JP2752874B2

JP2752874B2 - Ｆ２ｆ信号のデコード方法及び装置

Info

Publication number: JP2752874B2
Application number: JP5025776A
Authority: JP
Inventors: ヘルムート・シェルツァー
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1992-04-15
Filing date: 1993-02-15
Publication date: 1998-05-18
Anticipated expiration: 2013-05-18
Also published as: EP0565759B1; CA2087769A1; DE69222412D1; EP0565759A1; BR9301339A; DE69222412T2; CN1033936C; KR930022342A; KR970004683B1; JPH065006A; CN1080425A; CA2087769C; SG42858A1; US5434400A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、磁気読み取りヘツドに
よつて、磁気条片を持つデータ担持体（磁気カード）か
ら読み取られるＦ２Ｆ信号をデコードするための方法及
び装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】米国特許第４６２６６７０号において、
磁気条片を付した媒体上の条片からのコヒーレント位相
データのような時間で変化するＦ２Ｆ（フリケンシイ−
ダブル・フリケンシイ）信号をデコードして、磁気条片
にストアされたデータのビツト・セルの開始点における
磁束の間隔を検出する方法及び装置が記載されている。
更に、この方法は、そのようなビツト・セルの長さのク
ロツク、またはカウンタによつてタイミングを取ること
と、測定されるセルの直接前の少なくとも２つのビツト
・セルの平均的な長さをデイジタル的に決定すること
と、他の磁束の反転が、記録されているビツト・セルの
中点の付近にあるか否かをデイジタル的に決定すること
とを含んでいる。この公知の方法が本発明の方法とは構
成が異なつていることに加えて、この米国特許に開示さ
れた技術は、セルの境界が与えられなかつた場合や、ノ
イズ、または信号歪によつて、誤つたデコード動作が生
じ易いように思える。

【０００３】米国特許第３９５９６２６号及び同第３９
４７６６２号において、Ｆ２Ｆ信号のコード化データを
読み取る方法及び装置が開示されている。この方法及び
装置は、可変速度走査と、コード化されたデータに関し
て、歪んだ入力信号、または、記録された記録媒体中の
遷移信号の間隔の変動との両方を同時に、または別個に
調節する手段を含んでいる。これらの米国特許の技術
は、転送されたデータの周波数の変動を受け入れること
ができる。周波数が変動した転送データは、Ｆ１信号、
またはＦ２信号の何れかからの再走査のタイミング点を
最適化することによつて、正しく翻訳される。この公知
の方法及び装置は、本発明によつて与えられる解決の仕
方とは異なつている。

【０００４】１９９０年２月７日の優先日を持つヨーロ
ツパ特許出願ＥＰ−Ａ−４４１２８０において、Ｆ２Ｆ
データ信号をデコードする方法及び装置が記載されてい
る。Ｆ２Ｆ信号は、信号を表示する一連のデイジタル値
を与えるサンプルにデイジタル化し、入力信号をサンプ
ルすることによつて正確にデコードされる。信号をデコ
ードするために、インテリジエント・デイジタル・フイ
ルタが信号をデイジタル化し、信号のサンプル中のピー
クを検出し、ピークの位置及び振幅を分析して、信号を
デコードする。ガード・バンド（防護範囲）の外側にあ
るピークだけが検出される。若し、広過ぎるガード・バ
ンドによつて信号が適正にデコードすることができなか
つたならば、ガード・バンドは、最小幅のガード・バン
ドに達するまで、繰り返して狭められる。ビツトは、ビ
ツト・セルの幅に対してピーク間の変位を比較すること
によつて識別される。変位数の偶数値は、「０」ビツト
を表わし、そして、変位数の奇数値は「１」ビツトを表
わす。ビツトがデコードされた後に、若し、デコードさ
れたビツト・セルの幅が現在のビツト・セルの幅よりも
狭ければ、ビツト・セルの幅は、予め決められた値だけ
増加される。若し、許容可能なビツト・セルの最大幅の
中にピークが発見されなければ、この領域は悪い領域と
して境界付けられる。ガード・バンドとは関係なしに、
すべてのピークを分析することによつて、悪い領域中の
ビツトをデコードする試みが行なわれてきた。デコード
した後、ビツトはバイトに変換される。パリテイ及び水
平冗長検査（longitudinal redundancy check-ＬＲＣ）
が誤つたビツトを訂正するのに用いられる。デコード動
作中において、質の悪い信号の多くの出力が与えられ
る。若し、質の悪い信号が与えられたならば、これらの
信号が適正に読み取られたとしても、ホスト・コンピユ
ータは信号の質の低下を通知される。データ信号が読み
取り不能になる前に、信号の質の低下の最初の兆候が現
われたところで、カードの取り替えを行なうことができ
る。質の低下の最初の兆候が現われたカードからの信号
は、デコード可能であり、そのカードは、本発明とは異
なつた方法で読み取ることができる。

【０００５】Ｆ２Ｆ信号をエンコードしたデータ信号の
質が劣下していることがしばしば見出される。例えば、
財務用のカードとか、現金支払機用のキヤツシユ・カー
ドとか、あるいは、バー・コード用端末装置での支払い
とか、ガソリン・スタンドにおける支払いとか、電話回
線により、請求書の支払いなどの場合に使用する磁気条
片カードのように使用頻度が高い磁気カードの場合に
は、磁気カードの信号の質は非常に影響を受ける。従つ
て、磁気条片カードの読み取りから生じた信号の振幅フ
エイジング及びジツタは、カードの読み取りを再度行な
うことになり、これは、磁気条片の質を更に悪化させ
る。このことは、しばしば生じるので、もはやカードが
読み取れない事態が生じる。カードが悪いために与えら
れる種々の問題は、読み取り信号の質が低下することに
より生じるのが主な原因であることが経験上知られてい
る。これらの信号の欠陥は、フエイデイング（fading）
と、ジツタと、デイジタル信号中に付加的なスパイクを
与えるグリツチと、信号の喪失とである。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、弱い
磁気信号とか、デイジタル化された信号の欠陥とかの非
常に困難な状況の下にあつても、可能な限り正しい信号
として回復することを可能にする方法及び装置を提供す
ることにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明は、磁気データの
保持体から読み取られたＦ２Ｆ信号をデコードするため
の方法及び装置を与える。図１２を参照して本発明の実
施例の装置を説明すると、磁気読み取りヘツド９１によ
つてカードから読み取られた信号は、非常に高い利得を
有する増幅器９１２によつて増幅され、バイナリ・ロツ
キング信号を受け取るために、弁別及び積分手段９１３
において弁別される。参照時間獲得手段９１７における
このデイジタル化された信号から、開始時間値が設定さ
れ、そして、位相予測手段９１８において、ビツト・セ
ルの正しい終端を決定するために、相、即ち、フエーズ
が予測される。波形記号の相関手段９２０において、受
け取られたバイナリ信号は、正しいビツト・ストリーム
にするために、予測されたフエーズに基づいて可能性あ
るすべての波形記号の組合せで相関される。このビツト
・ストリームは、解釈可能に準備された正しいビツト・
ストリームを与えるために、ビツト復旧手段９２２によ
つて処理される。

