JPH04252506A - 先行歪み線形化器 - Google Patents

先行歪み線形化器

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JPH04252506A
JPH04252506A JP3103450A JP10345091A JPH04252506A JP H04252506 A JPH04252506 A JP H04252506A JP 3103450 A JP3103450 A JP 3103450A JP 10345091 A JP10345091 A JP 10345091A JP H04252506 A JPH04252506 A JP H04252506A
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linearizer
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amplifier
voltage
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アントニオ　アビアッチ
Carlo Buoli
カルロ　ブオーリ
Luigi Cervi
ルイギ　セルヴィ
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波電力増幅器
の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】現在無線回線（ｒａｄｉｏ　ｌｉｎｋｓ
）　で使用される変調は、本質的には直角振幅変調方式
（ＱＡＭ）　であって、変調された信号の劣化がそれに
少なからず依存するところの送信機の無線周波電力増幅
器に対し、極めて厳しい線形性の要求条件を課している
。
【０００３】最終増幅器（ｆｉｎａｌ　ａｍｐｌｉｆｉ
ｅｒ　ｄｅｖｉｃｅ）からの電力出力は、そこに導入さ
れる非線形歪みが送信機の仕様を満足させるように、飽
和電力よりも相当低くなければならない。その歪みは、
高電力における振幅変調（ＡＭ／ＡＭ）　歪み曲線及び
これも高電力における振幅変調／位相変調（ＡＭ／ＰＭ
）　変換曲線に現れる高電力における利得圧縮によるも
のである。
【０００４】これらの歪みを取り除くのには、通常は上
記最終増幅器を特大形とすることになり、従って電力増
幅部を高価なものとする。
【０００５】そのこと自体よく知られているように、送
信部に線形化回路網（ｌｉｎｅａｒｉｚｉｎｇ　ｎｅｔ
ｗｏｒｋ）　を使用することは、例えば衛星通信システ
ムにおける搭載中継器（ｏｎ−ｂｏａｒｄ　ｒｅｐｅａ
ｔｅｒｓ）の送信機に適用する場合のように結果的に効
率の向上を伴う生成された所与の歪みに対して低飽和の
電力機器の使用を許容するか、若しくは、例えば該衛星
通信システムにおける地球局の送信機に適用する場合の
ように最終機器の所与の飽和電力に対して増幅器のより
高い線形性を容認する。
【０００６】今日よく知られている線形化技術は「フィ
ードフォワード（ｆｅｅｄ　ｆｏｒｗａｒｄ）誤り制御
」と名付けられて、補助マイクロ波増幅器を用いるすべ
ての線形化器がこれに含まれ、該補助マイクロ波増幅器
は、入力信号と、主増幅器からの適切に減衰させられた
出力である歪んだものとの差を測定することにより得ら
れる誤り信号を増幅する。誤り信号は主増幅器により生
成される歪みに比例し、従ってそれは、主増幅器の出力
に適当な位相と振幅で再び加算されて、出力信号に影響
する歪みを減少させる。
【０００７】この線形化システムの優秀度すなわち品質
の程度が、誤り信号を増幅器の出力信号から減算する最
終加算器すなわち結合器の平衡に、殆ど排他的に依存す
ることは明らかである。それ故、該結合器の（振幅及び
位相の）平衡規制回路網が必要であり、それは全く複雑
なものである。のみならずそれは、それ自体が増幅器と
線形化器の複合体であって、既知の増幅器を改良するた
めに付加したものではない。
【０００８】現在のもう一つの線形化技術は、無線周波
