得伸張増幅器(gain expander amplifi
er) の機能と電力増幅器の位相歪み復原用の位相シフト
・エレメントのための命令信号生成器(generator of co
mmand signal) の機能とを共に果たす単一のトランジス
タを有するものである。実施例の第１の形態にあって
は、該単一のトランジスタは最終電力増幅器の前位に置
かれ且つそれに続いて位相シフト・エレメントが置かれ
る。実施例の第２の形態にあっては、その機能が同じ最
終電力増幅器によって満たされる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の対象となるのは、その入力における信号の電
力が増加して行くのに伴って、上記利得圧縮を該利得圧
縮が飽和する前に完全に回復させるために、利得伸張器
段を構成するサブ偏波された(subpolarized)１番目のト
ランジスタと、上記１番目のトランジスタの出力電圧の
直流成分により制御されて、上記最終電力増幅器の位相
歪みを完全に相殺する位相歪みを導入する位相シフト器
と、を有して成る最終マイクロ波電力増幅器用のための
先行歪み線形化器である。
【００１４】特許請求の範囲のその他の項に記載の様々
な実施例もまた、更に本発明の対象である。
【００１５】
【実施例】以下の実施例の詳細な記述及び図面の説明に
より、本発明の対象及びその利点はさらに明瞭になろ
う。
【００１６】図１は、本発明の対象となり振幅及び位相
歪みを補償する目的で電力増幅器の前位に置かれる線形
化器の回路の実施例の一形態である。実際にはマイクロ
波電力増幅器の振幅及び位相応答カーブは典型的に図２
に示され、それは出力電力Pu(AM/AM歪みカーブ）及び入
力─出力位相変動VF(AM/PM変換カーブ）を入力電力Piの
関数として定性的な形で示す。従って線形化器は２つの
目的を持つもので、すなわち第１にはPi値におけるそれ
自身の利得を伸張して図２におけるカーブPuの折点(kne
e)が生起し該折点に対して補償し且つ飽和の直接近接部
でさえPuの直線形を続けて、後者の領域は水平ではある
が補償はされ得ない形で示される、また第２の目的は図
２におけるVFの形とは反対のやり方でそれ自身の入力─
出力位相を変化させるのである。
【００１７】図１では、RFin及びRFout がそれぞれ、無
線周波信号の入力接続点及び出力接続点(input and out
put connectors) を示す。
【００１８】C1,C2,C3,C4,C5は既知のタイプのキャパシ
タンスを示し、L1,L2 は既知のタイプのインダクタンス
を示す。
【００１９】FT1 はガリウム砒素電界効果トランジスタ
(GaAsFET) を示し、よく知られているように、ソース電
極Ｓ，ドレイン電極Ｄ，ゲート電極Ｇという３つの接続
部が設けられており、ソース電極が共通の配置で使われ
ている。R1は、FT1 の偏波抵抗(polarization resistan
ce) を示す。D1は、バラクタ・ダイオード(varactordio
de)を示す。RA1, RA2, RA3 は、それぞれが例えばマイ
クロストリップで実現する入力用、中間段階用、出力用
の普通のインピーダンス整合回路網を示す。
【００２０】VG,VP 及びV+はそれぞれ、FT1 のゲート供
給電圧、D1の陽極供給電圧及び固定した正供給電圧を示
す。
【００２１】C1及びC2は、それぞれ入力点RFin及び出力
点RFout における直流成分の阻止キャパシタンス(block
capacitances)として用いられる。C4と、回路網C3-L2
及びC5-L1 とは、信号と供給電圧VG,VP 及びV+との間の
低域通過反結合フィルタ(low-pass decoupling filter)
を形成し、C3,C4,C5はその一端を接地する。
【００２２】入力信号はC1及びRA1 を経てFT1 のゲート
に与えられる、また電圧VGもフィルタC3-L2 を経てFT1
のゲートに与えられる。FT1 のソースは接地され、一
方、ドレインにはフィルタC5-L1 及び抵抗R1を経て電圧
V+が与えられる。ダイオードD1の陰極もやはり回路網RA
2 を経てFT1 のドレインに連続的に接続し、また回路網
RA3 及びC2を経て出力点RFout に接続する。
【００２３】トランジスタFT1 は入力点 RFin に与えら
れる無線周波信号を増幅する、また固定供給電圧V+、抵
抗R1及び電圧VGは、FT1 を低偏波状態(underpolarizati
