JP2743404B2 - 超音波モータの駆動制御装置 - Google Patents
超音波モータの駆動制御装置Info
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- JP2743404B2 JP2743404B2 JP63264726A JP26472688A JP2743404B2 JP 2743404 B2 JP2743404 B2 JP 2743404B2 JP 63264726 A JP63264726 A JP 63264726A JP 26472688 A JP26472688 A JP 26472688A JP 2743404 B2 JP2743404 B2 JP 2743404B2
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、圧電体により弾性体に発生した進行性振動
波によってロータを駆動する超音波モータの駆動制御回
路に関する。
波によってロータを駆動する超音波モータの駆動制御回
路に関する。
B.従来の技術 進行性振動波型の超音波モータは、特開昭59−111609
号公報にも開示されているように、圧電体に交流電圧を
印加して圧電体に屈曲振動を生ぜしめ、圧電体が貼付け
られた弾性体に進行性振動波を生じさせ、この弾性体に
回転子を加圧接触させ摩擦駆動するモータである。
号公報にも開示されているように、圧電体に交流電圧を
印加して圧電体に屈曲振動を生ぜしめ、圧電体が貼付け
られた弾性体に進行性振動波を生じさせ、この弾性体に
回転子を加圧接触させ摩擦駆動するモータである。
この超音波モータには、回転中に急激な負荷の増加が
生じたりすると共振を逸脱して停止するという特性があ
る。このような状態で停止した場合には、圧電体に印加
する周波電圧（以下、入力電圧と呼ぶ）とモニタ電圧
（圧電体の変形によって発生する電圧）の位相差が正常
な回転時の値から逸脱し、ステータの振動がほとんど無
くなる。本明細書ではこのような状態を振動逸脱状態と
呼ぶ。
生じたりすると共振を逸脱して停止するという特性があ
る。このような状態で停止した場合には、圧電体に印加
する周波電圧（以下、入力電圧と呼ぶ）とモニタ電圧
（圧電体の変形によって発生する電圧）の位相差が正常
な回転時の値から逸脱し、ステータの振動がほとんど無
くなる。本明細書ではこのような状態を振動逸脱状態と
呼ぶ。
一度共振状態を逸脱すると、正常の共振状態にするた
めに、駆動周波数を共振周波数より高い再始動周波数に
シフトするなどの措置により、正規の駆動点に再設定し
ている。
めに、駆動周波数を共振周波数より高い再始動周波数に
シフトするなどの措置により、正規の駆動点に再設定し
ている。
C.発明が解決しようとする課題 ところで、このような特性を持つ超音波モータは、温
度，湿度の変化，加圧力の変動，あるいは軸受け中の潤
滑油の粘度の変化などにより負荷変動が生じると、振動
逸脱状態に陥りやすく、その結果突然停止する可能性が
あり動作の信頼性が低い。その上、振動逸脱状態から脱
出するには、上述した措置を行って正規の駆動周波数に
再設定する必要があり、正常状態に回復するまでに時間
がかかる。
度，湿度の変化，加圧力の変動，あるいは軸受け中の潤
滑油の粘度の変化などにより負荷変動が生じると、振動
逸脱状態に陥りやすく、その結果突然停止する可能性が
あり動作の信頼性が低い。その上、振動逸脱状態から脱
出するには、上述した措置を行って正規の駆動周波数に
再設定する必要があり、正常状態に回復するまでに時間
がかかる。
本発明の技術的課題は、負荷を解除することなく簡単
に振動逸脱状態に陥った超音波モータを正常の振動状態
に回復させることにある。
に振動逸脱状態に陥った超音波モータを正常の振動状態
に回復させることにある。
D.課題を解決するための手段 一実施例を示す第１図により説明すると、本発明は、
電気機械変換素子の励振により弾性体に振動を発生する
振動子と、該振動子に加圧接触され、振動により駆動さ
れる相対運動部材とを具備する超音波モータの駆動制御
に用いられ、電気機械変換素子を励振するため電気機械
変換素子に位相の異なる少なくとも一対の周波電圧を印
加する電源回路を備えた超音波モータの駆動制御装置に
適用される。
電気機械変換素子の励振により弾性体に振動を発生する
振動子と、該振動子に加圧接触され、振動により駆動さ
れる相対運動部材とを具備する超音波モータの駆動制御
に用いられ、電気機械変換素子を励振するため電気機械
変換素子に位相の異なる少なくとも一対の周波電圧を印
加する電源回路を備えた超音波モータの駆動制御装置に
適用される。
そして、電源回路から電気機械変換素子に一対の周波
電圧を印加している状態で駆動力を取り出せなくなった
ときは、超音波モータが振動逸脱状態であると判別する
判別手段を備え、判別手段で振動逸脱状態と判別される
と、電源回路は、一対の周波電圧を振動逸脱状態に陥っ