先行歪み器（ＲＦ　ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｅｒｓ）すな
わち最終マイクロ波増幅器の上流に挿入された非線形回
路網であって、これは、最終電力増幅器の　ＡＭ／ＡＭ
歪み曲線及び　ＡＭ／ＰＭの振幅位相曲線を補償して送
信部のより良い線形性を保証するために、非線形状態で
作用するコンポネントにより実現された回路網を用いて
入力信号を歪ませるものである。 しかしこの既知の先行歪み器の主な不都合は該回路網の
過度の複雑さとそのための過度のコストである。
【０００９】マイクロ波電力増幅器用の先行歪み線形化
器（ｐｒｅｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　ｌｉｎｅａｒｉｚｅ
ｒ）の一例が、本出願人により１９８７年２月２６日に
出願されたイタリア国特許出願第１９４９７−Ａ／８７
号に記述されている。
【００１０】該イタリア国特許出願には、縦つなぎに配
列した位相変調器と振幅変調器とを含む主回路網（ｍａ
ｉｎ　ｎｅｔｗｏｒｋ）と、入力信号の一部を振幅中に
検出しこれを濾波するための手段を含むベースバンド周
波数での副回路網（ｓｅｃｏｎｄａｒｙ　ｎｅｔｗｏｒ
ｋ）　とを有して成り、それにより、瞬間的な入力電力
の関数である検出された信号と、該検出された信号と共
に供給され、電力増幅器の振幅非線形性と位相非線形性
の双方を独立に補償するように非線形応答曲線を上記変
調器に与えるようなやり方でそれらに作用する一対の調
整可能利得増幅器とを生成するようにしたことを特徴と
する電力増幅器の上流に適用可能な先行歪み線形化器が
記述されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】この線形化器は、該出
願に列挙された既知の技術に比べてあらゆる利点を持っ
ているとは云うものの、そこに派生した分枝の存在を主
な理由としてやはり尚、高価な且つ扱いにくい実施例と
なっている。
【００１２】従って、本発明の目的は上述の不都合を克
服してその回路構造が極めて単純化されたマイクロ波電
力増幅器用の先行歪み線形化器を示すことである。実際
それは本質的には、電力増幅器の振幅歪み復原用の利得
伸張増幅器（ｇａｉｎ　ｅｘｐａｎｄｅｒ　ａｍｐｌｉ
ｆｉｅｒ）　の機能と電力増幅器の位相歪み復原用の位
相シフト・エレメントのための命令信号生成器（ｇｅｎ
ｅｒａｔｏｒ　ｏｆ　ｃｏｍｍａｎｄ　ｓｉｇｎａｌ）
　の機能とを共に果たす単一のトランジスタを有するも
のである。実施例の第１の形態にあっては、該単一のト
ランジスタは最終電力増幅器の上流に置かれ且つそれに
続いて位相シフト・エレメントが置かれる。実施例の第
２の形態にあっては、その機能は同じ最終電力増幅器に
よって満たされる。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
、本発明の対象となるのは本出願の特許請求の範囲第１
項に記載のマイクロ波電力増幅器用の先行歪み線形化器
である。
【００１４】特許請求の範囲のその他の項に記載の様々
な実施例もまた、更に本発明の対象である。
【００１５】
【実施例】以下の実施例の詳細な記述及び図面の説明に
より、本発明の対象及びその利点はさらに明瞭になろう
。
【００１６】図１は、本発明の対象となり振幅及び位相
歪みを補償する目的で電力増幅器の上流に置かれる線形
化器の回路の実施例の一形態である。実際にはマイクロ
波電力増幅器の振幅及び位相応答曲線は典型的に図２に
示され、それは出力電力Ｐｕ（ＡＭ／ＡＭ歪み曲線）及
び入力─出力位相変動ＶＦ（ＡＭ／ＰＭ変換曲線）を入
力電力Ｐｉの関数として定性的な形で示す。従って線形
化器は２つの目的を持つもので、すなわち第１にはＰｉ
値におけるそれ自身の利得を伸張して図２における曲線
Ｐｕの折点（ｋｎｅｅ）が生起し該折点に対して補償し
且つ飽和の直接近接部でさえＰｕの直線形を続けて、後
者の領域は水平ではあるがオフセットではあり得ない形
で示される、また第２の目的は図２におけるＶＦの形と