on conditions)に保つようなやり方で、すなわち（ドレ
イン─ソース電流Ids 及びゲート─ソース電圧Vgs が低
い値の）ピンチ・オフ領域の近くに動作点をもつやり方
で選定される。
【００２４】このやり方では、無線周波入力信号の電力
の増加が、デバイスの動作点を変更すること、すなわち
電流Ids の直流成分を増加することが可能である。FT1
の利得はこの電流Ids の直流成分に依存するから、後者
の増加は利得の増加をもたらし、所望の伸張効果を与え
る。
【００２５】図３は、入力点RFinの信号RFの電力Piの関
数として得られた利得カーブGiの定性的な形状を示す。
FT1 の偏波回路網のパラメータすなわちVG、R1及びV+を
変化させることにより、AM/AM 歪みカーブの補償という
観点から最適化された Gi の形を得ることができる。こ
の図はまた、Ids の直流成分の対応する定性的形状をPi
の関数として示している。
【００２６】抵抗R1の存在により、Ids の直流成分が増
加するのにつれて FT1のドレイン─ソース電圧Vds の直
流成分が減少し、従ってバラクタ・ダイオードD1の偏波
電圧VLの直流成分が減少する（実際、D1は FT1のドレイ
ンに連続的に接続している）。
【００２７】こうして、Ids の直流成分に比例する変調
信号の検出された電圧は局所化され、茲で例示したバラ
クタ・ダイオードD1のような後位(downstream)のデバイ
スにより導入される位相変動の制御信号として使われ
る。
【００２８】従って、得られた効果は上記電圧FLの変調
であり、これはよく知られているようにバラクタの内部
キャパシタンス値に影響し、それ故にそこから無線周波
信号へ導入された位相シフトに影響する。この効果は変
換カーブAM/PM を相殺するのに有益に使用できる。
【００２９】図４は位相変動FLの定性的な形状を入力信
号の電力Piの関数として示す。FLの形状は、（図４に破
線で示す）VFの形状に関してそれに影響するパラメータ
すなわちR1及びVPを適切にとることにより、その鏡像と
することができる。
【００３０】要約すれば、トランジスタFT1 は２つの機
能、すなわち AM/AM歪みカーブを相殺する利得伸張器の
機能と AM/PM変換カーブを相殺する位相シフターを直接
案内する変調電圧検出器の機能とを満たす。
【００３１】更に特定して云えば、利得伸張特性はVGを
変動させることにより調整し、位相特性はVPを変動させ
ることにより調整する。
【００３２】図１の装置は入力信号RFの動向に極めて急
速に追随する、すなわち利得伸張器及び位相シフターと
しての応答は単一RF分枝から成るので変調信号に対して
広帯域である。これは実際には大変重要なことである、
その理由は例えば衛星のトランスポンダーのように多重
搬送変調信号が広帯域の場合であっても装置を使用可能
なものとするからである。
【００３３】そればかりでなく、マイクロストリップす
なわち MIC技術(Microwave Integrated Circuit techno
logy─マイクロ波集積回路技術) により実現できる線形
化器のコンポネントの大きさ及びコスト低減に関しては
疑い得ない利点があり、該マイクロ波集積回路技術は離
散的(discrete)なパッケージされたコンポネントとMMIC
技術(Monolithic MIC technology─モノリシック・マイ
クロ波集積回路技術)で集積された「チップと布線 (chi
p-and-wire)」との双方を使用する。
【００３４】一例として図１に掲げた実施例の多数の変
形は、その発明的な着想に含まれる革新的な原理を逸脱
することなく可能である。
【００３５】線形化機能は、例えば図１の FT1型と類似
の動作条件をもたらすトランジスタから成る上記最終電
力段階により実行できる。
【００３６】このことは、図５に入力電力Piの関数とし
て示す２つの動作条件すなわち通常(Ids＝2A) 及び本発
明による変形(Ids＝0.7A) における最終電力段階の出力
電力Puの形と、やはりPiの関数として示す該最終電力段
階のトランジスタのドレイン電流の直流成分Ids の形と
を参照して数値例により説明することができる。
【００３７】最終電力段階は、線形条件で動作点 Fds＝
10V, Ids＝2Aをもつ 10dB の利得があり、また約 6-7GH
z の変調された信号周波数で出力飽和電力が Pusat＝40
dBmの GaAsFETトランジスタから成るものと仮定する。
これらの条件の下で入力電力Piの関数としての出力電力