た時の電圧値よりも高くして駆動力を取り出し可能にす
る。
電圧を印加している状態で駆動力を取り出せなくなった
ときは、超音波モータが振動逸脱状態であると判別する
判別手段を備え、判別手段で振動逸脱状態と判別される
と、電源回路は、一対の周波電圧を振動逸脱状態に陥っ
た時の電圧値よりも高くして駆動力を取り出し可能にす
る。
E.作用 電源回路から電気機械変換素子に一対の周波電圧を印
加している状態において、駆動力を取り出せなくなった
ときは超音波モータが振動逸脱状態であると判別し、一
対の周波電圧を振動逸脱状態に陥った時の電圧値よりも
高くして駆動力を取り出し可能にする。これにより、超
音波モータは正常の振動状態にすぐに復帰できる。
加している状態において、駆動力を取り出せなくなった
ときは超音波モータが振動逸脱状態であると判別し、一
対の周波電圧を振動逸脱状態に陥った時の電圧値よりも
高くして駆動力を取り出し可能にする。これにより、超
音波モータは正常の振動状態にすぐに復帰できる。
なお、本発明の構成を説明する上記Ｄ項およびＥ項で
は、本発明を分かり易くするために実施例の図を用いた
が、これにより本発明が実施例に限定されるものではな
い。
は、本発明を分かり易くするために実施例の図を用いた
が、これにより本発明が実施例に限定されるものではな
い。
F.実施例 第１図〜第５図により一実施例を説明する。ここで
は、超音波モータMTの入力電圧と、超音波モータMTから
得られるモニタ電圧VMとの位相差を検出し、この位相差
が所定範囲外のときに振動逸脱状態と判定して、上記入
力電圧を正常時よりも高い電圧に設定することにより正
常な振動状態に直ちに回復させるようにしたものであ
る。
は、超音波モータMTの入力電圧と、超音波モータMTから
得られるモニタ電圧VMとの位相差を検出し、この位相差
が所定範囲外のときに振動逸脱状態と判定して、上記入
力電圧を正常時よりも高い電圧に設定することにより正
常な振動状態に直ちに回復させるようにしたものであ
る。
そこでまず、入力電圧とモニタ電圧VMの位相差から振
動逸脱状態を判定し得る点について説明する。
動逸脱状態を判定し得る点について説明する。
第５図は超音波モータMTの入力周波数ｆとモニタ電圧
VMとの関係を表わす図である。Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅ−Ｆ
−Ｇ間は正常な振動状態時の特性で共振特性を示してい
る。このうち、Ｃ−Ｄ間は超音波モータMTを制御し易い
範囲であって通常使用領域である。Ａ−Ｂ−Ｃ間および
Ａよりも高周波数側で使用可能であるが、回転速度が非
常に遅くなるので高い回転精度は得にくい。また、Ｄ−
Ｅ−Ｆ−Ｇ間も使用可能であるが、共振周波数f3の近傍
であるために動作が不安定になりやすい。さらに共振周
波数f3よりも低い周波数f2においては特性も非常に不安
定であり、Ｇ−Ｈ間はＧからＨへの方向にのみ動作点の
移動がなされる。
VMとの関係を表わす図である。Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅ−Ｆ
−Ｇ間は正常な振動状態時の特性で共振特性を示してい
る。このうち、Ｃ−Ｄ間は超音波モータMTを制御し易い
範囲であって通常使用領域である。Ａ−Ｂ−Ｃ間および
Ａよりも高周波数側で使用可能であるが、回転速度が非
常に遅くなるので高い回転精度は得にくい。また、Ｄ−
Ｅ−Ｆ−Ｇ間も使用可能であるが、共振周波数f3の近傍
であるために動作が不安定になりやすい。さらに共振周
波数f3よりも低い周波数f2においては特性も非常に不安
定であり、Ｇ−Ｈ間はＧからＨへの方向にのみ動作点の
移動がなされる。
一方、Ｉ−Ｈ−Ｊ間は振動逸脱状態時の特性であり、
上述したようにＧからＨに動作点が移動して振動逸脱状
態に入ると、超音波モータの回転が停止するばかりか、
Ｉ−Ｈ−Ｊのように周波数を単に上下させるだけではも
はやＡ〜Ｇの正常な振動状態に回復しない。
上述したようにＧからＨに動作点が移動して振動逸脱状
態に入ると、超音波モータの回転が停止するばかりか、
Ｉ−Ｈ−Ｊのように周波数を単に上下させるだけではも
はやＡ〜Ｇの正常な振動状態に回復しない。
すなわち、この種の超音波モータMTは強いヒステリシ
ス特性を有していることがわかる。
ス特性を有していることがわかる。
第６図は、入力周波数ｆと、超音波モータMTの入力電
圧とモニタ電圧VMの位相差Δθとの関係を表わす図であ
り、周波数f1〜f8は第５図に対応しており、またアルフ
ァベットの小文字のａ〜ｊの点も第５図のＡ〜Ｊと対応
している。第６図からわかるように、入力周波数ｆと位
相差Δθとの特性も第５図と同様にａ−ｂ−ｃ−ｄ−ｅ
−ｆ−ｇとｉ−ｈ−ｊとの２モードに分かれており、ま
た超音波モータMTは、Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅ−Ｆ−Ｇ間で