は反対のやり方でそれ自身の入力─出力位相を変化させ
るのである。
【００１７】図１では、ＲＦｉｎ及びＲＦｏｕｔ　がそ
れぞれ、無線周波信号の入力接続点及び出力接続点（ｉ
ｎｐｕｔ　ａｎｄ　ｏｕｔｐｕｔ　ｃｏｎｎｅｃｔｏｒ
ｓ）　を示す。
【００１８】Ｃ１，　Ｃ２，　Ｃ３，　Ｃ４，　Ｃ５は
既知のタイプのキャパシタンスを示し、Ｌ１，Ｌ２　は
既知のタイプのインダクタンスを示す。
【００１９】ＦＴ１　はガリウム砒素電界効果トランジ
スタ（ＧａＡｓＦＥＴ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を示し
、よく知られているように、ソース電極Ｓ、ドレイン電
極Ｄ、ゲート電極Ｇの３つの接続部を具え、共通ソース
電極配置で使われている。Ｒ１は、ＦＴ１　の極性化抵
抗（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ　ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ
）　を示す。Ｄ１は、バラクタ・ダイオード（ｖａｒａ
ｃｔｏｒ　ｄｉｏｄｅ）を示す。ＲＡ１，ＲＡ２，ＲＡ
３は、それぞれ例えばマイクロストリップで実現してい
る入力用、中間段階用、出力用の普通のインピーダンス
整合回路網を示す。
【００２０】ＶＧ，ＶＰ　及びＶ＋はそれぞれ、ＦＴ１
　のゲート供給電圧、Ｄ１の陽極供給電圧及び固定した
正供給電圧を示す。
【００２１】Ｃ１及びＣ２は、それぞれ入力点　ＲＦｉ
ｎ　及び出力点ＲＦｏｕｔ　における連続コンポネント
の阻止キャパシタンス（ｂｌｏｃｋ　ｃａｐａｃｉｔａ
ｎｃｅｓ）として用いられる。Ｃ４と回路網Ｃ３−Ｌ２
　及びＣ５−Ｌ１　とは、信号と供給電圧ＶＧ，　ＶＰ
及びＶ＋との間の低域通過反結合フィルタ（ｌｏｗ−ｐ
ａｓｓ　ｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇ　ｆｉｌｔｅｒ）を形成
し、Ｃ３，Ｃ４，Ｃ５はその一端を接地する。
【００２２】入力信号はＣ１及びＲＡ１　を経てＦＴ１
　のゲートに与えられる、また電圧ＶＧもフィルタＣ３
−Ｌ２　を経てＦＴ１　のゲートに与えられる。ＦＴ１
　のソースは接地され、一方、ドレインにはフィルタＣ
５−Ｌ１　及び抵抗Ｒ１を経て電圧Ｖ＋が与えられる。 ダイオードＤ１の陰極もやはり回路網ＲＡ２　を経てＦ
Ｔ１　のドレインに連続的に接続し、また回路網ＲＡ３
　及びＣ２を経て出力点ＲＦｏｕｔ　に接続する。
【００２３】トランジスタＦＴ１　は入力点　ＲＦｉｎ
　に与えられる無線周波信号を増幅する、また固定供給
電圧Ｖ＋、抵抗Ｒ１及び電圧ＶＧは、ＦＴ１　を低極性
化状態（ｕｎｄｅｒｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｃｏｎｄ
ｉｔｉｏｎｓ）に保つようなやり方で、すなわち（ドレ
イン─ソース電流Ｉｄｓ　及びゲート─ソース電圧Ｖｇ
ｓ　が低い値の）ピンチ・オフ領域の近くに動作点をも
つやり方で選定される。
【００２４】このやり方では、無線周波入力信号の電力
の増加が、デバイスの動作点を変更すること、すなわち
電流Ｉｄｓ　の連続コンポネントを増加することが可能
である。ＦＴ１　の利得はこの電流Ｉｄｓ　の連続コン
ポネントに依存するから、後者の増加は利得の増加をも
たらし、所望の伸張効果を与える。
【００２５】図３は、入力点ＲＦｉｎの信号ＲＦの電力
Ｐｉの関数として得られた利得曲線Ｇｉの定性的な形状
を示す。ＦＴ１　の極性化回路網のパラメータすなわち
ＶＧ、Ｒ１及びＶ＋を変化させることにより、ＡＭ／Ａ
Ｍ　歪み曲線の補償という観点から最適化された　Ｇｉ
の形を得ることができる。この図はまた、Ｉｄｓ　の連
続コンポネントの対応する定性的形状をＰｉの関数とし
て示している。
【００２６】抵抗Ｒ１の存在により、Ｉｄｓ　の連続コ
ンポネントが増加するのにつれて　ＦＴ１のドレイン─
ソース電圧Ｖｄｓ　の連続コンポネントが減少し、従っ
てバラクタ・ダイオードＤ１の極性化電圧ＶＬの連続コ
