KR970004683B1 - 자기 데이타 캐리어로부터 판독된 에프투에프(f2f)) 신호의 복호화 방법 및 장치 - Google Patents

자기 데이타 캐리어로부터 판독된 에프투에프(f2f)) 신호의 복호화 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

내용 없음.

Description

자기 데이터 캐리어로부터 판독된 에프투에프(F2F) 신호의 복화화 방법 및 장치
제1도는 3개의 트랙을 가진 자기 스트라이프 카드.
제2도는 ISO에 따른 트랙 구조.
제3도는 종래 기술에서 사용된 통상적인 판독 복호화 회로 및 각 단에 관련된 신호를 도시하는 도면.
제4도는 F2F 불화화 기법의 위상 정의(phase defintion)를 개략적으로 도시하는 도면.
제5도는 판별된 신호에서의 4가지 왜곡으로서 지터, 글리치, 페일 아울 및 페이딩을 제5a도에서 제5d도 까지 도시한 도면.
제6도는 상이한 신호 왜곡을 포함하고 있는 판별된 신호의 다른 예를 도시하는 도면.
제7도는 F2F 부화화 기법의 심볼 세트를 도시하는 도면.
제8도는 F2F 코딩 기법의 상태도.
제9도는 본 발명에 다른 복호화 방법 및 장치의 블록도.
제9a도는 제9도에 도시된 위상 추정기의 블록도.
제10도는 최소 거리 접근법을 포함하는 본 발명에 따른 위상 추정의 일예를 도시하는 도면.
제11도는 판정 기준 접근법을 따른 본 발명에 따른 위상 추정의 다른 예를 도시하는 도면.
제12도는 신호 상관에 사용되는 정합 필터 뱅크 및 최대 선택기의 개략 블록도.
제13도는 심볼 상관 단계에서의 값들에 대한 상이한 예를 개략적으로 도시하는 도면.
제14도는 정합 필터 및 상관기의 간소화한 형태를 개략적으로 도시한 도면.
제15도는 시간도(time diagrams)에 묘사된 두 함수의 승산을 개략적으로 도시한 도면.
제16도는 오버랩 추정의 예를 개략적으로 도시하는 도면.
제17도는 신호 단계에서의 오버랩 필요 조건(overlap requirement)의 예를 개략적으로 도시하는 도면.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
1 : 자기 데치타 캐리어 2,3,4 : 트랙
5-10 : 필드 11,91 : 자기 헤드
12,912 : 증폭기 스테이션 13,913 : 판별 및 적분 스테이션
17 : 글리치 917 : 시간 포착 스테이션
918 : 추정기 스테이션 920 : 심볼 상관 스테이션
922 : 비트 복구 스테이션 951,969 : 가산기
953,963 : 지연 모듈 955 : 감산기
957 : 절대치 계산기 959 : 비교기
964 : 추정치 발생기 121-124 : 필터
125 : 최대 선택 디바이스 141 : 승산기
142 : 적분기
본 발명은 자기 판독 헤드에 의해 자기 데이터 캐리어, 바람직하게는, 자기 스트라이프를 가진 카드(자기 카드)로부터 판독한 F2F 신호를 복호화하는 방법에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 자기 데이터 캐리어상에 F2F 방식으로 기록된 부호화된 신호를 복호화하는 장치에 관한 것이다.
US-A-4,626,670에는 자기 스트라이프를 가진 매체(amagnetic stripe-bearing medium)상의 스트라이프로부터 판독된 데이터와 같은 시변 두-주파수(time-varying two-frequency : F2F), 코히런트 위상 데이터(coherent phase-data)를 복호화하는 방법 및 장치가 공지되어 있으며, 이 방법은 그러한 데이터의 비트 셀의 시작에서 플럭스 간격(flux interval)들을 검출하는 방법을 포함하고 있다. 또한 이 방법은 클록 또는 그러한 비트 셀의 길이 카운터와의 타이밍, 측정되고 있는 셀의 바로 이전 적어도 2비트 셀의 평균 길이를 디지틀적으로 결정 및 또 하나의 플러스 반전(flux reversal)이 복호화되고 있는 비트 셀의 중점(mid-point)이나 또는 그 근처에 위치하는지를 디지틀적으로 결정하는 방법을 포함한다. 이 공지된 방법은 본 발명에서 사용된 방법과 구조적으로 다르다는 점외에도, 셀 경계선이 제공되지 않은 곳에 셀 경계선을 표시하는 증폭된 잡음 또는 신호 왜곡의 오인 해석이 많이 발생한다.
US-A-3,959,626 및 US-A-3,947,662에서는 F2F 부호화된 데이터를 판독하는 방법 및 장치가 공지되어 있다. 이 방법과 장치는 부호화된 데이터에서의 가변 속도 주사(variable velocity scan) 혹은 왜곡된 수신 조건(distorted reception condintions) 또는 기록 표시(recorded indiccia)에서의 전이 신호(transition signals)의 간격 변화에 동시 또는 개별적으로 수용하는 수단을 포함한다. 전송된 데이터에서의 주파수 변화는 수용된다. 주파수 왜곡된 전송 데이터의 정확한 해석은 F1 또는 F2를 넘는 재주사 시간 포인트(re-scanning time-point)를 최적화시킴으로써 가능해진다. 이런 공지된 방법 및 장치는 본 발명에서 제안하는 것과는 다른 해법을 추종한다.
유럽 특허출원 EP-A-0,441,280에는 두-주파수(F2F) 데이터 신호를 복호화화는 방법 및 장치가 기술되어 있다. 여기에는, 두-위상(bi-phase) 또는 F2F 신호라고도 알려진 두-주파수 데이터 신호를 샘플링하고 그 샘플들을 디지틀화함으로써 정확히 복호화하여 그 신호를 나타내는 일련의 디지틀 값을 제공한다. 지능 디지틀 필터(An intelligent digital filter)로써 디지틀 값을 조작하여 그 신호를 복호화하는데, 그 신호의 샘플에서 피크를 검출하고, 그 피크들의 위치 및 진폭들을 분석함으로써 그 신호를 복호화한다. 검출되는 피크들은 오직 보호 대역(guard-band)밖에 있는 것들이다. 신호가 광보호 대역(wide guard-band)으로 적절히 복호화될 수 없는 경우, 그 보호 대역은 최소 보호 대역에 도달할 때까지 반복적으로 좁혀질 것이다. 피크들간의 범위들을 비트 셀 폭에 비교함으로써 비트들을 식별할 수 있다. 우수(even number)개의 변위는 0 비트를 나타내고, 기수(odd number)개의 변위는 1 비트를 나타낸다. 일단 비트가 복호화되면, 복호화 된 비트 셀 폭이 현재 비트 셀 폭보다 좁은 경우, 비트 셀 폭은 사전설정된 양만큼 증가된다. 최대의 허영된 비트 셀 폭에서 피크가 발견되지 않는다면 그 대역은 배드(bad) 영역으로 표시된다. 보호 대역을 무시하고 모드 피크들을 분석함으로써 배드 영역내의 비트들의 복호화 하려는 시도가 이루어진다. 복호화후에, 비트들 바이트로 변환된다. 패리티 및 종적 중복 코드 검사(longitudinal redundancy code checks)를 사용하여 배드 비트들을 정정한다. 복호화동안 다수의 열화된 신호(degraded signal)의 표시가 얻어질 수도 있다. 열화된 신호가 표시되면 그런 신호가 적절히 판독되었을지라도 그 사실을 주 컴퓨터로 알린다. 테이타 신호의 판독이 불가능(이것은 열화된 신호를 복호화할 수 있다) 해지기 전에 신호 열화의 제1표시에서 카드 교체를 시작할 수 있다. 이것은 신호의 복호화시 본 발명과는 다른 방법에 의한다.