はその入力電圧の大きさを変えても位相差Δθの値はあ
まり大きく変わらないという特性を持っているので、こ
の位相差Δθを検出し、この位相差Δθの値に基づいて
振動逸脱状態か正常な振動状態かを判別できる。
圧とモニタ電圧VMの位相差Δθとの関係を表わす図であ
り、周波数f1〜f8は第５図に対応しており、またアルフ
ァベットの小文字のａ〜ｊの点も第５図のＡ〜Ｊと対応
している。第６図からわかるように、入力周波数ｆと位
相差Δθとの特性も第５図と同様にａ−ｂ−ｃ−ｄ−ｅ
−ｆ−ｇとｉ−ｈ−ｊとの２モードに分かれており、ま
た超音波モータMTは、Ａ−Ｂ−Ｃ−Ｄ−Ｅ−Ｆ−Ｇ間で
はその入力電圧の大きさを変えても位相差Δθの値はあ
まり大きく変わらないという特性を持っているので、こ
の位相差Δθを検出し、この位相差Δθの値に基づいて
振動逸脱状態か正常な振動状態かを判別できる。
第１図は一実施例の全体構成を示す。
超音波モータMTの圧電素子には電圧入力用の電圧1A,1
Bと、接地用電極1Cと、モニタ電圧検出用の電極1Dとが
それぞれ形成されている。この圧電素子は弾性体を励振
させる電気機械変換素子として機能する。各電極とその
機能および圧電素子との関係に関しては、本出願人によ
る特開昭59−204477号公報等により公知であるのでその
説明は省略する。
Bと、接地用電極1Cと、モニタ電圧検出用の電極1Dとが
それぞれ形成されている。この圧電素子は弾性体を励振
させる電気機械変換素子として機能する。各電極とその
機能および圧電素子との関係に関しては、本出願人によ
る特開昭59−204477号公報等により公知であるのでその
説明は省略する。
このような超音波モータMTの駆動制御回路は、振動逸
脱状態判別回路20と、電源回路30とから成り、モニタ電
圧VMと一対の入力電圧の一方が波形整形器41,42を介し
て振動逸脱状態判別回路20に入力されている。振動逸脱
状態判別回路20は、位相検出器21と、ローパスフィルタ
22と、比較器23と、閾値電圧源24とを備える。一方、電
源回路30は、デューティ設定器31と、発振器32と、位相
シフト回路33と、パワーアンプ34,35とを備える。
脱状態判別回路20と、電源回路30とから成り、モニタ電
圧VMと一対の入力電圧の一方が波形整形器41,42を介し
て振動逸脱状態判別回路20に入力されている。振動逸脱
状態判別回路20は、位相検出器21と、ローパスフィルタ
22と、比較器23と、閾値電圧源24とを備える。一方、電
源回路30は、デューティ設定器31と、発振器32と、位相
シフト回路33と、パワーアンプ34,35とを備える。
電極1Aへの入力電圧と電極1Dからのモニタ電圧VMは各
々波形整形器41,42に入力されロジック信号に変換され
て位相検出器21に入力される。位相検出器21は入力電圧
とモニタ電圧VMとの位相差Δθを算出してローパスフィ
ルタ22に入力し、ローパスフィルタ22で位相差Δθに応
じた電圧VLPFに変換される。ここで、位相差Δθと電圧
VLPFとの関係は第２図に示すとおりである。比較器23
は、ローパスフィルタ22からの入力VLPFと閾値電圧源24
の出力VKa,VKbとを比較して、振動逸脱状態か正常な振
動状態かを判別する。
々波形整形器41,42に入力されロジック信号に変換され
て位相検出器21に入力される。位相検出器21は入力電圧
とモニタ電圧VMとの位相差Δθを算出してローパスフィ
ルタ22に入力し、ローパスフィルタ22で位相差Δθに応
じた電圧VLPFに変換される。ここで、位相差Δθと電圧
VLPFとの関係は第２図に示すとおりである。比較器23
は、ローパスフィルタ22からの入力VLPFと閾値電圧源24
の出力VKa,VKbとを比較して、振動逸脱状態か正常な振
動状態かを判別する。
比較器23の出力はデューティ設定器31に入力され、発
振陰気32のパルス出力を加工してデューティ比の異なる
パルスを作成して入力電圧の設定を行う。ここで、振動
逸脱状態時の入力電圧が正常な振動状態時の入力電圧に
比べ高くなるように設定される。デューティ設定器31の
出力は、位相シフト回路33を介してπ/2だけ位相の異な
る高周波数信号にされ、さらにパワーアンプ34,35によ
り増幅した後に圧電素子の電極1A,1Bに入力電圧として
印加される。
振陰気32のパルス出力を加工してデューティ比の異なる
パルスを作成して入力電圧の設定を行う。ここで、振動
逸脱状態時の入力電圧が正常な振動状態時の入力電圧に
比べ高くなるように設定される。デューティ設定器31の
出力は、位相シフト回路33を介してπ/2だけ位相の異な
る高周波数信号にされ、さらにパワーアンプ34,35によ
り増幅した後に圧電素子の電極1A,1Bに入力電圧として
印加される。
次に各ブロックの詳細を第３図および第４図により説
明する。
明する。
第３図により各回路の詳細を説明する。
位相検出器21は、ノアゲート21a,21bと、インバータ2