ンポネントが減少する（実際、Ｄ１は　ＦＴ１のドレイ
ンに連続的に接続している）。
【００２７】こうして、Ｉｄｓ　の連続コンポネントに
比例する変調信号の検出された電圧は局所化され、茲で
例示したバラクタ・ダイオードＤ１のような下流のデバ
イスにより導入される位相変動の制御信号として使われ
る。
【００２８】従って、得られた効果は上記電圧ＦＬの変
調であり、これはよく知られているようにバラクタの内
部キャパシタンス値に影響し、それ故にそこから無線周
波信号へ導入された位相シフトに影響する。この効果は
変換曲線ＡＭ／ＰＭ　をオフセットするのに有益に使用
できる。
【００２９】図４は位相変動ＦＬの定性的な形状を入力
信号の電力Ｐｉの関数として示す。ＦＬの形状は、（図
４に破線で示す）ＶＦの形状に関してそれに影響するパ
ラメータすなわちＲ１及びＶＰを適切にとることにより
、その鏡像とすることができる。
【００３０】要約すれば、トランジスタＦＴ１　は２つ
の機能、すなわちＡＭ／ＡＭ歪み曲線をオフセットする
利得伸張器の機能と　ＡＭ／ＰＭ変換曲線をオフセット
する位相シフターを直接案内する変調電圧検出器の機能
とを満たす。
【００３１】更に特定して云えば、利得伸張特性はＶＧ
を変動させることにより調整し、位相特性はＶＰを変動
させることにより調整する。
【００３２】図１の装置は入力信号ＲＦの動向に極めて
急速に追随する、すなわち利得伸張器及び位相シフター
としての応答は単一ＲＦ分枝から成るので変調信号に対
して広帯域である。これは実際には大変重要なことであ
る、その理由は例えば衛星のトランスポンダーのように
多重搬送変調信号が広帯域の場合であっても装置を使用
可能なものとするからである。
【００３３】そればかりでなく、マイクロストリップす
なわち　ＭＩＣ技術（Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ　Ｉｎｔｅｇ
ｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ　ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ−
マイクロ波集積回路技術−）　により実現できる線形化
器のコンポネントの大きさ及びコスト低減に関しては疑
い得ない利点があり、該マイクロ波集積回路技術は離散
的（ｄｉｓｃｒｅｔｅ）なパッケージされたコンポネン
トとＭＭＩＣ技術（Ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ　ＭＩＣ　ｔ
ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ−モノリシック・マイクロ波集積回
路技術−）　で集積された「チップと布線　（ｃｈｉｐ
−ａｎｄ−ｗｉｒｅ）」との双方を使用する。
【００３４】一例として図１に掲げた実施例の多数の変
形は、その発明的な着想に含まれる革新的な原理を逸脱
することなく可能である。
【００３５】線形化機能は、例えば図１の　ＦＴ１型と
類似の動作条件をもたらすトランジスタから成る上記最
終電力段階により実行できる。
【００３６】このことは、図５に入力電力Ｐｉの関数と
して示す２つの動作条件すなわち通常（Ｉｄｓ＝２Ａ）
　及び本発明による変形（Ｉｄｓ＝０．７Ａ）　におけ
る最終電力段階の出力電力Ｐｕの形と、やはりＰｉの関
数として示す該最終電力段階のトランジスタのドレイン
電流の連続コンポネントＩｄｓ　の形とを参照してディ
ジタルな例により説明することができる。
【００３７】最終電力段階は、線形条件で動作点　Ｆｄ
ｓ＝１０Ｖ，　Ｉｄｓ＝２Ａをもつ　１０ｄＢ　の利得
があり、また約　６−７ＧＨｚ　の変調された信号周波
数で出力飽和電力が　Ｐｕｓａｔ＝４０ｄＢｍの　Ｇａ
ＡｓＦＥＴトランジスタから成るものと仮定する。 これらの条件の下で入力電力Ｐｉの関数としての出力電
力Ｐｕの形は、図５に示されるようにパラメータ　Ｉｄ
ｓ＝２Ａによれば線形化すべき折点領域（ｋｎｅｅ　ｚ
ｏｎｅ）　を持つ。
【００３８】今若しトランジスタのゲート−ソース電圧