F2F 부호화된 데이터의 신호 품질은 나쁜편이다. 따라서 현금 지급 단말기에서의 현금 공급, 또는 판매포인트 단말기에서의 지불 또는 주요소에서의 지불 또는 청구서를 지불하기 위한 전화 셀의 사용과 같은 재정적 응용 분야(financial applications)에서 자기 스트라이프 카드를 자주 사용하면 자기 스트라이프 카드의 신호 품질에 큰 영향을 준다. 따라서, 진폭 페이드(amplitude fade) 및 지터 때문에 카드 판독을 여러번 반복하여 이것으로 인해 자기 스트라이프의 품질이 계속해서 더욱더 열화되어 카드상의 데이터를 더 이상 판독할 수 없는 일이 종종 발생한다. 이와 같은 경험으로 볼 때 배드 카드의 상이한 효과들은 주로 판독 신호의 감소된 품질에 기인한다는 것을 알 수 있다. 신호의 왜곡은 페이딩, 지터, 신호 드롭-아웃(signal drop-outs) 또는 소위 디지틀화된 신호의 부가적인 스파이크(spikes)를 나타내는 글리치이다.
본 발명의 목적은 디지틀화된 신호내에서 약한 자기 신호 및 신호 왜곡의 어려운 상황에서도 가능한한 정확한 신호를 복구할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는데 있다.
본 목적 및 다른 목적은 독립적인 방법 및 장치 청구범위에서 규정한 특징을 사용한 본 발명에 의해서 달성된다.
또한, 더 이상의 장점은 각각의 종속항에 기술된다.
다음의 본 발명 및 본 발명의 세부 사항은 첨부된 도면의 도시된 예를 참조하여 기술될 것이다.
먼저, 본 발명 및 본 발명의 전체적인 적용을 보다 더 잘 이해하기 위하여, 3개의 트랙(2) (3) (4)으로 이루어진 자기 스트라이프를 가진 카드(1)를 보다 상세히 묘사한다. 이 자기 카드(1)는 F2F 신호가 부호화되는 자기 데이터 캐리어의 일 예이다.
통상적으로, 제1도에 도시된 카드(1)와 같은 자기 식별 카드상에는 3개의 트랙이 있다. 재정적인 응용(financial applications)에서는 제1도에서 3으로 표시된 트랙 2에 있는 데이터는 판독만 되고, 반면에 제1도에서 4로 표시된 소위 트랙 3상에서는 현금 자동 인출기로부터의 최종 현금 거래 데이터와 같은 현재 거래데이타를 저장하기 위하여 또한 기록된다. 따라서, 은행 응용 분야(banking application)에서는 트랙 3이 주로 식별 카드 판독기에 노출됨으로써 품질이 나쁜 신호가 발생할 가능성이 가장 높은 소스가 된다.
전술한 바와 같이, 제1도에서 3으로 표시된 트랙 2상에는 데이터를 기록할 수 있다. 이 트랙의 품질이 전자파 신호의 간섭으로 열화되면 이 트랙을 중복기록(overwrite)항여 재생(refresh)하더라도 양질의 신호로 환원시킬 수는 결코 없다.
국제 표준화 기구(ISO)가 규정한 표준치에 따르면 트랙 1상의 비트 밀도(bit density)는 210BPI(bits per inch), 트랙 2는 75BPI, 트랙 3은 210BPI이다. 가장 흔히 사용되는 것은 약 32,000A/m(400 Oerstead) 정도의 저 포화 보자력 카드(low coercivity cards)이지만, 특정한 목적을 위해서 약 480,000A/m(6000 Oerstead) 정도의 고 포화 보자력 카드(high coercivity) 카드를 사용하기도 한다.
제2도는 ISO 표준에 따른 특정 트랙구조로서, 동기를 위한 0들이 수록된 필드(5)에서 시작한다. 그리고 메시지의 시작(start of message)(SOM) 신호를 수록한 피드(6)가 오고, 그 다음에는 사용될 데이터를 수록한 데이터 필드(7)가 온다. 데이터 필드 다음은 메시지의 끝(end of message)(EOM) 피드(8)가 오고, 그 다음에는 기록 문자의 길이(length of record chacter)(LRC)를 수록한 필드(9)가 온다. 마지막 필드(10)는 동기를 위한 0들이 수록된 필드가 한번 더 온다. 비트 밀도가 210BPI인 트랙 3의 데이터 필드 7은 약 700비트의 데이터를 충분히 기록할 수 있는 공간이다.
제3도에는 통상적인 판독 및 복호화 회로가 개략적으로 도시된다. 자기 헤드(11)는 트랙들을, 동시에 판독하거나 개별적으로 판독하여 통상적으로 수 밀리볼트 정도의 아날로그 신호를 얻는다. 카드에 신호를 기록할 때에는 낡은 헤드에 의하여 글리치(glitches)가 일어날 수도 있고 진폭 페이딘(ampllitude fading)이 발생할 수도 있다. 자기 헤드(11)에 의해 검출된 신호는 증폭되고 증폭기 스테이션(12)내의 저역 통과 필터를 통과한다. 증폭기는 통상 수 밀리볼트의 입력 전압을 약 5볼트 정도로 증폭시킨다. 증폭기 스테이션내에 포함된 저역 통과 필터는 고주파 간섭을 제거시킨다. 증폭기 스테이션(12)의 풀력선위의 박스(15)에는 아날로그 헤드 신호(anaby head signal)의 일예로서 그라운드라인(groud line)의 양측으로 배열된 양 및 음의 구형파 피크를 도시한다.