1c,21dと、抵抗21e,21fと、コンデンサ21g,21hとで構成
される微分回路21A、４つのナンドゲート21i〜21lから
成るRSフリップフロップ21B、およびアンドゲート21mを
有する。この位相検出器21は、入力電圧とモニタ電圧VM
の位相差Δθを検出する。
1c,21dと、抵抗21e,21fと、コンデンサ21g,21hとで構成
される微分回路21A、４つのナンドゲート21i〜21lから
成るRSフリップフロップ21B、およびアンドゲート21mを
有する。この位相検出器21は、入力電圧とモニタ電圧VM
の位相差Δθを検出する。
ローパスフィルタ22は、抵抗22aとコンデンサ22bとか
ら成り、上記位相差Δθに比例した電圧を出力する。
ら成り、上記位相差Δθに比例した電圧を出力する。
比較器23および閾値電圧源24は、一対のコンパレータ
23a,23bと、一対の可変抵抗器23c,23dと、ナンドゲート
23eとを有する。一対の可変抵抗器23c,23dでVLPFが上下
閾値VKa,VKbの範囲内にあるか否かを比較検出する。
23a,23bと、一対の可変抵抗器23c,23dと、ナンドゲート
23eとを有する。一対の可変抵抗器23c,23dでVLPFが上下
閾値VKa,VKbの範囲内にあるか否かを比較検出する。
デューティ設定器31は、一対のアナログスイッチ31a,
31bと、可変抵抗器31c,31dと、インバータ31eと、コン
パレータ31fと、一対のナンドゲート31g,31hから成るRS
フリップフロップ31iと、インバータ31j,抵抗31k,コン
デンサ31l,ナンドゲート31mで構成される微分回路31n
と、スイッチングトランジスタ31oと、コンデンサ31p
と、抵抗31qとから成る。このデューティ設定器31は、
位相差Δθが所定の範囲内のときはRSフリップフロップ
31iの出力ａとして小さいデューティ比のパルスを出力
する。逆に位相差Δθが所定の範囲外のときはRSフリッ
プフロップ31iの出力ａとして大きいデューティ比のパ
ルスを出力する。
31bと、可変抵抗器31c,31dと、インバータ31eと、コン
パレータ31fと、一対のナンドゲート31g,31hから成るRS
フリップフロップ31iと、インバータ31j,抵抗31k,コン
デンサ31l,ナンドゲート31mで構成される微分回路31n
と、スイッチングトランジスタ31oと、コンデンサ31p
と、抵抗31qとから成る。このデューティ設定器31は、
位相差Δθが所定の範囲内のときはRSフリップフロップ
31iの出力ａとして小さいデューティ比のパルスを出力
する。逆に位相差Δθが所定の範囲外のときはRSフリッ
プフロップ31iの出力ａとして大きいデューティ比のパ
ルスを出力する。
位相シフト回路33は、一対のＤフリップフロップ33a,
33bと、ガンドゲート33c〜33nと、インバータ33oと、オ
アゲート33p,33qとから成る。この位相シフト回路33
は、デューティ比設定回路31の出力パルス1/4倍し、入
力されるCW/CCW信号や動作／停止信号に従ってパワーア
ンプ34,35にそれぞれ＋π/2あるいは−π/2の位相差を
持つ信号を出力する。
33bと、ガンドゲート33c〜33nと、インバータ33oと、オ
アゲート33p,33qとから成る。この位相シフト回路33
は、デューティ比設定回路31の出力パルス1/4倍し、入
力されるCW/CCW信号や動作／停止信号に従ってパワーア
ンプ34,35にそれぞれ＋π/2あるいは−π/2の位相差を
持つ信号を出力する。
パワーアンプ34,35は、それぞれMOSトランジスタ34a,
34b,35a,35bと、トランス34c,35cとから成り、位相シフ
ト回路33からの信号を増幅して圧電体1bの電極1A,1Bに
入力電圧を入力する。
34b,35a,35bと、トランス34c,35cとから成り、位相シフ
ト回路33からの信号を増幅して圧電体1bの電極1A,1Bに
入力電圧を入力する。
第４図の信号波形図を参照して動作を説明する。
波形整形器41,42は、入力電圧（同図（ａ））とモニ
タ電圧VM（第４図（ｂ））をロジック信号に変換する
（同図（ｃ），（ｄ））。波形整形器41,42の出力は微
分回路21Aにて各々微分パルスとされ、RSフリップフロ
ップ21Bに入力される。このRSフリップフロップ21Bの出
力は第４図（ｅ）となり。入力電圧とモニタ電圧VMの位
相差Δθに対応したデジタル出力となる。このデジタル
出力をローパスフィルタ22に入力すると、その出力電圧
VLPFは、第４図（ｆ）に示すように入力電圧とモニタ電
圧VMの位相差Δθに比例した電圧出力となる。この電圧
VLPFは比較器23に入力され、電圧VLPFが閾値電圧VKa,VK
bの範囲内にある場合は、コンパレータ23a,23bの出力は
共にハイレベルとなり、ナンドゲート23eの出力はロー
レベルとなる。VKa,VKbの範囲内に出力電圧VLPFがない