Ｖｇｓ　を　Ｉｄｓ＝０．７Ａになるまで減少させると
線形領域の利得は約７ｄＢに減少する。これらの条件の
下で入力電力Ｐｉが増加する時に　Ｉｄｓ値もまた図に
示す　Ｉｄｓの形に従って名目値２Ａへと増加する傾向
がある。　Ｉｄｓの増加は、曲線Ｐｕ（Ｉｄｓ＝２Ａ）
　が折点を持っていた領域内でのみトランジスタの利得
Ｇｉを増加させ、この場合には自己線形化効果（ｓｅｌ
ｆ−ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎｅｆｆｅｃｔ）　が導
かれる、また曲線Ｐｕ（Ｉｄｓ＝０．７Ａ）　の折点領
域の振幅は大幅に減少し、歪み曲線ＡＭ／ＡＭ　をオフ
セットする。
【００３９】変換曲線ＡＭ／ＰＭ　をオフセットするこ
とに関しては、位相変動は図１を用いて説明した最終ト
ランジスタの電圧Ｖｄｓ　により上流に案内される（ｕ
ｐｓｔｒｅａｍ　ｐｉｌｏｔｅｄ）既知の型の回路でオ
フセットできる。
【００４０】これから説明する変形は、ＲＦ出力電力が
定数ではなく伝送されるべきシンボルの星座（ｃｏｎｓ
ｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｓｙｍｂｏｌｓ）の点に依
存する平均値に関してかなり変動する　ＱＡＭ多重レベ
ル変調システムで有利に用いることができる、例えば　
６４ＱＡＭシステムでは平均値と最大ＲＦ出力電力との
間に約８ｄＢの差がある。そこには相当の電流の節約が
ある。それに対して出力電力Ｐｕが低い星座の低レベル
に対しては、電流Ｉｄｓ　は０．７Ａの近くに留まり、
それに対してＰｕが高い高レベルに対してのみ２Ａに達
する。 星座の点はすべて等しく確からしい（ｅｑｕａｌｌｙ　
ｐｒｏｂａｂｌｅ）から、　Ｉｄｓ電流の平均値は約１
．１−１．２Ａとなり２Ａとはならず、明らかな消費の
節約である。線形領域の利得の１０ｄＢから７ｄＢへの
減少は、３ｄＢの差が電力のピークにあってのみ必要で
あるから問題を含まない。
【００４１】位相シフターの実施例の２番目の変形は図
６に示され、茲では図１と同じ記号が、同じやり方で相
互接続されている同じコンポネントを指している。
【００４２】図６では、信号に対してＤ１に等しくＤ１
に反並列な２番目のバラクタ・ダイオードＤ２（ｖａｒ
ｉｃａｐ　ｄｉｏｄｅ　Ｄ２）が付加されている。Ｄ２
の陽極はＤ１の陰極に接続され、Ｄ２の陰極は直接電圧
ＶＰ２　により極性化されて信号に対してはフィルタ・
キャパシタンスＣ６を経て接地される。
【００４３】図６の実施例は、進むにせよ遅れるにせよ
位相変動をオフセットしたいと欲する場合に用いられる
。一方のダイオードが遅れる位相変動をオフセットし、
もう一方のダイオードが進む位相変動をオフセットする
、すなわち、電圧ＶＰ及びＶＰ２の大きさを適切にとる
ことにより、２つのダイオードの一方が動作し他方が除
外されるようにすることが可能であって、従って挿入さ
れたＤ２によって進む位相シフトが、また挿入されたＤ
１によって遅れる位相シフトが得られるのである。
【００４４】位相シフターの実施例の３番目の変形は図
７に示され、茲では図１と同じ記号が、同じやり方で相
互接続され同じ機能を実行する同じコンポネントを指し
ている。
【００４５】図７では、位相シフターは　ＦＴ２と名付
けた　ＧａＡｓＦＥＴトランジスタで実現され、ドレイ
ン─ソース電流Ｉｄｓ２≒Ｉｄｓｓ／２の連続コンポネ
ントをもつ通常の増幅器として機能するようなやり方で
極性化される。後者は　Ｖｇｓ＝０　に対してドレイン
電流の最大値となる。
【００４６】Ｒ２は　ＦＴ２の負荷抵抗を示す。Ｃ７，
Ｃ８，Ｃ９は既知のタイプのキャパシタンスを示し、Ｌ
３，Ｌ４　は既知のタイプのインダクタンスを示す。Ｃ
９と回路網　Ｃ７−Ｌ３及びＣ８−Ｌ４　とは、信号と
出力点ＲＦｏｕｔ　に対する供給電圧、　ＦＴ２のゲー
トに対する供給電圧及び　ＦＴ２のドレインに対する供
給電圧との間の低域通過反結合フィルタを形成し、Ｃ７
，　Ｃ８，　Ｃ９はその一端を接地する。ＲＡ４　は、
ＲＡ１，　ＲＡ２，　ＲＡ３　と同じ機能を持つ出力整
合回路網である。
【００４７】ＦＴ２のゲート─ソース電圧の連続コンポ
ネントを変動させることにより、ドレイン電流Ｉｄｓ　
の連続コンポネントの変動が得られるが、これは　ＦＴ
２が線形動作状態にあるから　ＦＴ２のゲート─ソース
・キャパシタンス値を除き　ＦＴ２の利得に認知できる
ほどの変動を生じさせるものではない。得られた効果は
図１のバラクタ・ダイオードＤ１によりもたらされるも
の、すなわち　ＡＭ／ＰＭ変換曲線をオフセットする出
力信号ＲＦｏｕｔ　の位相ＦＬの変動（図４参照）と等
価である。
【００４８】この場合にもまた、（Ｒ１の両端にある　
ＦＴ１の連続コンポネントＩｄｓ　に比例する）変調信
号の変調中に検出された電圧が、ＦＴ２により導入され
た位相変動の制御信号として用いられる。この制御信号
を　ＦＴ２に持ってくるためには、２つのトランジスタ
　ＦＴ１及びＦＴ２　を連続的に一対にし、所望の位相
変動が先行か遅延かにそれぞれ依存して正位相か反転位
相かでＲ１からとった電圧を　ＦＴ２に持ってくる必要
がある。
【００４９】位相遅延を導入するためには、図７にＡＭ
Ｐ　と記したコンポネント、すなわち可変利得で変調入
力信号帯域の少なくとも２倍の幅の通過帯域をもつ連続
反転増幅器を用いることが出来る。ＡＭＰ　は、Ｒ１の
一端で　ＦＴ１のドレイン電圧の連続コンポネントを受
信し増幅して、これを符号を換えてフィルタＣ７−Ｌ３
　を経て　ＦＴ２のゲートに供給し、それにより　ＦＴ
２のゲート電圧の連続コンポネントの変調効果を得る。 この効果は　ＦＴ２のキャパシタンスＣｇｓ　の変動に
翻訳される。
【００５０】ＡＭＰ　は任意の既知のタイプの逆転段で
実現できる。もしＧａＡｓＦＥＴトランジスタで実現さ
れるなら、図７の全回路を簡単な経済的な実施例のＭＭ
ＩＣ技術で集積化できる。
【００５１】もし　ＦＴ２が位相の進むものではなく遅
れるものであれば、逆転しないということを除き、ＡＭ
Ｐ　は同一の特性を持つであろう。
【００５２】もう１つの変形として、上記実施例の各種
形態で所要のトランジスタを別のタイプ、例えばバイポ
ーラ形とすることもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、本発明の対象である線形化器の１番目
の実施例の概略回路図である。
【図２】図２は、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Ｐｉの関数とし
てその傾向を示すグラフである。
【図３】図３も、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Ｐｉの関数とし
てその傾向を示すグラフである。
【図４】図４も、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Ｐｉの関数とし
てその傾向を示すグラフである。
【図５】図５も、線形化器と最終電力増幅器との特性パ
ラメータのあるものを、入力信号の電力Ｐｉの関数とし
てその傾向を示すグラフである。
【図６】図６は、図１の位相シフト・エレメントの実施
例の１番目の変形を示す図である。
【図７】図７は、上記位相シフト・エレメントの実施例
の２番目の変形を示す図である。
【符号の説明】
ＡＭＰ　　　連続反転増幅器 Ｃ１，　Ｃ２，　Ｃ３，　Ｃ４，　Ｃ５，　Ｃ７，　Ｃ
８，　Ｃ９　　既知のタイプのキャパシタンス Ｃ６　　フィルタ・キャパシタンス Ｄ１，　Ｄ２　　バラクタ・ダイオードＦＴ１，　ＦＴ
２　　ガリウム砒素電界効果トランジスタ（ＧａＡｓＦ
ＥＴ） Ｌ１，　Ｌ２，　Ｌ３，　Ｌ４　　既知のタイプのイン
ダクタンスＲ１　　極性化抵抗 Ｒ２　　負荷抵抗 ＲＡ１，　ＲＡ２，　ＲＡ３　　　インピーダンス整合
回路網ＲＡ４　　　出力整合回路網

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】　　利得圧縮と位相歪みとを生じ得る最終
    マイクロ波電力増幅器用の先行歪み線形化器において、
    その入力点で信号の電力の増加を伴う利得伸張器段を構
    成する亜極性化された１番目のトランジスタ（ＦＴ１）
    　と、上記最終電力増幅器の位相歪みをオフセットする
    位相歪みを導入する上記１番目のトランジスタの出力点
    に存在する電圧の連続コンポネントにより制御される位
    相シフター（Ｄ１；　Ｄ１，　Ｄ２；　ＦＴ２）　とを
    有することを特徴とする線形化器。
  2. 【請求項２】　　上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）
    　は上記最終電力増幅器の上流に置かれることを特徴と
    する請求項１に記載の線形化器。
  3. 【請求項３】　　上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）
    　は上記最終電力増幅器であることを特徴とする請求項
    １に記載の線形化器。
  4. 【請求項４】　　上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）
    　は、共通ソース電極配置のガリウム砒素電界効果トラ
    ンジスタであり、そのゲート極性化電圧（ＶＧ）は上記
    亜極性化を得るために調整可能であることを特徴とする
    請求項２又は３に記載の線形化器。
  5. 【請求項５】　　上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）
    　は、共通エミッタ電極配置のバイポーラであり、その
    ベース極性化電圧（ＶＧ）は上記亜極性化を得るために
    調整可能であることを特徴とする請求項２又は３に記載
    の線形化器。
  6. 【請求項６】　　上記位相シフターは、信号に対し並列
    に置かれ、上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）　の出
    力点に連続的に結合しているバラクタ・ダイオード（Ｄ
    １）から成り、該ダイオードの極性化電圧（ＶＰ）は調
    整可能であることを特徴とする請求項２に記載の線形化
    器。
  7. 【請求項７】　　上記位相シフターは、信号に対し反並
    列に置かれ、上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）　の
    出力点に連続的に結合している２つのバラクタ・ダイオ
    ード（Ｄ１，Ｄ２）　から成り、該ダイオードの各々の
    極性化電圧（ＶＰ，ＶＰ２）は独立に調整可能であるこ
    とを特徴とする請求項２に記載の線形化器。
  8. 【請求項８】　　上記位相シフターは、上記利得伸張器
    段の下流に置かれ、２番目の共通ソース電極配置のガリ
    ウム砒素電界効果トランジスタから成る増幅器段であり
    、その入力点は上記１番目のトランジスタ（ＦＴ１）　
    の出力点に連続的に結合していることを特徴とする請求
    項２に記載の線形化器。
  9. 【請求項９】　　上記位相シフターは、上記利得伸張器
    段の下流に置かれ、３番目の共通エミッタ電極配置のバ
    イポーラ・トランジスタ（ＦＴ２）　から成る増幅器段
    であり、その入力点は上記１番目のトランジスタ（ＦＴ
    １）　の出力点に連続的に結合していることを特徴とす
    る請求項２に記載の線形化器。
  10. 【請求項１０】　　１番目のトランジスタと２番目のト
    ランジスタと間の上記連続的な結合は、広帯域反転連続
    増幅器（ＡＭＰ）　により実現することを特徴とする請
    求項８又は９に記載の線形化器。
  11. 【請求項１１】　　１番目のトランジスタと２番目のト
    ランジスタと間の上記連続的な結合は、広帯域非反転連
    続増幅器（ＡＭＰ）　により実現することを特徴とする
    請求項８又は９に記載の線形化器。
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