Puの形は、図５に示されるようにパラメータ Ids＝2Aに
よれば線形化すべき折点領域(knee zone) を持つ。
【００３８】今若しトランジスタのゲート−ソース電圧
Vgs を Ids＝0.7Aになるまで減少させると線形領域の利
得は約７dBに減少する。これらの条件の下で入力電力Pi
が増加する時に Ids値もまた図に示す Idsの形に従って
名目値2Aへと増加する傾向がある。 Idsの増加は、カー
ブPu(Ids＝2A) が折点を持っていた領域内でのみトラン
ジスタの利得Giを増加させ、この場合には自己線形化効
果(self-linearization effect) が導かれる、またカー
ブPu(Ids＝0.7A) の折点領域の振幅は大幅に減少し、歪
みカーブAM/AM を相殺する。
【００３９】変換カーブAM/PM を相殺することに関して
は、位相変動は図１を用いて説明した最終トランジスタ
の電圧Vds により前位に案内される(upstream piloted)
既知の型の回路で相殺されることができる。
【００４０】これから説明する変形は、多重レベルの直
角振幅変調(QAM) システムで有利に利用できるものであ
る。この QAMシステムの場合には無線周波(RF)出力電力
が一定ではなく、「コンステレーション」すなわちデジ
タルに変調された正弦搬送波を表す回転（移相）ベクト
ルの端に対応する点に応じて、平均値がかなり変動す
る。図８は直角AM-PM 変調信号のコンステレーションの
配列を示す図であり、例えば64値の直角振幅変調(64 QA
M)システムの場合は、四隅に×印を付した範囲の64個の
点である。64 QAMシステムでは、RF出力電力の平均値と
最大値とには約８dBの差があるので、そこにはかなりの
電流の節約があり；出力電力Puが低いコンステレーショ
ンの低いレベルに対しては、電流Ids は0.7A程度のまま
であり、出力電力Puが高いときのさらに高いレベルに対
してのみ2Aに達する。コンステレーションの点は確率が
すべて平等であるから Ids電流の平均値は約1.1-1.2Aで
あって、2Aにはならないので、これは明らかな消費の節
約となる。線形領域の利得が10dBから７dBへ減少するこ
とは、３dBの差は電力のピーク時にのみ必要なものであ
るから、特に問題ではない。
【００４１】位相シフターの実施例の２番目の変形は図
６に示され、茲では図１と同じ記号が、同じやり方で相
互接続されている同じコンポネントを指している。
【００４２】図６では、信号に対してD1に等しくD1とは
反対方向に並列の(antiparallel)２番目のバラクタ・ダ
イオードD2(varicap diode D2)が付加されている。D2の
陽極はD1の陰極に接続され、D2の陰極は直接電圧VP2 に
より偏波されて信号に対してはフィルタ・キャパシタン
スC6を経て接地される。
【００４３】図６の実施例は、進むにせよ遅れるにせよ
位相変動を相殺したいと欲する場合に用いられる。一方
のダイオードが遅れる位相変動を相殺し、もう一方のダ
イオードが進む位相変動を相殺する、すなわち、電圧VP
及びVP2 の大きさを適切にとることにより、２つのダイ
オードの一方が動作し他方が除外されるようにすること
が可能であって、従って挿入されたD2によって進む位相
シフトが、また挿入されたD1によって遅れる位相シフト
が得られるのである。
【００４４】位相シフターの実施例の３番目の変形は図
７に示され、茲では図１と同じ記号が、同じやり方で相
互接続され同じ機能を実行する同じコンポネントを指し
ている。
【００４５】図７では、位相シフターは FT2と名付けた
GaAsFETトランジスタで実現され、ドレイン─ソース電
流Ids2≒Idss/2の直流成分をもつ通常の増幅器として機
能するようなやり方で偏波される。後者は Vgs＝0 に対
してドレイン電流の最大値となる。
【００４６】R2は FT2の負荷抵抗を示す。C7,C8,C9は既
知のタイプのキャパシタンスを示し、L3,L4 は既知のタ
イプのインダクタンスを示す。C9と回路網 C7-L3及びC8
-L4 とは、信号と出力点RFout に対する供給電圧、 FT2
のゲートに対する供給電圧及び FT2のドレインに対する
供給電圧との間の低域通過反結合フィルタを形成し、C
7,C8,C9はその一端を接地する。RA4 は、RA1,RA2,RA3
と同じ機能を持つ出力整合回路網である。
【００４７】FT2のゲート─ソース電圧の直流成分を変
動させることにより、ドレイン電流Ids の直流成分の変
動が得られるが、これは FT2が線形動作状態にあるから
FT2のゲート─ソース・キャパシタンス値を除き FT2の
利得に認知できるほどの変動を生じさせるものではな
い。得られた効果は図１のバラクタ・ダイオードD1によ
りもたらされるもの、すなわち AM/PM変換カーブを相殺
する出力信号RFout の位相FLの変動（図４参照）と等価
である。
【００４８】この場合にもまた、（R1の両端にある FT1
の直流成分Ids に比例する）変調信号の変調中に検出さ
れた電圧が、 FT2により導入された位相変動の制御信号
として用いられる。この制御信号を FT2に持ってくるた
めには、２つのトランジスタFT1及びFT2 を連続的に一
対にし、所望の位相変動が先行か遅延かにそれぞれ依存
して正位相か反転位相かでR1からとった電圧を FT2に持
ってくる必要がある。
【００４９】位相遅延を導入するためには、図７にAMP
と記したコンポネント、すなわち可変利得で変調入力信
号帯域の少なくとも２倍の幅の通過帯域をもつ連続反転
増幅器を用いることが出来る。AMP は、R1の一端で FT1
のドレイン電圧の直流成分を受信し増幅して、これを符
号を換えてフィルタC7-L3 を経て FT2のゲートに供給
し、それにより FT2のゲート電圧の直流成分の変調効果
を得る。この効果は FT2のキャパシタンスCgs の変動に
翻訳される。
【００５０】AMP は任意の既知のタイプの逆転段で実現
できる。もし GaAsFETトランジスタで実現されるなら、
図７の全回路を簡単な経済的な実施例のMMIC技術で集積
化できる。
【００５１】もし FT2が位相の進むものではなく遅れる
ものであれば、逆転しないということを除き、AMP は同
一の特性を持つであろう。
【００５２】もう１つの変形として、上記実施例の各種
形態で所要のトランジスタを別のタイプ、例えばバイポ
ーラ形とすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の対象である線形化器の１番目
の実施例の概略回路図である。
【図２】図２は、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Piの関数として
その傾向を示すグラフである。
【図３】図３も、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Piの関数として
その傾向を示すグラフである。
【図４】図４も、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Piの関数として
その傾向を示すグラフである。
【図５】図５も、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Piの関数として
その傾向を示すグラフである。
【図６】図６は、図１の位相シフト・エレメントの実施
例の１番目の変形を示す図である。
【図７】図７は、上記位相シフト・エレメントの実施例
の２番目の変形を示す図である。
【図８】図８は、直角AM-PM 変調信号のコンステレーシ
ョンの配列を示す図である。
【符号の説明】
AMP 連続反転増幅器 C1,C2,C3,C4,C5,C7,C8,C9 既知のタイプのキャパシタ
ンス C6 フィルタ・キャパシタンス D1,D2 バラクタ・ダイオード FT1,FT2 ガリウム砒素電界効果トランジスタ(GaAsFE
T) L1,L2,L3,L4 既知のタイプのインダクタンス R1 偏波抵抗 R2 負荷抵抗 RA1,RA2,RA3 インピーダンス整合回路網 RA4 出力整合回路網
フロントページの続き (72)発明者 カルロ ブオーリ イタリア国 モデナ 41030 ミランド ラ ヴィア ディ ディエトロ 21 (72)発明者 ルイギ セルヴィ イタリア国 クレモナ 26010 オルメ ネータヴィア エンメ ブオナローチ ５ (56)参考文献 特開 昭64−39809（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−91551（ＪＰ，Ａ) 特公 昭49−45615（ＪＰ，Ｂ２) 特公 昭58−6327（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03F 1/32 H03H 11/04

Claims (11)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 利得圧縮と位相歪みとに支配されやすい
    最終マイクロ波電力増幅器のための、先行歪み線形化器
    において、 その入力における信号の電力が増加して行くのに伴っ
    て、上記利得圧縮をそれが飽和する前に完全に回復させ
    るために、利得伸張器段を構成するサブ偏波された１番
    目のトランジスタ(FT1) と、 上記１番目のトランジスタの出力電圧の直流成分により
    制御されて、上記最終電力増幅器が飽和する前にそれの
    位相歪みを完全に相殺する位相歪みを導入する位相シフ
    ト器(D1;D1,D2;FT2)と、を有して成ることを特徴とする
    線形化器。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の線形化器において、上
    記１番目のトランジスタ(FT1) は上記最終電力増幅器の
    前位に置かれることを特徴とする線形化器。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の線形化器において、上
    記１番目のトランジスタ(FT1) は上記最終電力増幅器で
    あることを特徴とする線形化器。
  4. 【請求項４】 請求項２又は３に記載の線形化器におい
    て、上記１番目のトランジスタ(FT1) は、ソース電極が
    共通の配置となっているガリウム砒素電界効果トランジ
    スタ(GaAsFET) であり、そのゲート偏波電圧(VG)は上記
    サブ偏波を達成するよう調整可能になっていることを特
    徴とする線形化器。
  5. 【請求項５】 請求項２又は３に記載の線形化器におい
    て、上記１番目のトランジスタ(FT1) は、エミッタ電極
    が共通の配置となっているバイポーラ・トランジスタで
    あり、そのベース偏波電圧(VG)は上記サブ偏波を達成す
    るよう調整可能になっていることを特徴とする線形化
    器。
  6. 【請求項６】 請求項２に記載の線形化器において、上
    記位相シフト器はバラクタ・ダイオード(D1)から成り、
    該バラクタ・ダイオードは上記１番目のトランジスタ(F
    T1) と並列に配置されて、直流に対しては上記１番目の
    トランジスタ(FT1) の出力と結合しており、また該ダイ
    オードの偏波電圧(VP)は調整可能になっていることを特
    徴とする線形化器。
  7. 【請求項７】 請求項２に記載の線形化器において、上
    記位相シフト器は２つの反対方向に並列のバラクタ・ダ
    イオード(D1,D2) から成り、該２つのバラクタ・ダイオ
    ードは上記１番目のトランジスタ(FT1) と並列に配置さ
    れて、直流に対しては上記１番目のトランジスタ(FT1)
    の出力と結合しており、また上記２つのダイオードの各
    々の偏波電圧(VP,VP2)はそれぞれ独立に調整可能である
    ことを特徴とする線形化器。
  8. 【請求項８】 請求項２に記載の線形化器において、上
    記位相シフト器は、上記利得伸張器段の後位に配置され
    た増幅器段であり、該増幅器段はソース電極が共通の配
    置となっている２番目のガリウム砒素電界効果トランジ
    スタ(FT2) から成り、その入力は直流に対しては上記１
    番目のトランジスタ(FT1) の出力に結合していることを
    特徴とする線形化器。
  9. 【請求項９】 請求項２に記載の線形化器において、上
    記位相シフト器は、上記利得伸張器段の後位に配置され
    た増幅器段であり、該増幅器段はエミッタ電極が共通の
    配置となっている２番目のバイポーラ・トランジスタ(F
    T2) から成り、その入力は直流に対しては上記１番目の
    トランジスタ(FT1) の出力に結合していることを特徴と
    する線形化器。
  10. 【請求項１０】 請求項８又は９に記載の線形化器にお
    いて、１番目のトランジスタと２番目のトランジスタと
    間の上記連続的結合は、広帯域反転直流電圧増幅器(AM
    P) により達成されることを特徴とする線形化器。
  11. 【請求項１１】 請求項８又は９に記載の線形化器にお
    いて、１番目のトランジスタと２番目のトランジスタと
    間の上記連続的結合は、広帯域非反転直流電圧増幅器(A
    MP) により達成されることを特徴とする線形化器。
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