場合は、コンパレータ23a,23bのいずれか一方の出力が
ローレベルとなるためナンドゲート23eの出力はハイレ
ベルとなる。
タ電圧VM（第４図（ｂ））をロジック信号に変換する
（同図（ｃ），（ｄ））。波形整形器41,42の出力は微
分回路21Aにて各々微分パルスとされ、RSフリップフロ
ップ21Bに入力される。このRSフリップフロップ21Bの出
力は第４図（ｅ）となり。入力電圧とモニタ電圧VMの位
相差Δθに対応したデジタル出力となる。このデジタル
出力をローパスフィルタ22に入力すると、その出力電圧
VLPFは、第４図（ｆ）に示すように入力電圧とモニタ電
圧VMの位相差Δθに比例した電圧出力となる。この電圧
VLPFは比較器23に入力され、電圧VLPFが閾値電圧VKa,VK
bの範囲内にある場合は、コンパレータ23a,23bの出力は
共にハイレベルとなり、ナンドゲート23eの出力はロー
レベルとなる。VKa,VKbの範囲内に出力電圧VLPFがない
場合は、コンパレータ23a,23bのいずれか一方の出力が
ローレベルとなるためナンドゲート23eの出力はハイレ
ベルとなる。
ナンドゲート23eの出力はデューティ設定器31に入力
され、そのアナログスイッチ31aを制御する一方、イン
バータ31eを通って反転された信号によってアナログス
ンイッチ31bをも制御する。これらアナログスイッチ31
a,31bは共に制御入力がローレベルの時に導通状態とな
る。アナログスイッチ31a,31bにはそれぞれ可変抵抗器3
1c,31dで設定されたVTHaあるいはVTHbが入力されてい
る。今、入力電圧とモニタ電圧VMの位相値Δθに基づい
てローパスフィルタ22の出力電圧VLPFがVKaとVKbの間に
ある場合には、アナログスイッチ31aがオンしてVTHaが
選択され、それ以外の場合にはアナログスイッチ31bが
オンしてVTHbが選択され、コパレータ31fの非反転入力
端子に入力される。
され、そのアナログスイッチ31aを制御する一方、イン
バータ31eを通って反転された信号によってアナログス
ンイッチ31bをも制御する。これらアナログスイッチ31
a,31bは共に制御入力がローレベルの時に導通状態とな
る。アナログスイッチ31a,31bにはそれぞれ可変抵抗器3
1c,31dで設定されたVTHaあるいはVTHbが入力されてい
る。今、入力電圧とモニタ電圧VMの位相値Δθに基づい
てローパスフィルタ22の出力電圧VLPFがVKaとVKbの間に
ある場合には、アナログスイッチ31aがオンしてVTHaが
選択され、それ以外の場合にはアナログスイッチ31bが
オンしてVTHbが選択され、コパレータ31fの非反転入力
端子に入力される。
一方、発振器32は駆動周波数の４倍の周波数で発振し
ており、第４図（ｇ）に示す方形波を出力する。この出
力は、ローレベルからハイレベルに立上がるときに微分
回路31nにて負のパルスに変換され、RSフリップフロッ
プ31iの出力ａはハイレベルに、他方の出力ｂはローレ
ベルとなる。このとき、この出力ｂのローレベル信号に
より、スイッチングトランジスタ31oがオフ状態とな
る。すると、コンデンサ31nが抵抗31qを通じて充電さ
れ、コンデンサ31pの端子電圧Vcは時間とともに上昇す
る（第４図（ｉ））。この端子電圧Vcはコンパレータ31
fの反転入力端子に入力される。コンデンサ31pが充電さ
れてコンパレータ31fの基準電圧を超えるとコンパレー
タ31fの出力は反転し、ハイレベルからローレベルとな
る。このコンパレータ31fの出力は、RSフリップフロッ
プ31iを構成するナンドゲート31gに入力されるため、RS
フリップフロップ31iの出力が反転しハイレベルとな
る。この結果、スイッチングトランジスタ31oがオンし
コンデンサ31pは放電され、コンパレータ31fの出力は再
び反転してハイレベルになる。
ており、第４図（ｇ）に示す方形波を出力する。この出
力は、ローレベルからハイレベルに立上がるときに微分
回路31nにて負のパルスに変換され、RSフリップフロッ
プ31iの出力ａはハイレベルに、他方の出力ｂはローレ
ベルとなる。このとき、この出力ｂのローレベル信号に
より、スイッチングトランジスタ31oがオフ状態とな
る。すると、コンデンサ31nが抵抗31qを通じて充電さ
れ、コンデンサ31pの端子電圧Vcは時間とともに上昇す
る（第４図（ｉ））。この端子電圧Vcはコンパレータ31
fの反転入力端子に入力される。コンデンサ31pが充電さ
れてコンパレータ31fの基準電圧を超えるとコンパレー
タ31fの出力は反転し、ハイレベルからローレベルとな
る。このコンパレータ31fの出力は、RSフリップフロッ
プ31iを構成するナンドゲート31gに入力されるため、RS
フリップフロップ31iの出力が反転しハイレベルとな
る。この結果、スイッチングトランジスタ31oがオンし
コンデンサ31pは放電され、コンパレータ31fの出力は再
び反転してハイレベルになる。