증폭기(12)에 포함되어 있는 저역 통과 필터는 최적 필터링으로 최적화될 수 있다. 이는 아날로그 디지틀 변환기 및 디지틀 신호 처리기를 포함하는 하드웨이퍼가 필요하다. 대부분의 경우 증폭기에 복잡한 필터 알고리즘의 구현을 위한 지원은 불가능하다. 따라서 통상적으로 4극 필터(four-pole filter)와 같은 샤프 아날로그 필터(sharp analog filter)가 사용된다. 증폭기내에서의 필터링은 본 발명과 관련하여 더 이상 고려되지는 않을 것이다.
증폭기 스테이션(12)에서 증폭 및 필터링된 신호는 판별기(discriminator) 및 적분기를 포함한 스테이션(13)으로 입력된다. 판별기는 아날로그 입력을 디지틀 형태로 발생시킨다. 판별기는 통상 레벨 검출기(level detector) 및 판별시 스위칭 레벨에서 발생되는 전이 잡음을 제거하기 위해 구현된 히스테리시스(implemented hysteresis)를 포함한다. 매우 작은 신호 잡음은 출력 토글링(toggling)의 원인을 일으킨다. 스테이션(13)의 출력 라인상의 박스(16)에 개략적으로 도시되어 있는 판별된 신호는 스테이션(14)으로 입력된다. 이 스테이션(14)이 바로 판별된 신호를 필요한 비트 스트림 0 및/또는 1의 스트림으로 복호화하는 복호기의 역할을 한다.
제4도를 참조하면, F2F 부호화 기법 및 그와 관련된 위상 규정이 도시된다. F2F(주파수-이중 주파수)부호화 기법에서 비트 셀은 0 및 1 모두가 동일한 길이를 가지는 것으로 규정된다. 이것은 제4도에 도시된다. 1의 비트 셀내에서 신호의 극성 변환은 정보 1이라면, 구형화 주파수가 0에 비행 1이 2배 높게 변하는 것으로도 또한 해석할 수 있다. 제4도는 3개의 비트 셀 0, 1 및 0을 도시한다. 각각의 비트 셀은 각각 일정한 위상 T0를 가지는 비트 하나를 나타낸다. 위상이란 용어는 두 비트 값 변화간의 시간 값으로도 또한 사용될 수 있다. 포착된 비트, 0 또는 1에 관계없이 위상은 포착된 0에 대한 기준(reference)간의 값일 것이다. 이것은 항상 0 및 1에 대한 비트 셀의 길이이다. 도시된 길이 T0는 각각의 비트에 대한 위상으로 볼 수 있고 위상은 비트 셀의 길이와 같다.
5a에서 5d까지의 제5도와 관련하여, 판별된 신호의 레벨에서의 네가지의 상이한 신호 장해(faults) 또는 왜곡을 고찰한다. 제5a도에는 지터가 도시된다. 지터는 시간 값 dT로 표시되며, 이 값만큼 값 T1에 관해 제1비트 셀 0의 위상 길이는 축소된다. 제2비트 셀 1의 첫 번째 반의 시간 값 T2는 동일한 시간 편차 dT 만큼 확대된다. 판별된 신호에서 각각 포착된 시간 값에 어떤 지터 왜곡을 포함할 수도 있다. 지터가 두 개의 인접 플럭스 변이의 포착된 시간 사이의 차이이므로 디폴트 값에 관련한 포착된 시간의 디폴트 값이 규정된다. 이것은 또한 시간 포착의 상대적 오차로 알려져 있다. 명백히 디폴트 값은 0 및 1에 대해서 상이하며, F2F 복호화 방법이 규정에 의해 0에 대한 디폴트 값은 1의 디폴트 값의 2배이다. 지터는 낡은 판독/기록 헤드(wear-out read/write heads), 자기 카드 물질의 불균일, 진폭 페이드 및 회절(diffractions), 피크 이동 효과(peak shift effects) 또는 다른 요소에 의해 일어난다. 피크 이동 효과는 높은 밀도를 가진 비트 셀들을 판독할 때 낮은 밀도의 영역으로 혹은 다른 단어에 약간 확장된 비트 셀과 같은 신호가 나타나는 효과, 또는 달리 표현하면 짧은 시간 값이 커질수록 큰 시간 값이 짧아지는 것이다.
제5b도에서 소위 글리치(17)가 각각의 비트 셀에 포함되어 있는데, 제1 0에 하나, 1의 첫 번째 반에 하나 그리고 다시 0인 제3비트 셀에 2개 있다. 이러한 글리치(17)들은 포착된 신호내의 작은 피크들이다. 이들은 주로 낡은 헤드를 가진 기계의 기록 동작시 발생한다. 때로는, 고 증폭으로 설계된 아날로그 회로에서 카드의 자화에 잡음이 있는 경우 클러치가 또한 발생할 수도 있다.
제5c도는 페일 아웃(fail-out) 또는 드롭 아웃(drop out)(18)을 도시한다. 이러한 페일 아웃 또는 드롭아웃은 진폭이 너무 작아 포착할 수 없거나, 또는 2개 이상의 연속적인 플럭스 전이가 더 이상 인식되지 않을 경우에 발생할 수도 있다. 이러한 페일-아웃 또는 드롭 아웃은 신호의 내놓인 정보에 직접적으로 영향을 주기 때문에 카드에서는 가장 심각한 왜곡이다. 정보의 손실이 시스템 이미넌트 리던던시(system imminent redundancy)를 초과한다면 복호화된 비트의 에러 발생 확률은 0.5이다.
제5d도는 페이딩 현상을 도시한다. 페이딩에서 위상은 신호의 포착중에 변한다. 예를 들면, 제5d도에 도시된 바와 같이, 제2 및 제3 비트 셀 1 및 0이 제1비트 셀보다 짧다는 것을 의미한다. 페이딩은 수동으로 부호화되는 카드, 즉 사용자가 손으로 카드 판독기를 통과시킨 카드에서는 통상적인 현상이다. 이러한 와이핑 동작(wiping operation)이 속도를 변화시키고 그 변화들이 부호화 시스템에서 제거되지 않는 경우, 카드상의 비트 밀도는 변하게 되고 따라서 위상도 변한다.
상기에서는 신호에서의 장해, 예를 들면 지터, 글리치, 페일-아웃 및 페이딩, 부호화시의 포즈 에러(pose error) 문제를 검토하였다. 본 발명의 목적은 복호화된 신호에서의 이러한 장해 및 왜곡에 기인한 에러 확률을 최소화시키는 것이다. 본 발명의 다른 목적은 시스템 리던던시(system redundancy)를 사용하여 손실된 정보를 복구하는 것이다.