【０００８】

【実施例】まず、本発明の理解を容易にするために、図
１において、Ｆ２Ｆ信号がエンコードされる磁気データ
を保持している参照数字２、３及び４で示された３つの
トラツクを有するカード１を参照して説明する。

【０００９】金銭を取り扱う磁気カードの適用例におい
て、図１に示されたトラツク２は、読み取り専用であ
り、これに対して、図１において参照数字３で示された
トラツクは、例えば銀行の自動支払い機からの最後の取
り引き残高のような現在の取り引き額を保存するための
書き込み用のものである。従つて、主として、トラツク
３がカード識別用読み取り器に差し向けられるような現
金自動支払い機においては、トラツク３が悪い質の信号
を発生する信号源となる可能性が高い。

【００１０】既に述べたように、図１に示したトラツク
２には書き込みは行なわれない。若し、電磁気信号の干
渉によつて、このトラツクの質が低下したとしても、そ
の後、このトラツクを再書き込みにより再生して良好な
質に戻すことは決して行なわれない。

【００１１】国際標準機構（ＩＳＯ）によつて設定され
た標準に従うと、トラツク１のビツト密度は、２１０Ｂ
ＰＩ（１インチ当りのビツト数）であり、トラツク２の
ビツト密度は７５ＢＰＩであり、トラツク３のビツト密
度は２１０ＢＰＩである。用いられる適用例において
は、約３２０００Ａ／ｍ（４００エルステツド）の低い
飽和保磁力のカードがあるけれども、他方、或る種の適
用例においては、約４８００００Ａ／ｍ（６０００エル
ステツド）を持つ高い飽和保磁力を持つカードもある。

【００１２】図２において、図示されたようなＩＳＯの
標準に従つた代表的なトラツク３は、同期用のゼロ・ビ
ツトを含むフイールド５で開始している。このフイール
ド５に続いて、メツセージＳＯＭ信号の開始を含むフイ
ールド６があり、このフイールド６に続いて、用いられ
るデータを含むデータ・フイールド７がある。データ・
フイールド７には、メツセージＥＯＭフイールド８があ
り、これに続いて、記録文字のＬＲＣを含むフイールド
９がある。最後に、同期用のゼロ・ビツトを含む最後の
フイールド１０がある。２１０ＢＰＩを持つビツト密度
を持つトラツク３のデータ・フイールド７において、約
７００ビツト程度の空間がある。

【００１３】図３において、代表的な読み取り及びデコ
ード回路のブロツク図が示されている。磁気ヘツド１１
は複数のトラツク、または１つのトラツクを読み取つ
て、通常、数ミリボルトのレベルのアナログ信号を取り
出す。古いヘツドは、カード上の磁気条片に信号を書き
込む時にグリツチを生じる。また、古いヘツドは振幅フ
エイデイング（amplitude fading）を発生する。磁気ヘ
ツド１１により検出された信号は、増幅され、そして、
増幅手段１２の中の低域フイルタに通される。信号の振
幅は、通常、約５ボルトのレベルまで入力電圧を上昇す
る。接続されている低域瀘波器は高い周波数の干渉を除
去する。ボツクス１５において、増幅器１２の出力ライ
ン上のアナログ・ヘツドの信号波の例が示されている。
この信号波は、グランド・ラインの両側に配列された矩
形の正のピーク及び負のピークとして示されている。

【００１４】増幅手段１２の中に含まれた低域瀘波器
は、良好な瀘波器として信号を最適にすることができ
る。これは、アナログからデイジタルへのコンバータ
と、デイジタル信号プロセツサを含む高価なハードウエ
アを必要とする。殆どの場合、複雑なフイルタ・アルゴ
リズムを増幅器の中に導入することは実用性がない。従
つて、例えば４極フイルタのような鋭敏なアナログ・フ
イルタが用いられる。増幅器中の瀘波作用については、
本発明には直接の関係がないから、これ以上の説明は省
略する。

【００１５】増幅手段１２によつて増幅され、瀘波され
た信号は、弁別器及び積分器を含む手段１３に入力され
る。弁別器は、アナログ形式の入力からデイジタル形式
の信号を発生する。弁別器は、通常、レベル検出器と、
弁別器の切換えレベルにおいて発生される遷移ノイズを
避けるためのヒステリヒス手段とを含んでいる。弁別器
においては、非常に小さな信号ノイズでも、出力トツグ
リング（toggling）を発生する。ボツクス１６におい
て、手段１３の出力ライン上で模式的に示された信号は
手段１４の入力信号である。手段１４は、所望のビツト
・ストリーム中で発生された「０」のビツト及び「１」
のビツトのストリーム中の弁別された信号をデコードす
るデコード手段である。

【００１６】図４を参照して、Ｆ２Ｆ信号のエンコード
技術及び関連した相、即ち、フエーズ（phase）の定義
を説明する。Ｆ２Ｆ（frequency-double frequency−周
波数−２倍周波数）コード化技術において、ビツト・セ
ルは、「０」のビツト及び「１」のビツトの両方に関し
て同じ長さであると定義されている。これは、図４で示
されている。「１」のビツト・セルの中での信号の極性
の変化は、情報「１」を表示する。「１」のビツト・セ
ルは、「０」のビツト・セル中の矩形の波形の周波数に
関して、「１」のビツト・セル中の矩形の波形の周波数
が、あたかも２倍に変化されたかのように解釈すること
ができる。図４は、「０」のビツト・セル、「１」のビ
ツト・セル、そして「０」のビツト・セルのような３つ
のビツト・セルを示している。各ビツト・セルは、夫
々、決められたフエーズＴ０を持つ１つのビツトを表わ
す。また、間隔（term）フエーズは、２つのビツト値の
変化の間の時間的な値、即ち時間値として用いられる。
獲得されたビツト「０」または「１」とは独立して、こ
の間隔フエーズは、獲得された「０」の参照（referenc
e）の間の時間値を意味する。フエーズは、常に、
「０」及び「１」のためのビツト・セルの長さである。
Ｔ０で示された時間値、つまり、時間的な間隔は、各ビ
ツトのためのフエーズとして見ることができ、フエーズ
はビツト・セルの長さに等しい。

【００１７】次に、図５乃至図８を参照して、４つの異
なつた信号の欠陥、つまり、各独立した信号レベルにお
いて生じた信号の歪を説明する。図５においては信号の
ジツタが示されている。このジツタは、最初のビツト・
セル「０」が時間値Ｔに対して縮められた時間値ｄＴに
よつて示されている。同時に、縮められた時間値ｄＴに
よつて、第２のビツト・セル「１」の最初の半分の時間
値Ｔ２は、長くされている。弁別された信号において、
獲得された各時間値は、ある程度のジツタ歪を持つてい
る。ジツタは、隣接した２つの磁束遷移の獲得時間の間
の時間差であるから、デイフオルト値の関連においてそ
のデイフオルト値が定義される。ジツタは、獲得された
時間値の相対的なエラーとしても知られている。Ｆ２Ｆ
デコード方法の定義により「０」のデイフオルト値と、
「１」のデイフオルト値とは明らかに異なつており、
「０」のデイフオルト値は、「１」のデイフオルト値の
２倍である。ジツタは、書き込み／読み取りヘツドの摩
耗とか、信号の増幅フエイジング及び回折とか、ピーク
の変位などのフアクタによつて発生される。ピークの変
位の影響は、高い密度を持つビツト・セルの読み取り信
号が、低い密度の僅かに拡げられた領域を持つビツト・
セルからの信号のようになることである。つまり、ピー
クの変位が生じると、短い時間値が長い時間値になり、
そして、長い時間値が短い時間値になる。

【００１８】図６に示した信号において、最初の「０」
ビツト・セル中に１つのグリツチと、「１」ビツト・セ
ルの最初の半分の領域中に１つのグリツチと、再び、
「０」ビツト・セルの中に２つのグリツチが含まれたも
のとして、グリツチ１７が示されている。これらのグリ
ツチ１７は、獲得された信号の中の小さなピークであ
る。これらのグリツチは、摩耗したヘツドを持つ磁気カ
ード装置の読み取り動作によつて主として発生される。
また、カードの磁気条片の磁化がノイズを含んでいるよ
うな場合には、高い増幅率を持つアナログ回路において
発生される。

【００１９】図７は、遷移の滅失、つまり遷移のドロツ
プアウト１８を示している。これらのドロツプアウト１
８は、獲得するのには余りにも小さい信号振幅であると
か、あるいは、２つ、または、それ以上の連続した遷移
が検出されなくなつた場合に生じる。これらのドロツプ
アウトは、信号の情報内容に直接悪影響を及ぼすので、
ドロツプアウトはカードに関して最も厳しい欠陥であ
る。若し、情報の消失がシステムの緊急冗長度（system
imminent redundancy）を越えるならば、デコードされ
たビツト・エラーの確率は０．５である。

【００２０】図８はフエイデイング現象を示している。
フエイデイング現象が発生すると、フエーズは信号の獲
得の間で変化する。つまり、これは、図８に示されたよ
うに、第２及び第３のビツト・セル「１」及び「０」が
第１のビツト・セルよりも短いことを意味する。フエイ
デイングの状態は、通常、カードが手操作でエンコード
される場合に生じる。つまり、カードがユーザの手によ
つて読み取り装置中を通過された時に、フエイデイング
が生じることを意味する。若し、カードの通過動作速度
が変化されたならば、これらの速度変化はエンコード・
システムによつては排除することができないから、カー
ド上のビツト密度は変化され、従つて、フエーズが変化
する。

【００２１】上述した信号の誤動作は、ジツタ、グリツ
チ、ドロツプアウト及びフエイデイングであり、これら
は、デコード処理においてエラーの問題を惹起する。従
つて、デコードされた信号中のこれらの歪によつて生じ
るエラーの発生の可能性を最小限に止めることが本発明
の目的である。また、喪失した情報を回復するためにシ
ステム冗長が使用されることも本発明の特徴である。

【００２２】Ｆ２Ｆコード化方式において、図１０に示
された波形記号の組が有効信号として使用される。図１
０の上側に示されたビツト値「０」を表わす２つの波形
記号は、周波数Ｆの低いレベルの信号と、周波数Ｆの高
いレベルの信号とを含んでいる。図１０の下部に示され
たビツト値「１」を表わす２つの波形記号は、周波数２
Ｆの低いレベルの次に高いレベルを持つ波形記号と、周
波数２Ｆの高いレベルに続く低いレベルを持つ波形記号
とを含んでいる。

【００２３】図１１において、Ｆ２Ｆコード化方式のた
めの異なつた状態を説明するための波形記号が示されて
いる。上部左隅のボツクス１９において、立ち上がりエ
ツジで開始するビツト値「０」に関する信号値Ｕを表示
する波形記号Ｕ_0rが示されている。ビツト値「１」を表
わす遷移は、この波形記号から、上部右側のボツクス２
０中に示した下向きエツジで開始し、ビツト値「１」を
表わす波形記号Ｕ_1fへ行くことにより可能となる。この
波形記号は、再度、ビツト値「１」を表示するためにそ
れ自身を繰り返すことができる。ボツクス２０から時計
方向に回つて下部右側のボツクス２１に行くと、次の遷
移は、波形記号Ｕ_0fで表示されたビツト値「０」であ
る。ボツクス２１は下向きエツジで開始するビツト値
「０」を示している。ボツクス２１から次の遷移、即ち
ビツト値「１」は、「１」を示す立ち上がりエツジで開
始するＵ_1rで示され、ボツクス２２の中に示されてい
る。この波形記号は、次のビツト値「１」を表示するた
めに、それ自身を再度繰り返すことができる。ボツクス
２２からボツクス１９に行く次の遷移は、Ｕ_1rから、ビ
ツト値「０」を持つＵ_0rへ再度行くことが可能である。
また、両頭の矢印「０」で示されているように、ボツク
ス１９中に示されている波形記号は、次に、ボツクス２
１に示されている波形記号になることができ、同様に、
ボツクス２１からボツクス１９へ行くこともできる。

【００２４】遷移に関する説明を続けると、Ｕ_0rからＵ
_1r、Ｕ_0fからＵ_1f、Ｕ_0rからＵ_1r、Ｕ_0fからＵ_1f及びＵ
_1rからＵ_0f、Ｕ_1fからＵ_0r、Ｕ_1rからＵ_1f、Ｕ_1fからＵ
_1rは、Ｆ２Ｆコード化方式の定義によつて許容されてい
ない遷移である。これは、波形記号の復旧に対して使用
することのできるシステム冗長である。本発明は、これ
らの限界条件を反映するために、重複エステイメーシヨ
ン技術を使用し、そして、「禁じられた」遷移の知識に
より、より巧妙なデコード方法を可能にしている。

【００２５】図１２は、Ｆ２Ｆの態様でデコードされた
信号をデコードし、そして、磁気データ担持媒体からデ
ータを読み取るための本発明の実施例の装置を示す図で
ある。このような磁気データ担持媒体は、異なつたトラ
ツク２、３及び４を持つ磁気条片を含む図１に示した磁
気カードであつてよい。磁気カード１は、カード読み取
り装置（図示せず）中の磁気ヘツド９１によつて読まれ
る。磁気ヘツド９１によつて読み取られた信号は、増幅
され、手段９１２中の低域フイルタを通過する。増幅器
は、高利得のものであつて、振幅が非常に小さな信号で
あつても、Ｆ２Ｆ信号方式において有効に寄与できると
認めることのできる領域に増幅することを可能とするも
のである。増幅手段９１２の出力側の上方にあるボツク
ス９１５において、増幅された状態のアナログ・ヘツド
信号が模式的に示されている。この信号は、バイナリ信
号を表わす弁別された信号を発生するために、弁別及び
積分手段９１３の入力信号として印加される。手段９１
３の出力側の上方にあるボツクス９１６において、この
弁別された信号が模式的に示されている。時間獲得手段
９１７において、予測されるフエーズに対するデイフオ
ルトが取り出される。フエーズは、ビツト・セルの開始
点から終了点までを通過する時間を選定する。この時間
は、Ｆ２Ｆ信号の定義によるコード化「０」及び「１」
の時間と同じである。フエーズを予測するための開始時
間値として使用するために、時間獲得手段９１７から参
照フエーズが取り出され、手段９１７の出力はフエーズ
予測手段９１８の入力となり、フエーズの予測は、フエ
ーズ予測手段９１８において行なわれる。

【００２６】フエーズ予測の処理において、２つの異な
つた参照フエーズ、つまり、固定参照フエーズと、可変
参照フエーズとを使用することができる。固定参照フエ
ーズにおいて、参照フエーズの値は、フエーズ予測の処
理全体の間で変更されず、従つて、参照フエーズ値は、
開始時の値と常に等しい。固定参照フエーズを使用する
方法は、時間境界（time-bound）方法と呼ばれる。可変
参照フエーズの場合、参照されるフエーズの値は、最後
に処理されたビツト・セルか、または幾つかのビツト・
セルの実際のフエーズ値に従属して変化する。従つて、
この方法は、ビツト・セルのフエイデイング（fading）
がある場合に適用することができる。可変参照フエーズ
を使用する方法は、最終（last）ウインドウ方法と呼ば
れる。

【００２７】フエーズ予測手段９１８からの出力信号
は、受け取つたバイナリ信号ストリームと、ビツト・ス
トリームを発生するために予測されたフエーズに基づく
波形記号の可能性あるすべての組合せとを相関するため
の相関手段９２０に入力される。この出力ビツト・スト
リームは、ビツト復旧手段９２２への入力とされる。ビ
ツト復旧手段９２２の出力９２３は、解釈する準備が整
つた正しいデータ・ストリームである。

【００２８】図１３は、図１２に示されたフエーズ予測
手段９１８の実施例を示すブロツク図である。加算器９
５１の入力ライン９５０において、例えば、値、
Ｔ_i-2、Ｔ_i-1、Ｔ_iを含む受け取り信号ｒ（ｔ）が印加
される。この入力信号は、隣の磁束遷移の間で測られた
時間を表わしている。加算器９５１の出力９５２におい
て、これらの値は、遅延モジユール９５３によつて加算
される。この遅延モジユール（ｚ^-1）は、その出力９５
４において、常に、前のクロツクの入力を示している。
従つて、この出力９５４において、最も新しい入力値Ｔ
_i-1、Ｔ_i-2、．．．の和が入手可能である。加算された
値、Ｔ_i、Ｔ_i-1、．．．は、ライン９５６を介して減算
器９５５に送られる。この時点で、加算値は、参照フエ
ーズＴ_refの長さと比較される。減算器９５５からの出
力ΔＴ_iは、絶対値計算器９５７に印加される。ライン
９５８を介して、この絶対値｜ΔＴ_i｜は、比較器９５
９に印加される。この比較器９５９において、実際のフ
エーズ差｜ΔＴ_i｜と、前のフエーズ差｜ΔＴ_i-1｜との
間の比較が行なわれる。若し、｜ΔＴ_i｜の新しい値が
前のフエーズ差｜ΔＴ_i-1｜よりも大きければ、クロツ
ク・パルスが発生されて、ライン９６０を介してスイツ
チ９６１に印加される。スイツチ９６１の出力９６２
は、現在の相関間隔Ｉ_nのための予測として、加算され
た時間値の現在の値である。ライン９６０上のクロツク
・パルスは、遅延モジユール９６３を、システムの数値
範囲の内の最も大きな値に設定する。この遅延モジユー
ル９６３に対して、現在の絶対値｜ΔＴ_i｜が入力さ
れ、そして、この遅延モジユールの出力は、前のフエー
ズ差｜ΔＴ_i-1｜であり、この信号は比較器９５９の入
力として印加される。

【００２９】ライン９６２上の結果の相関間隔の長さＩ
_nは、予測時間値発生手段９６４に入力される。この予
測時間値発生手段９６４において、予測値Ｔ_refを発生
するための３つの可能性がある。ボツクス９６５におい
て、予測値Ｔ_ref＝Ｉ_nである最終ウインドウ方法が示さ
れている。ボツクス９６６において、予測値Ｔ_refが一
定時間である時間境界方法が示されている。ボツクス９
６７において、予測値が実際の相関間隔の関数であるこ
とを意味する予測値Ｔ_ref＝ｆ（Ｉ_n）であるカルマン
（Kalman）フイルタ方法が示されている。予測時間値発
生手段９６４の出力Ｔ_refは、ライン９６８を経て加算
器９６９に印加され、加算器９６９の出力は減算器９５
５に印加される。システムが始動した後、初期の参照フ
エーズ値Ｔ_startがシステムの加算器９６９に印加され
る。最初のクロツクの後、この参照フエーズ値Ｔ_start
は、装置の動作を自動的（self-adaptation）にするた
めにゼロにセツトされる。従つて、ボツクス９６６の中
に示された時間境界方法の基準が用いられたならば、参
照フエーズ値は一定であり、新しいフエーズは一定の値
であるようにされる。若し、ボツクス９６５で示したよ
うに、予測時間値発生手段９６４の最終ウインドウ方法
が用いられたならば、次のフエーズのために新しく予測
される値は、最後の実際の値にセツトされ、この値は、
現在の相関間隔Ｉ_nの値を意味する。入力する次の参照
フエーズを、より正確に予測するために、カルマン・フ
イルタのような巧妙なフイルタ方法を使用することが可
能である。この方法は、予測時間値発生手段９６４のボ
ツクス９６７で示されている。また、図１３には示して
いないが、新しい参照フエーズに対して適当である非直
線性の方法の使用も可能である。

【００３０】図１２に示されたフエーズ予測手段９１８
は、最小距離予測（minimum distance estimation）回
路、または最適フエーズ予測（optimum phase estimati
on）手段のいずれかを含んでいる。最小距離予測回路に
よる方法と、最適フエーズ予測手段による方法との２つ
の異なつた実行方法を以下に説明する。

【００３１】読み取り信号の小さな振幅の磁気カードで
も読み取りが可能であるように、読み取り増幅器は、非
常に高い利得を持つように設計されなければならない。
小さな振幅の磁気カードとは、通常の値の約４％程度の
磁気読み取りヘツドからの電気信号を生じる弱い磁化の
磁気条片を持つ磁気カードを意味する。増幅器９１２の
非常に高い増幅率は、名目値の５％の磁化率において、
カードを正しく判別して読み取ることができる。非常に
高い増幅率であるこのような状況において、グリツチの
可能性は、著しく増加する。これは、飽和するまで増幅
されるノイズ及び小さなピークによるものであつて、弁
別された信号中にグリツチを発生する。グリツチを含む
代表的な入力信号は、図１４に示したようなものであ
る。図１４に示した信号は、矢印で示した４つのグリツ
チ１７を含んでいる。フエーズ予測に関する代表的な問
題は、何処にビツト・セルの終了点があるかを決めるこ
とである。グリツチ１７は、ビツト・セルの境界として
現われることがあり得る。図１４において、予測される
フエーズは、波形の上に示された短い垂直線によつて表
示されている。この短い垂直線の下に、Ｔ_i、Ｒ_i+1等の
時間値を含む信号が示されている。左から３番目のフエ
ーズ予測の短い垂直線と、左から２番目のグリツチ１７
の下向きのエツジとの間に、参照フエーズに対して最初
の最小時間間隔値Δmin1が示されている。更に、４番目
のフエーズ予測の短い垂直線と、３番目のグリツチ１７
の後の信号の下向きのエツジとの間で、参照フエーズに
対して２番目の最小時間間隔値がΔmin2で示されてい
る。図１４の下部に示されているように、上述のフエー
ズ予測の短い垂直線と必ずしも一致する必要のない他の
短い垂直線の間で、相関間隔Ｉ₁が示されている。この
相関間隔は、あとで波形記号相関により用いられる。

【００３２】上述の最小距離フエーズ予測方法は、任意
の既知のビツト・セル境界のところで開始し、そして、
その距離まで入力時間データＴ_i、Ｔ_i+1、Ｔ_i+3を積
分、または加算し、これは、加算されるものと、参照フ
エーズとの間の差の絶対値が最小であることを意味す
る。正しくコード化されたカードに対して、これは、通
常、１、または２の獲得時間後のデータ値、つまり、
「０」が送られたならば１であり、「１」が送られたな
らば、２である。参照フエーズは、最終ウインドウ方法
に従うか、または、時間境界の定義により保持された一
定数に従つて、実際に測定された値に変更することがで
きる。このように予測されたフエーズは、最も確からし
い入力フエーズにロツクする。ドロツプアウトのリスク
は、高い増幅率の利得によつて実質的に減少される。図
１４は、参照フエーズの境界において、最も確からしい
磁束変化に関連して、相関間隔Ｉ₁がどのようにして予
測されるかを示している。積分された時間値Ｔ_i、
Ｔ_i+1、．．．の獲得された合計は、相関間隔と名付け
られる。フエーズが予測された後、図１２の手段９２０
において波形記号の検出が行なわれる。

【００３３】最小距離フエーズ予測方法は、１つのビツ
ト・セルよりも多くの間隔を予測することはできない。
従つて、ドロツプアウトは正しく処理できないので、最
も近い磁束変化を常に用いる。

【００３４】最適フエーズ予測手段によるフエーズ予測
の他の実施例においては、最も近接したビツト・セルと
して受け入れる基準が付加されている。従つて、予測間
隔は、複数のビツト・セルの長さにまで拡張される。若
し、最小距離が、許容範囲よりも大きければ、参照され
たフエーズの複数倍が最小距離の基準として用いられ
る。

【００３５】図１５は、決定基準によつてフエーズ予測
を行なうことを説明するための図である。図１５の上部
の行において、異なつた複数個の参照時間Ｒ（ｊ）が別
々に示されており、それらは合計値が形成される。図１
５の中央の行において、複数個の時間値Ｔ（ｉ）が示さ
れている。図１５の下部の行において、２つの長い垂直
線の間に、異なつた値を持つΔＴが示されており、それ
ら５個のΔＴの内、４つのΔＴ値は、許容基準を形成す
る決定境界値ｂよりも大きく、ただ１つのΔＴ値だけ
は、ｂ値よりも小さいものとして示されている。この最
適フエーズ予測手段の決定ルールは、隣接した２つの磁
束変化の間で測定された獲得時間Ｔ（ｉ）の合計値と、
時間Ｒ（ｊ）の合計値との差が決定境界ｂよりも小さく
なるまで、隣接した２つの磁束変化の間で測定された獲
得時間Ｔ（ｉ）の合計値を、参照された時間Ｒ（ｊ）の
任意の合計値に比較することである。図１５に示された
例は、最終的な相関間隔が５ビツト・セルを持つている
場合を示している。最小距離は、５回計算されるが、し
かし、最後の時間だけで、フエーズ予測をロツクするた
めの決定基準ΔＴ＜ｂが満足される。最適な参照フエー
ズのための値Ｒ（ｊ）は、ノイズ・モデルの関数であ
り、例えば、カルマン・フイルタのような予測理論にお
いて用いられる回路によつて発生することができる。こ
の決定基準を使用することは、Ｒ（ｊ）の発生用のフイ
ルタ変数を決定することに関して簡単ではないけれど
も、しかし、これは、ドロツプアウトでも相関すること
が可能である。

【００３６】波形記号の相関は、図１３に示した配列で
示したような波形記号相関手段で行なわれる。フエーズ
予測が行なわれた後に、相関間隔Ｉ₁、．．．、Ｉ_nの組
が入手可能である。本発明のデコード方法によつて、受
け取られた信号ｒ（ｔ）及び波形記号の順序との相関
は、相関を最大化して波形記号を決定するように遂行さ
れる。あり得る波形記号の順序は図１１に示されてい
る。図１６において、整合フイルタの集合、即ちバンク
が、４つの整合フイルタ１２１、１２２、１２３及び１
２４で構成された組であるとして示されている。これら
のフイルタの出力は、最大選択装置１２５への入力であ
り、この最大選択装置の出力１２６において、最大出力
Ｕ_maxが与えられる。例示として図９に示された入力信
号、即ち、受け取られた信号ｒ（ｔ）は、カードから実
際に読み取られた信号であり、既にバイナリ・レベルに
弁別されている。異なつた整合フイルタ１２１乃至１２
４中のＵ_i（ｔ）と共に、送られる波形記号の組から、
各場合における１つの波形記号が表示される。実際に何
が送られたかは未知だから、可能性あるすべての波形記
号の組合せが発生されなければならず、これらの組合せ
は整合フイルタ中でテストされなければならない。１つ
のビツト・セルに対して、受け取られる可能性ある組
は、図１０に示した波形記号の組と同じである。１つの
ビツト・セル以上のテストの長さに対して、図１１に示
したような可能性ある波形記号の任意の許容された組合
せは、テストされなければならない。ｔによつて、時間
パラメータが表示される。Ｔによつて、予測された間隔
の長さが表示される。最適値は、信号がカードから獲得
された限りにおいて、相関間隔（correlationinterva
l）を持つている。然しながら、相関される波形記号の
組合せ数は、約２⁶⁰⁰であり、この数は、計算リソース
の能力を上廻る。従つて、既に説明したような可変テス
ト間隔がフエーズ予測手段によつて発生される。時間値
Ｉ_xは、可変テスト間隔の長さを表わす。

【００３７】本発明のデコード方法において、受け取り
信号ｒ（ｔ）を整合フイルタにより、濾過することによ
つて計算された結果は、間隔の長さの現在のテストと、
後続の積分処理との間で、可能性あるすべての波形記号
の組合せに対して最大にされる。この方法は、記号相関
として知られており、そして、最大確度の検知（maximu
m likellihood sense）技術における最適な復調器とし
て知られている。

【００３８】図１７において、図１４に示した間隔Ｔ₁
において受け取られた信号に対する波形記号相関が示さ
れている。この信号の下部に、図１０に示されたような
Ｆ２Ｆ信号の波形記号の組の４つの可能性が示されてお
り、その右側に、相関値ｋが示されている。図１７の場
合、最大の相関値ｋ＝＋８を持つ波形記号が、送られた
波形記号であろうと予想できる。図１７に示された例に
おいて、その波形記号は正の「０」である。

【００３９】信号相関は、信号の類似性の程度を測るの
に使用することができる。相関の結果が大きければ大き
い程、入力信号が整合フイルタの機能に整合する類似性
が高い。従つて、図１６に示した整合フイルタのボツク
スは、図１８の右側に示された配列、つまり、乗算器１
４１及び積分器１４２によつて置き換えることができ
る。乗算器は、関数ｒ（ｔ）と第２の関数ｕ_i（ｔ）と
を乗算する。従つて、若し、それらが、アナログ信号と
相関されなければならないならば、信号ｒ（ｔ）と信号
ｕ_i（ｔ）との掛け算が、予測間隔Ｔの間で遂行され
る。結果の信号は、最終信号ｓ_i（ｔ）を計算するため
に積分器１４２によつて積分される。

【００４０】若し、バイナリ信号であるならば、演算処
理は更に簡単にされる。信号が同じエネルギを持つてい
ることを保証するために、信号レベル＋１及び−１を持
つバイナリ信号を取り上げて説明する。これは、図１９
に示されている。図１９の第１の行には、正及び負レベ
ル＋１及び−１と表示された信号１のｕ₁（ｔ）が示さ
れている。図１９の第２の行には、正及び負レベル＋１
及び−１と表示された信号２のｕ₂（ｔ）が示されてい
る。これら２つの信号は、夫々乗算され、その積ｓ
（ｔ）は、信号１^*信号２と表示して図１９の第３行に
示されている。信号ｓ（ｔ）の下には、予測間隔Ｅ_inＴ
が、正及び負の時間値ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４及びｔ５
として示されている。信号１及び信号２の乗算の結果
は、常に、「１」か、または「−１」であることが判
る。結果の関数、ｓ（ｔ）は、ｕ₁（ｔ）及びｕ₂（ｔ）
両方の信号の関数が同じレベルにある場合には「１」で
あり、両方の信号の関数が異なつたレベルにある場合に
は「−１」である。また、以下の積分式は、信号が等し
く、レベルが異なつている場合、あたかも時間値が異な
つているだけのように単純化されている。

【００４１】

【数２】

【００４２】上式の意味するものは、バイナリ信号に関
しては、相関されるべき乗算及び積分は著しく単純化す
ることができると言うことである。関数がその時間値と
同じレベルにある場合、または、関数のレベルが異なつ
ている場合、相関の結果は、時間値の相異だけである。

【００４３】受け取られた信号ｒ（ｔ）は、図１６に示
した整合フイルタの集合を有する接続回路において説明
した相関に従つて、予測間隔内の波形記号のシーケンス
の数と同じ数の相関の計算を行なわなければならない。
図１１のＦ２Ｆコードに関して示された状態遷移の下
で、相関の数は、２を基数とした指数関数的に増加す
る。従つて、１０ビツトの予測間隔の長さにおいて、正
しい波形記号のシーケンスを決定するために、１０ビツ
トに対して、既に１０２４回の相関が行なわれねばなら
ない。

【００４４】若し、ｃがビツト中の予測間隔の長さを表
わすとすれば、１ビツト毎の相関の回数は、２^cをｃで
割つた値である。

【００４５】参照波形記号の組が発生されている間で、
フエイデイングを考慮しなければ、フエイデイングは誤
つて解釈されるであろう。従つて、参照波形記号のフエ
ーズは、実際の予測値に取り入れられなければならな
い。参照フエーズの正しい適用は、相関信号の質に対し
て必須要件である。

【００４６】上述の結論の背景において、予測間隔の長
さを、できるだけ小さく保つことが０好ましい。他方、
予測間隔の長さは、ドロツプアウト及びグリツチを予測
するために充分に大きくなければならない。既に説明し
たフエーズ予測を使用して、予測間隔は、フエーズ予測
からの結果として相関間隔の長さによつて既に決定され
ている。既に理解できるように、とにかく、１０ビツト
以上の予測間隔の処理について考えるのは、妥当性がな
い。

【００４７】本発明に従つたデコーデイングは、波形記
号の相関の間でオーバーラツプ（重複）したデコーデイ
ングを使用して行なわれるものである。このオーバーラ
ツプ・デコーデイングにおいて、前の相関の結果が次の
信号を相関するのに用いられる。オーバーラツプ・デコ
ーデイングは、図２０を参照して以下に説明する。予測
間隔の境界は、図１１に示した遷移状態図によるＦ２Ｆ
コード化方式に定義されている境界状態を反映してい
る。これを反映するために、相関は、波形記号の行列を
重複することによつて行なわれる。図２０中の最上段
は、信号の行列と、表示された予測間隔Ｉ₁、Ｉ₂及びＩ
₃とを示している。中段には、予測間隔Ｉ₂の最小間隔長
として２つの予測間隔Ｉ₁及びＩ₂を含む信号が示されて
おり、そして、下段には、予測間隔長さＩ₂及びＩ₃を含
むＩ₃のための最小予測間隔が示されている。これは、
オーバーラツプｏ（ｉ）＝１を持つオーバーラツプの予
測値である。図２０は、予測間隔Ｉ₂及びＩ₃中の２つの
ビツトの予測パターンを示している。Ｉ₂の予測を行な
うためのＩ₁のテスト・パターンが、同じウエイトを積
分中に得るために用いられる。この方法は、境界条件を
考慮するのを可能にする。呼び出される前に、予測から
考慮されるビツト数は、信号それ自身に依存する。図２
１に示された例は、このオーバーラツプを使用すること
が、何故有利かを示している。

【００４８】図２１の最上段には、グリツチを含む受け
取られた信号ｒ（ｔ）が示されている。ここで予測され
るべき間隔は、間隔Ｉ２である。若し、予測がオーバー
ラツプｏ（ｉ）＝０（つまりオーバーラツプがない）に
より行なわれたならば、図２１の中段に示された信号は
Ｉ２においてデコードされ、これは、「１」がデコード
されることを意味する。図２１の最下段に示されたよう
に、若し、間隔Ｉ１及びＩ２を含む長さに対して１ビツ
トのオーバーラツプが遂行されることを意味するオーバ
ーラツプｏ（ｉ）＝１であれば、予測されるべき間隔に
対して、最も確からしい波形記号は、「０」である。最
初の予測において理解できるように、オーバーラツプは
０に割り当てられている。間隔Ｉ２の始めにあるグリツ
チは、間隔Ｉ２の相関が事実上最も高い予測「１」であ
るとして、誤つた相関結果を惹起する。然しながら、図
１１の状態図において定義されたような境界条件に関し
て、そのような波形記号のシーケンスは、許容されず、
次に可能性ある波形記号は、第２の例において予測され
た波形記号である。これは、若し、オーバーラツプの長
さが０よりも長ければ、容易に獲得することができる。

【００４９】オーバーラツプ長さｏ（ｉ）が、予測され
るべき間隔を越えた波形記号に相関した間隔である場
合、境界条件は、波形記号の相関中に含まれ、従つて、
エラーの確率は、Ｆ２Ｆコード化方式の定義によつて発
生される冗長度に対して減少される。非常に大きなオー
バーラツプ長さに対して、エラーの確率は最小であり、
他方、計算の努力は最大であることを示すことができ
る。従つて、計算の努力と、エラーの確率との間の妥協
を計らなければならない。実際上では、１、または２の
ｏ（ｉ）のオーバーラツプ長さは、充分な長さであり、
妥当な値である。

【００５０】図１２に戻つて説明を続けると、波形記号
相関手段９２０は、可能性ある波形記号を、相関間隔Ｉ
内で、磁束変化の行列に相関する。相関間隔の長さは、
少なくとも予測されたフエーズの長さである。オーバー
ラツプ相関を使用する場合、相関間隔は、最後に予測さ
れたフエーズよりも大きくなければならない。それは、
オーバーラツプ情報の利益を利用するために、少なくと
も前のフエーズ間隔を含んでいる。前の間隔は、正しい
予測であると既に予測されているから、相関波形記号の
長さだけが、予測されるべき新しいフエーズの長さでな
ければならない。前のセル、オーバーラツプ・セルの相
関値は、波形記号の相関のために遂行される積分の開始
値である。この方法は、オーバーラツプ相関の計算労力
を非常に軽減する。

【００５１】図１２に示した波形記号相関手段９２０
は、ビツト復旧回路９２２にビツト・ストリングを出力
し、ビツト復旧回路９２２において、ビツト・ストリン
グはエラー・チエツクが行なわれる。若し、ただ１つの
ビツト・エラーが存在するならば、長さ記録文字ＬＲＣ
を含むビツト・ストリングによつて形成されたすべての
文字の排他的オア（ＸＯＲ）演算の結果は、悪いパリテ
イを持つ特定の文字を訂正するために使用される。この
処理は、次のように行なわれる。

【００５２】すべての文字の排他的オア演算の合計は、
次式によつて計算される。

【００５３】

【数３】

【００５４】１つの文字がパリテイ・エラーに遭遇し、
ただ１つが許容される。正しい文字は次式で計算され
る。

【００５５】

【数４】

【００５６】図１２に示したビツト復旧回路９２２の出
力９２３において、訂正されたデータ・ストリームは、
解釈する準備が整つたデータ・ストリームとして与えら
れる。

【００５７】本発明は、誤つて解釈される多数の信号歪
を持つデイジタル形式の信号を正しくデコードするため
のデコード方法及び装置を与える。従つて、磁気カード
が、非常に摩耗している場合でも、そのような磁気カー
ドからの読み取りが可能であり、磁気カード読み取り装
置により拒絶されない。このことは、ユーザに対して親
切であると言う観点から非常に重要なことである。

【００５８】

【発明の効果】本発明は、弱い磁束の信号及びデイジタ
ル化された信号中の信号歪により生じる非常に困難な条
件の下であつても、可能な限り信号を正しく回復するこ
とのできる方法及び装置を与える。

【図面の簡単な説明】

【図１】３つの磁気トラツクを含む磁気条片を持つカー
ドを示す図である。

【図２】ＩＳＯの標準に従つた代表的な磁気トラツクの
構成を説明するための図である。

【図３】従来の読み取りデコーデイング回路と、このデ
コーデイング回路の特定の端子の信号を示す図である。

【図４】Ｆ２Ｆ信号のデコード技術のフエーズの定義を
説明するための信号の模式図である。

【図５】弁別された信号中の信号歪がジツタを含んだ場
合を説明するための図である。

【図６】弁別された信号中の信号歪がグリツチを含んだ
場合を説明するための図である。

【図７】弁別された信号中の信号歪がドロツプアウトを
含んだ場合を説明するための図である。

【図８】弁別された信号中の信号歪がフエイデイングを
含んだ場合を説明するための図である。

【図９】異なつた信号歪を含んだ弁別信号の他の例を示
す図である。

【図１０】Ｆ２Ｆ信号のデコーデイング技術のための波
形記号の組を示す図である。

【図１１】Ｆ２Ｆ信号のデコーデイング技術のための条
件を説明する信号の模式図である。

【図１２】本発明に従つたデコード方法及び構造を説明
するためのブロツク図である。

【図１３】図１２に示したフエーズ予測回路の実施例を
説明するためのブロツク図である。

【図１４】本発明の最小距離の方法を用いてフエーズ予
測を行なう実施例を説明するための図である。

【図１５】本発明の決定基準の方法を用いてフエーズ予
測を行なう実施例を説明するための図である。

【図１６】信号の相関に用いられる整合フイルタの集合
及び最大選択回路を示すブロツク図である。

【図１７】波形記号の相関手段における値の異なつた信
号例を示す図である。

【図１８】整合フイルタ及び整合手段の単純化された回
路のブロツク図である。

【図１９】時間図表で表示された２つの関数の乗算を説
明する模式図である。

【図２０】オーバーラツプ予測の例を説明するための信
号の模式図である。

【図２１】信号の相関手段におけるオーバーラツプ要件
を説明するための模式図である。

【符号の説明】

１磁気カード２、３、４記録トラツク１１、９１磁気読み取りヘツド１２、９１２増幅手段１３、９１３弁別及び積分手段１４デコード手段１５、９１５アナログ信号１６、９１６弁別されたバイナリ・ロツク信号９１７参照時間獲得手段９１８フエーズ予測手段９２０波形記号相関手段９２２ビツト復旧手段９６４予測時間値発生手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G11B 20/14

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気読み取りヘツドによつて磁気条片を
担持する磁気データ保持体から読み取られるＦ２Ｆ信号
をデコードする方法において、 (a) 磁気読み取りヘツドにより読み取られたアナログ
信号を、高利得の増幅器を使用して増幅するステツプ
と、 (b) 上記アナログ信号から受け取られたデイジタル信
号（ｒ（ｔ））を発生するために上記アナログ信号を弁
別するステツプと、 (c) 相関間隔の１つの要素として用いられる予測間隔
を発生するために、ビツト・セルの終点を決定するため
の或る参照点（開始時間値）に関して上記デイジタル信
号の位相を予測するステツプと、 (d) 上記相関間隔の間で、可能性あるすべての波形記
号の組合せに対して、上記受け取られたデイジタル信号を相関するステツプと
を含むＦ２Ｆ信号のデコード方法。
【請求項２】上記相関するステツプは、 (d2) 第３の信号（ｓ（ｔ））を形成するために、同じ
信号レベル（＋１、または−１）の２つのバイナリ信号
（ｕ₁（ｔ）、またはｕ₂（ｔ））を掛け算し、上記第３
の信号は、関数【数１】がその時間で同じレベルにあり、上記の関数が異なつた
レベルにある場合の時間の差を単純に計算することによ
つて、予測間隔に亙つて積分されることを特徴とする請
求項１に記載のＦ２Ｆ信号のデコード方法。
【請求項３】上記相関間隔（Ｉ）の長さは、少なくと
も上記予測された位相の長さであることを特徴とする請
求項１、請求項２の何れかに記載のＦ２Ｆ信号のデコー
ド方法。
【請求項４】予測された間隔の長さは、幾つかのビツ
トの幅広い相関間隔をカバーするように、可能性ある波
形記号の組合せの幾つかをカバーするよう選択されるこ
とを特徴とする請求項３に記載のＦ２Ｆ信号のデコード
方法。
【請求項５】パリテイ・チエツク計算、または、ＬＲ
Ｃチエツク計算の結果は、変更されたプロシージヤ、ま
たはパラメータにより位相予測及び相関を反復するため
の決定基準として用いられることを特徴とする請求項１
乃至請求項４の何れかに記載のＦ２Ｆ信号のデコード方
法。
【請求項６】複数個の記録トラツクを有する磁気条片
を含む磁気データ担持体上にＦ２Ｆの態様で変換されて
いる信号をデコードするための装置において、 (A) 磁気読み取りヘツドからアナログ信号を発生する
ために、磁気的に記録された信号を読み取るための磁気
読み取りヘツドを含む読み取り手段と、 (B) 上記アナログ信号を増幅するための非常に高い利
得を有する増幅手段と、 (C) 弁別され、かつ、バイナリ・ロツキング信号を発
生するための弁別及び積分手段と、 (D) 一定の開始時間値か、または可変開始時間値を設
定するための参照時間獲得手段と、 (E) 上記開始時間値から開始するビツト・セルの正し
い終端を予測するためのフエーズ予測手段と、 (F) ビツト・ストリームを発生するために、受け取ら
れたバイナリ信号ストリームを、上記予測されたフエー
ズに基づいて可能性あるすべての波形記号の組合せ相関
するための波形記号相関手段とからなるＦ２Ｆ信号のデ
コード装置。
【請求項７】上記増幅手段は低域フイルタを含むこと
を特徴とする請求項６に記載のＦ２Ｆ信号のデコード装
置。
【請求項８】上記波形記号相関手段は、前の相関結果
を包含した信号を相関するために、オーバーラツプ・デ
コーダを含むことを特徴とする請求項６、または請求項
７に記載のＦ２Ｆ信号のデコード装置。
【請求項９】上記フエーズ予測手段は最小距離予測回
路か、または最適フエーズ予測手段かの何れかを含むこ
とを特徴とする請求項６乃至請求項８の何れかに記載の
Ｆ２Ｆ信号のデコード装置。
【請求項１０】相関されたビツト・ストリームから、
誤つたビツトを訂正するために、ビツト復旧手段が与え
られていることを特徴とする請求項６乃至請求項９の何
れかに記載のＦ２Ｆ信号のデコード装置。
【請求項１１】デコードされたデータの質を決定し、
若し、データの質が所定の基準よりも低ければ、修正パ
ラメータによつて再度デコード処理を開始する装置を含
むことを特徴とする請求項６乃至請求項９の何れかに記
載のＦ２Ｆ信号のデコード装置。