次に発振器33からの出力が次のサイクルで再びローレ
ベル→ハイレベルに立上がると、再び同じ動作を繰返
す。したがって、コンパレータ31fの非反転入力端子の
基準電圧の大きさに応じて、RSフリップフロップ31iの
出力ａにおける“H"と“L"の時間の比率、すなわちデュ
ーティ比が変化する。すなわち、コンパレータ31fの基
準電圧が高ければ“H"の時間が長くなり、逆に低ければ
短くなるので、アナログスンイッチ31a,31bにより選択
される電圧VTHa,VTHbをVTHa＜VTHbとしておけば、入力
電圧とモニタ電圧VMの位相差Δθにより電圧VLPFがVKa
とVKbの間にあるときはRSフリップフロップ31iの出力ａ
は“H"が短く“L"が長くなり、それ以外のときは従前の
場合より“H"が長くなる。
ベル→ハイレベルに立上がると、再び同じ動作を繰返
す。したがって、コンパレータ31fの非反転入力端子の
基準電圧の大きさに応じて、RSフリップフロップ31iの
出力ａにおける“H"と“L"の時間の比率、すなわちデュ
ーティ比が変化する。すなわち、コンパレータ31fの基
準電圧が高ければ“H"の時間が長くなり、逆に低ければ
短くなるので、アナログスンイッチ31a,31bにより選択
される電圧VTHa,VTHbをVTHa＜VTHbとしておけば、入力
電圧とモニタ電圧VMの位相差Δθにより電圧VLPFがVKa
とVKbの間にあるときはRSフリップフロップ31iの出力ａ
は“H"が短く“L"が長くなり、それ以外のときは従前の
場合より“H"が長くなる。
このようにデューティ比が設定された出力ａは、位相
シフト回路33により周波数が1/4倍され、かつ、パワー
アンプ34,35を駆動するための信号に変換される。ここ
で、CW/CCW信号は方向切換入力、動作／停止信号は動
作，停止のための信号入力であり、共にロジック入力で
ある。そして、これらの入力によって超音波モータの回
転方向に応じた入力電圧の位相差（＋π/2または−π/
2）が形成されるとともに、超音波モータの停止，駆動
が制御される。
シフト回路33により周波数が1/4倍され、かつ、パワー
アンプ34,35を駆動するための信号に変換される。ここ
で、CW/CCW信号は方向切換入力、動作／停止信号は動
作，停止のための信号入力であり、共にロジック入力で
ある。そして、これらの入力によって超音波モータの回
転方向に応じた入力電圧の位相差（＋π/2または−π/
2）が形成されるとともに、超音波モータの停止，駆動
が制御される。
アンドゲート33k〜33nの出力は抵抗を介してMOSトラ
ンジスタ34a,34b,35a,35bのゲートにそれぞれ接続さ
れ、MOSトランジスタを駆動する。これらのMOSトランジ
スタはトランス34c,35cの１次側に接続され、このトラ
ンス34c,35cを駆動する。ここで、出力ａの“H"の時間
の比率が大きくなると、すなわちデューティ比が大きく
なるとMOSトランジスタの“ON"時間が長くなり、トラン
ス34c,35cの２次側に発生し超音波モータに入力される
入力電圧が大きくなる。逆に上記“H"の時間の比率が小
さく、すなわちデューティ比が小さくなれば、MOSトラ
ンジスタの“ON"時間が短くなり、入力電圧は小さくな
る。
ンジスタ34a,34b,35a,35bのゲートにそれぞれ接続さ
れ、MOSトランジスタを駆動する。これらのMOSトランジ
スタはトランス34c,35cの１次側に接続され、このトラ
ンス34c,35cを駆動する。ここで、出力ａの“H"の時間
の比率が大きくなると、すなわちデューティ比が大きく
なるとMOSトランジスタの“ON"時間が長くなり、トラン
ス34c,35cの２次側に発生し超音波モータに入力される
入力電圧が大きくなる。逆に上記“H"の時間の比率が小
さく、すなわちデューティ比が小さくなれば、MOSトラ
ンジスタの“ON"時間が短くなり、入力電圧は小さくな
る。
以上の様な動作となるため、VKaおよびVKbの電圧を適
切に定めることにより、このVKaとVKbで定まる範囲を逸
脱するときに振動逸脱状態を検出して入力電圧を正常時
よりも大きくし、以って、簡単に正常な振動状態に回復
できる。
切に定めることにより、このVKaとVKbで定まる範囲を逸
脱するときに振動逸脱状態を検出して入力電圧を正常時
よりも大きくし、以って、簡単に正常な振動状態に回復
できる。
なお、停止状態から動作状態とする場合、停止状態で
は動作／停止信号はローレベルであるため、アンドゲー
ト33k〜33nの出力が“L"となり、ローパスフィルタ22の
出力電圧VLPFが位相差Δθ＝０に対応した出力となって
いるので入力電圧は大となり、入力電圧の立上り時間を
短縮することが可能となる。
は動作／停止信号はローレベルであるため、アンドゲー
ト33k〜33nの出力が“L"となり、ローパスフィルタ22の
出力電圧VLPFが位相差Δθ＝０に対応した出力となって