F2F 부화화 체계에서는 제7도에 도시된 부호 세트가 유효한 신호로 사용된다. 최상측 라인에는 0에 대한 2개의 가능한 심볼로서 주파수가 F인 로우 레벨 신호 및 하이 레벨 신호를 포함하는 심볼들이 도시되어 있다. 1에 대한 2개의 부호, 즉 로우 레벨과 제2주파수 2F의 하이 레벨 및 하이 레벨과 다음의 주파수 2F의 로우 레벨이 하측에 도시된다.
제8도에는 F2F 부호화 체계에 대한 상이한 상태들을 나타내는 상태도가 도시된다. 좌상의 박스(19)에는 상승 모서리에서 시작된 비트 값 0에 대한 신호 값 U를 나타내는 부호 UOR가 표시되어 있다. 이 부호로부터 1로의 전이가 가능하며, 우상 박스(20)를 보면 하강 모서리에서 시작하는 1을 나타내는 부호 UIF가 도시된다. 이 부호는 1을 나타내기 위해 그 자체로 반복될 수 있다. 여기서 시계 방향으로 계속하면 다음 전이는 0이 되는데, 이것은 우하 박스(21)에 도시되며 부호 UOF로 표시된다. 이것은 하강 모서리에서 시작하는 0을 나타낸다. 여기서부터 값 1을 가지는 다음 전이는 박스(22)에 도시되며, 이것은 1을 나타내기 위하여 상승 모서리에서 시작하는 UIR로 표시된다. 이 부호는 1을 나타내기 위하여 그 자체로 반복될 수 있다. 박스(22)로부터 박스(19)로 가는 전이는 UIR에서 다시 0인 UOR로 진행함으로써 가능하다. 또한, 이중 화살 라인 0으로 표시된 바와 같이 박스(19)에 도시된 부호 다음에 박스(21)에 도시된 부호가 올 수 있고 또한 그 반대로 될 수도 있다.
가능한 전이를 고려한다면, UOR에서 UOR로, UOF에서 UOF로, UOR에서 UIR로, UOF에서 UIF로, 그리고 UIR에서 UOF로, UIF에서 UOR로, UIR에서 UIF로, UIF에서 UIR로의 전이는 2F2 부호화 체제에서의 규정으로 볼 때 허용되지 않음을 알 수 있다. 이는 시스템 복원을 위해 사용될 수도 있는 시스템 리던던시이다. 본 발명은 오버랩 추정 기법(overlap estimation technique)을 사용하여 이러한 마진 조건(margin conditions)을 반영하고, '금지된(forbidden)' 전이를 알림으로써 보다 정교한 복호화 방법이 가능해지도록 한다.
제9도는 본 발명에 따른, F2F 방식으로 부호화되고 자기 데이터 캐리어로부터 판독된 신호를 복호화하는 장치를 도시한다. 이러한 자기 데이터 캐리어는 제1도에 도시된 바와 같이 트랙 2에서 트랙 4까지 상이한 트랙을 가진 자기 스트라이프를 수용하고 있는 자기 카드(1)일 것이다. 상세히 도시되지 않았지만, 이 카드는 카드 판독기내의 자기 헤드(91)에 의해 판독된다. 자기 헤드(91)에 의해 판독된 신호는 증폭되고 스테이션(912)내의 저역 통과 필터를 통과한다. 증폭기는 매우 높은 이득을 가지므로 매우 낮은 신호를 신호 체계에서 사용가능할 수 있는 신호로 인식될 수 있는 범위의 신호로 증폭한다. 증폭기 스테이션(912)의 출력상의 박스(915)에는 증폭된 상태의 아날로그 해드 신호가 개략적으로 도시된다. 이 신호는 이 진수로 보이는 판별된 신호를 발생시키는 판별 및 적분 스테이션(913)의 입력으로 제공된다. 스테이션(913) 출력상의 박스(916)에는 판별된 신호가 개략적으로 도시된다. 시간 포착 스테이션(time acquisition station)(917)에서는 추정 위상에 대한 디폴트 값이 파생된다. 그 위상은 비트 셀의 시작으로부터 끝까지 통과하는 시간을 지시한다. 이 시간은 F2F의 규정에 의해 부호화된 0 및 1에 대한 시간과 동일하다. 이것으로부터 기준 위상이 추출되는데, 이 기준 위상은 스테이션(917)의 출력을 입력으로 하는 위상 추정기 스테이션(918)에서 수행되는 위상 추정을 위한 개시(start-up) 시간 값으로 사용된다.
위상 추정 동안에는 2가지 상이한 기준 위상 값, 즉 고정 및 가변 기준 위상이 사용될 수 있다. 고정 기준 위상에서 기준 위상 값은 전체 위상 추정중에 불변이며, 따라서 이것은 개시 값과 동일하다. 고정 기준 위상의 사용은 시간-구속 방법(time-bound method)으로 알려져 있다. 가변 기준 위상의 적용시에는 기준 위상의 값이 최후로 처리된 비트 셀 또는 몇 개의 비트 셀의 실제 위상 값에 따라 변한다. 따라서 이것은 비트 셀의 페이딩 적응 가능하다. 가변 기준 위상의 사용은 최종 위도우 방법(last window method)으로 알려져 있다.
위상 추정 스테이션(981)으로부터의 출력은 심볼 상관 스테이션(920)으로 입력된다. 심볼 상관 스테이션(920)은 추정 위상에 근거한 모든 가능한 부호의 조합과 수신된 2진 신호 스트림을 상관시켜 비트 스트림을 발생한다. 이 출력 비트 스트림은 비트 복구 스테이션(bit recovery station)(922)으로 입력될 것이다. 비트 복구 스테이션(922)의 출력(923)은 해석을 위한 정확한 데이터 스트림을 가지고 있다.
제9a도는 제9도에 도시된 위상 추정기(918)의 가능한 실현의 블록도이다. T1-2, T1-1, T1와 같은 값을 포함하는 수신 신호r(t)는 가산기(951)의 입력 라인(950)상으로 제공된다. 수신 신호는 인접 플럭스 전이간에 측정된 시간을 나타낸다. 가산기(951)의 출력(952)에서 이 값들을 지연 모듈(delay module)(953)을 통하여 누적된다. 이 지연 모듈(Z-1)은 이전 클록의 입력을 항상 그의 출력(954)상에 나타낸다. 따라서, 이 출력(954)에서 최근의 입력 값 Ti-1, Ti-2…의 합의 사용가능하다. 누적된 값 T1, Ti-1,…은 라인(956)을 통하여 감산기(955)로 제공된다. 이때, 누적된 합과 기준 위상의 길이 Tref를 비교한다. 감산기(955)의 출력 △T1는 절대치 계산기(957)로 제공된다. 이 절대 값 ｜△Ti｜은 라인(958)을 통하여 비교기(959)로 제공된다. 비교기(959)에서는 실제 위상 차이 ｜△Ti｜와 이전 위상 차이 ｜△Ti-1｜간에 비교가 이루어진다. 새로운 값 ｜△Ti｜가 이전 값 ｜△Ti-1｜보다 크면, 클록 펄스가 발생되어 라인(960)을 통하여 스위치(951)로 제공된다. 출력(962)은 현재 상관 간격(the current correlation interval)(ln)의 추정으로서 누적된 시간 값들의 현재 값이다. 라인(960)상의 클록 펄스가 지연 모듈(963)을 시스템의 번호 범위의 최대 값으로 세트시킨다. 이 지연 모듈(963)로 현재 절대 값 ｜△Ti｜이 입력되고, 이 지연 라인의 출력은 이전 위상 차이 ｜△Ti-1｜이며, 이것은 비교기(959)의 입력으로 제공된다.
라인(962)상의 결과적인 상관 간격 길이(ln)는 추정 시간 값 발생기(964)로 입력된다. 이 추정 값 발생기(964)에서 추정 값(Tref)을 발생시키는 3가지 가능성이 있다. 박스(965)에는 추정 값 Tref=ln인 최종 윈도우 방법이 표시되어 있다. 박스(966)에는 추정 값 Tref이 상수인 시간 구속 방법이 표시된다. 박스(967)에는 칼만(kalman) 필터에 의해 추정 값이 실제 상관 간격의 함수로 Tref=f(ln)가 되는 방법이 표시된다. 추정값 발생기(964)의 출력 Tref은 라인(968)을 통하여 가산기(969)로 제공하고, 가산기(969)의 출력은 감산기(955)로 입력된다. 시스템을 가동시키면 먼저 초기 기준 위상 값 Tstart가 시스템의 가산기(969)로 제공된다. 제1클록 신호가 입력된 후, 이 값은 0으로 세트되어 그 장치의 자기 적응(self-adaptation)이 가능하도록 한다. 따라서 시간 구속 기준(the time bounds criteria)의 박스(965)에 지시된 바와 같이 사용되고 새로운 위상이 상수라면 기준 값은 상수이다. 추정 값 발생기(965)의 박스(966)에 지시된 바와 같이, 최종 윈도우 방법이 사용된 경우라면, 다음 위상의 새로운 추정 값은 현재 상관 간격(ln)을 의미하는 마지막 실제 값으로 세트될 것이다. 칼만 필터와 같은 보다 정교한 필터링 방법을 이용하면 입력되는 다음 기준 위상의 보다 정확한 추정이 가능하다. 이것은 추정 값 발생기(964)의 박스(967)에 표시된다. 제9A도에는 표시되지 않았지만 또 한가지 가능한 것은 비선형 방법으로 새로운 기준 위상에 적합한 것으로 보인다.
제9도에 도시된 위상 추정 스테이션(918)에는 최소 거리 추정 회로나 최적 위상 추정기가 있다. 다음은 2가지 상이한 위상 추정 방법으로서 최소 거리에 의한 위상 추정이나 또는 최적에 의한 위상 추정을 설명한다.
알아두어야 할 점은 저진폭 카드를 판독하기 위해서 카드 증폭기의 이득은 매우 높도록 설계되어야 한다는 것이다. 저진폭 카드의 적은 자화를 가진 것들로서 자기 판독 헤드상의 전기 신호가 정상 값의 약 4%이다. 증폭기(912)가 매우 높은 증폭을 할 수 있다면 정상 값을 기준으로 5% 자화가 된 카드는 정확하게 판별된다. 이러한 매우 높은 증폭을 가진 환경에서는 글리치의 발생 확율은 높아진다. 이것은 잡음 및 작은 피크들에 기인하는 것으로, 이런 것들은 포화될 때까지 증폭되어 판별된 신호에서 글리치를 일으킨다. 글리치를 포함하는 통상적인 입력신호는 제10도에 도시된다. 도시된 신호에는 화살표로 도시된 4개의 글리치(17)가 있다. 위상 추정에서 통상적인 문제는 비트 셀의 끝이 어디인지를 결정하는 것이다. 글리치(17)를 비트셀의 경계로 보일 수 있다. 제10도에서의 제1라인에서, 추정된 위상은 작은 수직 라인들로 지시된다. 그 라인 아래에는 시간 값 Ti, Ti+1 등을 포함하는 신호 라인이 묘사되어 있다. 그 라인 아래 좌측으로부터 3번째 위상 추정 라인과 좌측으로부터 2번째 글리치(17)의 하강 모서리간에서 기준 위상 값에 대한 제1최소 시간 거리 (△min1)가 표시되어 있다. 또한 제4위상 추정 라인과 제3글리치(17) 이후의 신호의 하강 모서리 간에 기준 위상에 대한 제2최소 시간거리가 △min2로 표시되어 있다. 제4도의 최하측 라인에 표시된 바와 같이, 제1라인의 위상 추정 라인과는 반드시 일치하지 않는 작은 수직 라인간에는 상관 간격(11)이 표시되어 있다. 이 상관 간격이 나중에 심볼 상관(Symbol coorrelation)으로 사용된다.
최소 거리 방법은 어떠한 알려진 비트 셀 경계에서도 개시하여 입력 시간 데이터 Ti, Ti+1, Ti+3를 각각 적분하고 또한 가산하는데, 이것을 적분과 기준 위상간의 절대 차이를 의미하는 거리가 최소가 될 때까지 지속된다. 정확히 부호화된 카드에 대하여 이것은 하나 또는 두 개의 포착된 시간 데이터 값 이후 경우 통상적으로, 0이 전송된 경우 하나이고 1이 전송된 경우 하나이다. 기준 위상은 최종 윈도우 방법에 따라 실제 측정된 값으로 변화될 수도 있고 또는 시간 경계내에서 규정에 의해 상수로 유지될 수도 있다. 따라서 추정된 위상은 가장 유사한 입력 위상으로 고정된다. 드롭 아웃의 위험은 필연적으로 고증폭 이득에 의해 감소된다. 제10도는 상관 간격(I1)의 경계가 어떻게 기준 위상의 경계에서의 가장 유사한 플럭스 변화에 관계하여 추정되는지를 도시한다. 적분된 시간 값 Ti, Ti+1…의 포착된 합은 상관 간격으로 불리어진다.
위상이 추정된 후에 심볼은 제9도의 스테이션(920)에 의해 검출된다.
최소 거리 위상 추정 방법은 하나의 비트 셀 이상의 간격을 추정할 수 없다. 따라서 드롭 아웃은 통상 가장 근접한 플럭스 변화가 사용되는 것처럼 정확히 처리될 수 없다.
최적 위상 추정기의 견지에서 위상 추정의 다른 실시예에서는 가장 근접한 비트 셀에 대한 인수 기준(acceptance criteria)이 부가된다. 따라서 추정 간격은 배구의 비트 셀 길이로 증가된다. 최소 거리가 인수범위 보다 크면 배수의 기준 위상에 대한 최소 거리가 최소 거리 기준으로 사용될 것이다.
제11도는 판단 기준에 의한 위상 추정을 도시한다. 상측 라인에서는 합이 형성되는 상이한 기준 시간 R(i)이 도시된다. 신호 라인에서 시간 값 T(i)이 도시된다. 최하측의 라인간 상이한 값의 △T가 도시되며, 그중에는 4개는 인수 기준을 형성하는 판단 경계 b보다 크고, 최소 거리 △T에 대한 오직 하나의 시간 차이 값만이 b보다 적게 도시되어 있다. 이런 최적 위상 추정기에 대한 결정 규칙은 2개의 근접 플럭스 변화간에 측정된 포착 시간(Ti)의 합과 기준 시간 R(i)의 합을 비교하되 이들 두 합의 차이가 판단 경계 b보다 적을 때까지 계속된다. 제11도에 도시된 예는 마지막 상관 간격이 5비트 셀을 가지는 것을 도시한다. 최소거리는 5베로 계산되지만 마지막 번째만이 판단 기준 △Tb이 만족되어 위상 추정을 고정시킨다. 적절한 기준 위상에 대한 값 R(i)은 잡음 모델의 함수이고 추정 이론, 예를 들면 칼만 필터에서 사용된 구조에 의해 발생될 수 있다. 판단 기준의 사용은 R(i)의 발생을 위한 필터 파라메터에 보다 결정적일 수 있지만 그것은 우수 드롭 아웃(even dropouts)과 상관하도록 허용한다.
제9도에 묘사된 장치에 도시된 바와 같이 심볼 상관은 심볼 상관기에서 수행된다. 위상 추정이 수행된 후에, 한 세트의 상관 간격 I1,…In이 사용가능하다. 이제 본 발명의 진보된 복호화 방법으로 수신된 신호 r(t)와 가능한 심볼 시퀀스간의 상관을 수행하여 상관을 최대화시키고 따라서 심볼을 결정한다. 제7도에는 가능한 심볼 시퀀스가 도시된다. 제12도에서 한 세트의 필터를 가진 정합 필터 뱅크가 도시되며, 그중 4개의 필터(121),(122),(123),(124)가 도시되는데, 이것은 정합된 필터의 뱅크를 나타낸다. 이들 필터의 출력은 최대 선택 디바이스(125)로 입력되고, 이 디바이스의 출력(126)으로는 최대 출력 Umar이 제공된다. 제6도에 일예가 도시된 수신된 신호 r(t)는 카드로부터 실제로 판독되고 2진 레벨로 이미 판별된 신호이다. 상이한 필터(121-124)에는 전송될 수도 있는 한 세트의 심볼중 하나의 심볼이 각각의 경우에서 Ui(t)로 나타나져있다. 실제로 무엇이 전송될지를 모르므로 모든 가능한 조합이 만들어져 정합 필터에서 시험되어야 한다. 하나의 비트 셀에 대하여 가능한 수신 세트는 제7도에 도시된 심볼들의 세트와 일치한다. 하나의 비트 셀 이상의 시험 길이에 대하여 제8도에 도시된 바와 같은 가능한 심볼들의 모든 허용되는 조합이 시험될 것이다. 시간 파라메타는 t로, 추정 간격의 길이는 T로 표시된다. 최적한 것은 신호가 카드로부터 표착되는 한 상관 간격을 갖는 것이다. 그렇지만, 상관될 심볼 조합의 수가 약 2600으로서, 계산 자원의 모든 능력을 고갈시킨다. 따라서, 가변 시험 간격은 전술된 바와 같이, 위상 추정기에 의해 발생된다. 시간 값 IX는 가변 시험간격의 길이를 나타낸다.
본 발명의 진보된 부호화 방법에서, 수신된 신호 r(t)를 정합 필턱로 필터링함으로써 계산되고 있는 결과는 현재 시험 간격 길이 및 다음의 적분동안 모든 가능한 심볼 조합에 대해 최대화 된다. 이 방법은 심볼상관으로 알려져 있고 최대 가능성 면에서 최적 복조기로 알려져 있다.
제13도에는 심볼 상관이 도시되는데 제10도에서 도시된 바와 같이 간격(I1)에서 수신된 신호에 대한 것이다. 이 신호 아래에는 제7도에서 도시된 바와 같은 F2F 심볼 세트의 4가지 가능성을 도시하며, 우측에는 상관 값 k가 표시되어 있다. 최상 상관 정도를 가진 심볼, 이 경우 k=+8,은 전송된 심볼로 추정된다. 제13도에 도시된 예에서 이것은 양의 0이다.
신호 상관은 신호의 유사성의 정도를 측정하는데 사용될 수도 있다. 상관의 결과가 크면 클수록 입력 신호가 정합 필터 함수와 유사할 확율은 커진다. 따라서, 제12도에 도시된 정합 필터 박스는 제14도의 우측에 도시된 장치, 즉 승산기(141) 및 적분기(142)로 대치할 수 있다. 승산기는 함수 r(t)와 제2함수, Ui(t)를 승산한다. 따라서 아날로그 신호를 상관하여야 할 경우 신호 r(t)와 신호 Ui(t)의 전체 승산이 추정 간격 T을 통해 수행된다. 그 출력 신호는 최종 신호 Si(t)를 계산하기 위한 적분기(142)에서 적분된다.
신호가 2진일 경우 계산은 간소해질 것이다. 동일한 에너지를 가진 신호를 보장하기 위해, 신호 레벨 +1 및 -1을 가진 2진 신호가 고려된다. 이것은 제15도에 도시된다. 제15도의 첫 번째 라인에는 양 및 음 레벨 +1 및 -1로 표시된 신호 1 U1(t)가 도시된다. 이 신호의 바로 아래의 제2라인에는 양신호 +1 및 -1로 묘사된 신호 2 U2(t)가 도시되어 있다. 이 두 신호를 승산한 신호 S(t)가 제15도의 제3라인에 도시된다. 그 아래에는 추정 간격 EinT이 시간 값 t1, t2, t3, t4 및 t5, 즉 신호 1x 신호 2의 승산에 대한 여러 가지 양 및 음 시간 값과 함께 표시되어 있다. 신호 1과 신호 2의 승산 결과는 항상 어느 지점에서든지 1또는 -1이다. 결과 함수 S(t)는 U1(t) 및 U2(t)가 모두 동일 레벨인 곳에서는 1이고, 상이한 레벨을 가지는 곳에서 -1이다.
다음의 적분은 단순히 신호가 같거나 그리고 신호가 다른 시간 값의 차이이므로 간소해질 수 있다.
전술한 것은 2진 신호에 대해서 상관될 함수의 승산 및 적분은 매우 간단해질 수 있다는 것이다. 상관 결과는 단순히 시간 값의 차이이며 여기서 함수는 함수 레벨이 상이한 곳의 시간 값과 동일한 레벨상에 있다.
제12도에 도시된 정합 필터 뱅크와 관련하여 설명된 상관에 따르면, 수신된 신호 r(t)는 추정 간격내의 심볼 시퀀스의 가능한 수만큼의 상관을 계산해야 한다. F2F 부호화에 대하여 제8도에 도시된 바와 같이 상태 천이를 고려한다면, 이 수는 기저가 2인 지수적으로 증가된다. 따라서, 10비트를 가지는 추정 간격 길이에서 10비트에 대해 정확한 심볼 시퀀스를 결정하기 위해 1024 상관이 행해진다.
C가 비트내에서 추정 간격의 길이를 나타낸다면 비트당 상관의 수는 C로 나눈 2c이다.
기준 심볼 세트가 발생될 동안 페이딩을 고려하지 않으면 이는 오역될 수도 있다. 따라서 기준 심볼의 위상은 실제 예측 값으로 적응되어야 한다. 기준 위상의 정확한 적응은 상관된 신호의 품질에 있어 필수적이다.
전술한 결론으로 볼 때, 추정 간격 길이를 가능한 한 작게 유지하는 것이 이상적이다. 한편으로, 드롭 아웃 및 글리치를 제거하기 위해서는 이것은 매우 커야 한다. 명세서에서 이미 설명한 바와 같이 위상 추정을 사용하면 추정 간격은 위상 추정으로부터의 결과로서 상관 간격의 길이에 의해 미리 결정된다. 알 수 있는 바와 같이, 10비트 길이 이상의 추정 간격을 동작하는 것은 비합리적이다.
본 발명에서 제안하는 보다 개선된 신호 부호화는 신호 상관동안 오버랩 복호화를 사용하여 달성할 수 있다. 이러한 오버렙 복호화에서는 이전 상관 결과가 후석 신호의 상관에 사용된다. 제16도를 참조하여 이것을 보다 상세히 설명한다. 추정 간격의 경계는 제8도에서 도시된 바와 같은 전이 상태도에 의한 F2F 부호화기법에 대해 규정된 마진 조건들을 반영한다. 이것을 반영하기 위하여 상관은 오버랩핑 심볼 시퀀스에 의해 이루어진다. 제16도의 최상측 라인은 신호 시퀀스 및 표시된 추정 간격(I1), (I2) 및 (I3)를 도시한다. 중간 라인은 추정 간격(I1) 및 추정 간격(I2)에 대한 최소 간격 길이로서 (I2)를 포함하는 신호를 도시하고 마지막 라인은 (I2) 및 (I3)의 길이를 포함하는(I3)에 대한 최소 추정 간격 길이를 도시한다. 이것은 오버랩 O(i)을 갖는 오버랩 추정이다. 제16도는 추정 간격(I2) 및 (I3)에서 2비트에 대한 추정 패턴을 도시한다. (I2)에 대한 추정을 위하여 (I1)의 시험 패턴은 간격에 동일한 가중치를 주는데 사용된다. 이 방법은 마진 조건들을 고려하도록 허용한다. 추정으로부터 이전에 고려될 비트의 수는 오버렙 길이 O(i)로 불리며 신호 그자체에 의존할 수도 있다. 제17도에 도시된 예는 왜 이 오버랩을 사용하는 것이 바람직한가를 나타낸다.
제17도의 최상측 라인에는 글리치를 가진 수신 신호 r(t)가 도시된다. 먼저 추정될 간격은 간격(I2)이다. 추정이의 오버렙에 대해 이루어지면, 즉 오버렙이 없으면, 중간 라인의 신호는 I2, 즉 1이 복호화되는 것을 의미하는 I2로 복호화될 것이다. 최하측 라인에 도시된 바와 같이, 오버랩 O(i)-1이면, 즉, 하나의 비트 로버랩이 간격(I) 및 (I2)를 포함하는 길이에 대해 수행되면, 추정될 간격(I2)에 대하여 가장 가능한 심볼은 0일 것이다. 제1추정에서 알 수 있는 바와 같이, 오버랩은 할당되지 않는다. 간격(I2)의 시작에서의 글리치는 간격(I2)에 대한 상관이 실제로 최대 추정 1이므로 잘못된 상관 결과가 발생한다. 하지만, 제8도의 상태도를 규정된 마진 조건을 고려하면 그러한 심볼 시퀀스는 제2예에서 추정될 다음 가능한 심볼에 따라서 허용되지 않는다. 오버랩 길이가 0보다 크면 이것은 쉽게 얻어질 수 있다.
오버랩 길이 O(i)가 추정될 간격을 넘어서 심볼을 상관하는 간격이므로, 마진 조건은 심볼 상관으로 포함되고 따라서 F2F 코팅 체계의 규정에 의한 리던던시에 대하여 에러 확율은 감소한다. 매우 높은 오버랩 길이에 대해서 에러 확율은 최소이나 계산량은 최대가 된다. 따라서 계산량과 에러 확률간에는 트레이드-오프(trade-off)가 이루어져야 한다. 실제 O(i)의 1 또는 2의 오버랩 길이는 충분하고 합리적인 값이다.
제9도를 다시 참조하면, 심볼 상관기 스테이션(920)은 가능 심볼등과 상관 간격(I)내의 플럭스 변화 시퀀스를 상관한다. 상관 간격의 길이는 적어도 추정된 위상의 길이이다. 오버랩 상관을 사용함에 있어 상관간격은 최근에 추정된 위상보다 크다. 이것은 오버랩 정보를 획득하기 위하여 적어도 이전 위상 간격을 포함한다. 이전 간격이 이미 정확히 추정되었다고 가정하였으므로 상관 심볼 길이는 추정될 새로운 위상의 길이가 될 것이다. 이전 셀들, 오버랩 셀들의 상관 값은 심볼 상관을 위해 수행되는 적분에 대한 시작 값일 수 있다. 이 방법에 의해 오버랩 상관에 대한 계산량이 줄어든다.
제9도에 도시된 심볼 상관기 스테이션(920)은 비트 스트링의 에러를 검사하는 비트 복구 장치(922)로 비트 스트링을 출력한다. 오직 하나의 비트 에러가 존재하면 길이 레코드 문자(LRC) 자체를 포함하는 비트스트림에 의해 형성되는 모든 문자의 XOR 합의 결과를 사용하여 틀린 패리티를 가진 특정 문자를 정정한다. 이것은 다음의 방법으로 이루어진다 :
모든 문자의 XOR 합은 다음 공식으로 계산된다 :
SXUM=SOM문자 1문자 2…문자 NEOMLRC
표시는 XOR 함수를 나타낸다.
하나의 문자에 하나의 패리티 에러가 있었고 단지 그 하나가 허용된다. 정정 문자는 다음과 같이 계산된다 :
정정문자=결함(defect)문자XSUM
예를들면, 00100=0011000010
비트 복구 장치(922)의 출력(923)에서는 해석될 준비가 된 장정된 데이터 스트림이 나타난다.
따라서, 본 발명은 그의 디지틀 형태내에 많은 오역을 일으키는 왜곡을 가진 신호를 정확히 복호화는 복호화 방법 및 장치를 제공한다. 따라서, 매우 낡은 자기 스트라이프 카드도 판독되며 판독기에 의해 거부되지 않는다. 이것은 실제로 사용자 입장에서 매우 중요한 공헌을 한다.

Claims (13)

  1. 자기 데이터 캐리어, 바람직하게는 자기 스트라이프를 가진 카드(자기 카드)로부터 자기 판독 헤드에 의해 판독된 F2F 신호를 복호화 하는 것으로, a) 매우 높은 이득을 가진 증폭기를 사용하여 상기 자기 판독 헤드에 의해 판독된 아날로그 신호를 증폭하는 단계와 ; b) 클립 레벨(clip level)을 적용함으로써 상기아날로그 신호를 판별하여 상기 아날로그 신호로부터 수신된 디지틀 신호(r(t))를 발생시키는 단계와; c) 어떤 기준점(개시 시간 값)에 관한 상기 디지틀 신호의 위상을 추정하여 비트 셀의 끝을 결정함으로써 상관간격의 하나의 요소로서 사용되는 추정 간격(estimation interval)을 발생시키는 단계와; d) 상기 상관 간격동안 상기 수신된 디지틀 신호를 모든 가능한 심볼 조합과 상관하는 단계를 포함하는 F2F 신호 복호화 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 C)단계는, C1) 시작점으로서 기준 위상을 사용하고 기준 위상에 가장 가깝게 되는 플럭스 변화를 비트 셀의 끝으로서 결정하는 최소 거리 추정이나, 또는 C2) 두 개의 인접 플럭스 변화간에서 측정된 포착 시간 값들(T(i))의 합을 어떤 시간 값들(R(j))의 합과 비교하되, 이러한 두 합간의 차이가 판단 경계선 b, 즉 가장 가까운 비트 셀에 대한 인수 기준(acceptance criteria)보다 작아질 때까지 비교하는 여러 비트 셀 길이의 추정 간격을 사용하는 최적 위상 추정에 의해 수행되는 F2F 신호 복호화 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 d)단계는, d1) 어떤 가능한 심볼 조합(Ui(t))-어떤 샘플-과 상기 수신된 디지틀 신호(r(t))의 곱을 상관 간격(T)에 걸쳐 적분함으로써
    을 계산하고(적분 결과는 수(number)로 나타남), 모든 가능한 심볼 조합들(F2F에 대하여 U0 및 U1이 충분)에 대하여 상기 적분을 수행하고, 그리고 최대 결과를 실제 심볼에 가장 가까운 것, 즉 상기 실제 심볼에 일치할 가능성이 가장 큰 것으로서 선택함으로써 수행되는 F2F 신호 복호화 방법.
  4. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 d)단계는, d2) 동일 신호 레벨의 이진 신호들(+1 또는 -1)로서 두 신호(U1(t), U2(t))를 승산하여 제3신호(S(t))를 발생시키는 것에 의해 수행되며, 상기 제3신호는 함수가 동일 레벨에 있는 시간과 함수가 상이한 레벨에 있는 시간과의 차이를 단순히 계산함으로써 추정 간격(T)에 걸쳐 적분되는, 즉,
    로서 계산되는 F2F 신호 복호화 방법.
  5. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 상관은 적어도 하나의 비트에 디한 오버랩핑하여 심볼 시퀀스들로 수행되어, 바로 이전 상관 결과들을 포함함으로써 마진 조건이 고려되게 한 F2F 신호 복호화 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 상관 간격(I)은 마지막 추정 위상보다 크고 적어도 바로 이전 추정 간격을 포함하는 F2F 신호 복호화 방법.
  7. 제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 상관 간격(I)의 길이는 적어도 상기 추정된 위상의 길이로 되는 F2F 신호 복호화 방법.
  8. 다수의 기록 트랙(2,3,4)을 가진 자기스트라이프를 포함하고 있는 카드(1)(자기 카드)와 같은 자기 데이터 캐리어 상에 F2F 방식으로 부호화된 신호를 복호화하기 위한 것으로, A) 자기적으로 기록된 신호를 판독하여 아날로그 헤드 신호(915)를 발생시키는 자기 판독 헤드(91)를 포함하고 있는 판독 스테이션과; B) 상기 아날로그 헤드 신호를 증폭하는 매우 높은 이득을 가진 증폭기 스테이션(912)과; C) 판별되고 2진처럼 보이는 신호를 발생시키는 펀별 및 적분 스테이션(913)과; D) 고정 또는 가변 개시 시간 값(fixed or variable start-up time value)을 세팅하는 기준 시간 포착 스테이션(reference time acquistion station)(917)과; E) 상기 개시 시간 값으로부터 시작하는 비트 셀의 정확한 끝을 추정하는 위상 추정 스테이션(918)과; F) 상기 추정된 위상을 근거로 상기 수신된 2진 신호 스트림(r(t))과 모든 가능한 심볼 조합(U1(t))를 상관시켜 비트 스트림을 발생시키는 심볼 상관 스테이션(920)을 포함하는 F2F 신호 복호화 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 심볼 상관 스테이션은 이전 상관 결과들을 포함하여 상기 신호를 상관하는 오버렙 복호기를 포함하는 F2F 신호 복호화 장치.
  10. 제8항에 있어서, 상기 위상 추정 스테이션은 중간 거리 추정 회로 또는 최적 위상 추정기를 포함하는 F2F 신호 복호화 장치.
  11. 제8항에 있어서, 상관된 비트 스트림으로부터 상실된 판독 비트(miss-read bit)를 복구하는 비트 복구 스테이션(922)이 제공되는 F2F 신호 복호화장치.
  12. 제8항에 있어서, 복호화된 데이터의 품질을 결정하여, 품질이 특정 기준이하일 경우 변경된 파라메타로 다시 복호화를 시작하는 장치를 포함하는 F2F 신호 복호화 장치.
  13. 제12항에 있어서, 최고의 복호화된 신호를 최종족으로 선택하기 위하여 변경된 파라메타를 제각기 사용하는 모든 동시 적용 스테이션의 복호화 품질을 결정하는 비교 스테이션을 포함하는 F2F 신호 복호화 장치.
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