いるので入力電圧は大となり、入力電圧の立上り時間を
短縮することが可能となる。
以上では、入力電圧とモニタ電圧の位相差から振動逸
脱状態を判別したが、圧電体に印加される周波電圧を
検出する印加電圧検出手段と、超音波モータの回転数
を検出する回転数検出手段と、圧電体の変形に伴って
発生するモニタ電圧を検出するモニタ電圧検出手段と、
圧電体へ印加される周波電圧とモニタ電圧との位相差
を検出する位相差検出手段とを設け、これらの各検出手
段により、周波電圧が所定値以上であること、回転数が
零であること、モニタ電圧が所定値以下であること、か
つ位相差が所定値以下であることが検出されると振動逸
脱状態と判別するようにしてもよい。あるいは，，
または，，で判別してもよい。
脱状態を判別したが、圧電体に印加される周波電圧を
検出する印加電圧検出手段と、超音波モータの回転数
を検出する回転数検出手段と、圧電体の変形に伴って
発生するモニタ電圧を検出するモニタ電圧検出手段と、
圧電体へ印加される周波電圧とモニタ電圧との位相差
を検出する位相差検出手段とを設け、これらの各検出手
段により、周波電圧が所定値以上であること、回転数が
零であること、モニタ電圧が所定値以下であること、か
つ位相差が所定値以下であることが検出されると振動逸
脱状態と判別するようにしてもよい。あるいは，，
または，，で判別してもよい。
G.発明の効果 本発明によれば、温度，湿度の変化、加圧力の変動、
潤滑油の粘度の変化などにより負荷変動が生じ超音波モ
ータが振動逸脱状態になった場合には、超音波モータに
印加する周波電圧を振動逸脱状態に陥ったときの電圧値
よりも高くすることにより超音波モータをすばやく振動
逸脱状態から脱出させて正常の振動状態に回復でき、信
頼性の高い超音波モータを提供できる。
潤滑油の粘度の変化などにより負荷変動が生じ超音波モ
ータが振動逸脱状態になった場合には、超音波モータに
印加する周波電圧を振動逸脱状態に陥ったときの電圧値
よりも高くすることにより超音波モータをすばやく振動
逸脱状態から脱出させて正常の振動状態に回復でき、信
頼性の高い超音波モータを提供できる。
第１図は本発明に係る装置の一実施例のブロック図、第
２図は位相差Δθとローパスフィルタの出力VLPFとの関
係を表わす図、第３図は第１図の詳細を表わす図、第４
図は第３図の各部信号のタイムチャート、第５図は入力
周波数ｆとモニタ電圧VMとの関係を表わす図、第６図は
入力周波数ｆと位相差Δθとの関係を表わす図である。 1:超音波モータ 20:振動逸脱状態判別回路 30:電源回路
２図は位相差Δθとローパスフィルタの出力VLPFとの関
係を表わす図、第３図は第１図の詳細を表わす図、第４
図は第３図の各部信号のタイムチャート、第５図は入力
周波数ｆとモニタ電圧VMとの関係を表わす図、第６図は
入力周波数ｆと位相差Δθとの関係を表わす図である。 1:超音波モータ 20:振動逸脱状態判別回路 30:電源回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−56178（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−178774（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−154074（ＪＰ，Ａ)
Claims (4)
- 【請求項１】電気機械変換素子の励振により弾性体に振
動を発生する振動子と、該振動子に加圧接触され、前記
振動により駆動される相対運動部材とを具備する超音波
モータの駆動制御に用いられ、前記電気機械変換素子を
励振するため該電気機械変換素子に位相の異なる少なく
とも一対の周波電圧を印加する電源回路を備えた超音波
モータの駆動制御装置において、 前記電源回路から前記電気機械変換素子に前記一対の周
波電圧を印加している状態で駆動力を取り出せなくなっ
たときは、前記超音波モータが振動逸脱状態であると判
別する判別手段を備え、 該判別手段で前記振動逸脱状態と判別されると、前記電
源回路は、前記一対の周波電圧を前記振動逸脱状態に陥
った時の電圧値よりも高くして駆動力を取り出し可能に
することを特徴とする超音波モータの駆動制御装置。 - 【請求項２】前記振動逸脱状態判別手段は、前記電気機
械変換素子に印加される周波電圧を検出する印加電圧検
出手段と、 前記電気機械変換素子の変形に伴って発生するモニタ電
圧を検出するモニタ電圧検出手段と、 前記電気機械変換素子へ印加される周波電圧と前記モニ
タ電圧との位相差を検出する位相差検出手段とを具備
し、 該位相差が所定範囲外であることが検出されると前記判
別手段が振動逸脱状態と判別することを特徴とする請求
項１に記載の超音波モータの駆動制御装置。 - 【請求項３】前記振動逸脱状態判別手段は、前記電気機
械変換素子に印加される周波電圧を検出する印加電圧検
出手段と、 前記超音波モータの回転数を検出する回転数検出手段
と、 前記電気機械変換素子の変形に伴って発生するモニタ電
圧を検出するモニタ電圧検出手段とを具備し、 これらの各検出手段により、前記周波電圧が所定値以上
であること、前記回転数が零であること、かつ前記モニ
タ電圧が所定値以下であることが検出されると前記判別
手段が振動逸脱状態と判別することを特徴とする請求項
１に記載の超音波モータの駆動制御装置。 - 【請求項４】前記振動逸脱状態判別手段は、前記電気機
械変換素子に印加される周波電圧を検出する印加電圧検
出手段と、 前記超音波モータの回転数を検出する回転数検出手段
と、 前記電気機械変換素子の変形に伴って発生するモニタ電
圧を検出するモニタ電圧検出手段と、 前記電気機械変換素子へ印加される周波電圧と前記モニ
タ電圧との位相差を検出する位相差検出手段とを具備
し、 これらの各検出手段により、前記周波電圧が所定値以上
であること、前記回転数が零であること、かつ前記位相
差が所定値以下であることが検出されると前記判別手段
が振動逸脱状態と判別することを特徴とする請求項１に
記載の超音波モータの駆動制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63264726A JP2743404B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 超音波モータの駆動制御装置 |
| US08/476,554 US5710491A (en) | 1988-10-19 | 1995-06-07 | Driving control device for vibration wave motor |
| US08/472,743 US5625246A (en) | 1988-10-19 | 1995-06-07 | Driving control device for vibration wave motor |
| US08/767,320 US5744897A (en) | 1988-10-19 | 1996-12-16 | Driving control device for vibration wave motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63264726A JP2743404B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 超音波モータの駆動制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02111275A JPH02111275A (ja) | 1990-04-24 |
| JP2743404B2 true JP2743404B2 (ja) | 1998-04-22 |
Family
ID=17407325
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63264726A Expired - Fee Related JP2743404B2 (ja) | 1988-10-19 | 1988-10-19 | 超音波モータの駆動制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2743404B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10142232B4 (de) | 2001-08-29 | 2021-04-29 | Roche Diabetes Care Gmbh | Verfahren zur Herstellung eines analytischen Hilfsmittels mit Lanzette und Testelement |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6356178A (ja) * | 1986-08-26 | 1988-03-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 超音波モ−タ駆動方法 |
| JPH078154B2 (ja) * | 1986-12-15 | 1995-01-30 | キヤノン株式会社 | 振動波モーター装置 |
| JPS63178774A (ja) * | 1987-01-19 | 1988-07-22 | Canon Inc | 振動波モ−タ−の駆動回路 |
-
1988
- 1988-10-19 JP JP63264726A patent/JP2743404B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02111275A (ja) | 1990-04-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |