JP2741908B2 - 自動同期装置 - Google Patents
自動同期装置Info
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- JP2741908B2 JP2741908B2 JP1178107A JP17810789A JP2741908B2 JP 2741908 B2 JP2741908 B2 JP 2741908B2 JP 1178107 A JP1178107 A JP 1178107A JP 17810789 A JP17810789 A JP 17810789A JP 2741908 B2 JP2741908 B2 JP 2741908B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は同期機器を電力系統などに自動並列接続する
場合の位相検出、周波数の遅れ進みの検出，周波数偏
差、及び漸進位相角の検出方式に係り、特に、カウンタ
ーによる論理演算処理に好適な自動同期装置に関する。
場合の位相検出、周波数の遅れ進みの検出，周波数偏
差、及び漸進位相角の検出方式に係り、特に、カウンタ
ーによる論理演算処理に好適な自動同期装置に関する。
従来の装置は、特許461208号に記載の様に、同期機器
端子電圧と電力系統の端子電圧とによりチヨツパーを駆
動し、その出力を特殊な低減フイルターにより三角波ビ
ート電圧に変換してから不完全微分して漸進位相角を検
出する方式か、または、上記の各端子電圧を直列接続し
て得られる正弦波ビート電圧と電圧レベル検出器などに
より漸進位相角を検出する方式が採用されている。
端子電圧と電力系統の端子電圧とによりチヨツパーを駆
動し、その出力を特殊な低減フイルターにより三角波ビ
ート電圧に変換してから不完全微分して漸進位相角を検
出する方式か、または、上記の各端子電圧を直列接続し
て得られる正弦波ビート電圧と電圧レベル検出器などに
より漸進位相角を検出する方式が採用されている。
また、周波数の遅れ（基準周波数よりも低い周波数）
と、進み（基準周波数よりも高い周波数）を検出するの
に、前記各端子電圧によりフリツプ プロツプを駆動し
て、その出力を特殊な低減フイルターによる鋸歯状波形
ビート電圧に変換してから微分処理する方式が採用され
ている。
と、進み（基準周波数よりも高い周波数）を検出するの
に、前記各端子電圧によりフリツプ プロツプを駆動し
て、その出力を特殊な低減フイルターによる鋸歯状波形
ビート電圧に変換してから微分処理する方式が採用され
ている。
しかし、いずれの方法も特殊フイルターの特性で性能
が決り、これを、そのまま計算機で演算させるために
は、膨大な演算プログラムを必要としプログラム化の難
解さに合せて、演算時間の遅れと、大容量メモリが要求
されるので、デジタル化演算システム用としては不適当
な方式である。
が決り、これを、そのまま計算機で演算させるために
は、膨大な演算プログラムを必要としプログラム化の難
解さに合せて、演算時間の遅れと、大容量メモリが要求
されるので、デジタル化演算システム用としては不適当
な方式である。
上記従来技術は、正弦波ビート電圧相当の三角波形ビ
ート電圧と鋸歯状波形ビート電圧をローパスフイルター
（低周波パスフイルター）の特性を利用して作るため、
ローパル フイルターの特性で、自動同期装置の性能が
決るが、ローパス フイルターの特性向上は技術的にも
製作上も難解である。
ート電圧と鋸歯状波形ビート電圧をローパスフイルター
（低周波パスフイルター）の特性を利用して作るため、
ローパル フイルターの特性で、自動同期装置の性能が
決るが、ローパス フイルターの特性向上は技術的にも
製作上も難解である。
一方、デジタル化する場合は、ローパス フイルター
の演算プログラムは複雑で、膨大で、演算時間遅れと大
容量メモリーが要求される。
の演算プログラムは複雑で、膨大で、演算時間遅れと大
容量メモリーが要求される。
本発明の目的は、特殊低周波パス フイルターによつ
て作つた三角波形ビート電圧、鋸歯状波形ビート電圧な
どの技法を全く使うことなく、位相に正比例したパルス
数を考案し、パルス数で、必要機能を全て検出するパル
ス カウント方式を採用した自動同期装置を提供するこ
とにある。
て作つた三角波形ビート電圧、鋸歯状波形ビート電圧な
どの技法を全く使うことなく、位相に正比例したパルス
数を考案し、パルス数で、必要機能を全て検出するパル
ス カウント方式を採用した自動同期装置を提供するこ
とにある。
本発明の自動同期装置は、同期機器と電力系統との間
に形成される同期開閉器に対して同期投入指令信号を発
信するものであり、本発明の自動同期装置は、前記同期
開閉器の両端からそれぞれ同相分の正弦波電圧波形の零
電位を検出し、零電位以外の電位は＋１又は−１の信号
に変換して出力する２つの比較器と、前記２つの比較器
からの出力の同極性部分を合成する加算機と、前記加算
機からの出力が＋１又は−１のときにゲートをオンに
し、前記ゲートを通過するパルス数を計測することによ
って位相偏差に正比例したパルス数を検出し、パルス数
Ｎ＝定数Ｋ×位相角θなる関係を成立させる第１のクロ
ックパルスカウンターと、前記２つの比較器からの出力
が＋１又は−１のときそれぞれのゲートをオンにし、前
記それぞれのゲートを通過するパルス数を計測する第２
及び第３のクロックパルスカウンターと、前記第２及び
第３のクロックパルスカウンターからの出力を比較する
ことによって、前記同期機器と前記電力系統との周波数
の遅れ又は進みとして現れる周波数偏差を検出する周波
数比較器と、検出された前記周波数の遅れ又は進みによ
って前記定数Ｋを補正し、漸進位相角に相当するパルス
数を決定し、正弦波ビート電圧波形上で電圧が最大とな
る180度位置より360度（同期点）位置の方向であり、前
記漸進位相角以上の設定位相角の２点を通過することを
条件として、漸進位相角を検出する漸進位相角比較器
と、を有する。そして、前記同期開閉器の両端の電圧偏
差、前記周波数偏差、及び前記漸進位相角が設定値以下
であることを条件として前記同期投入指令を発信する。
に形成される同期開閉器に対して同期投入指令信号を発
信するものであり、本発明の自動同期装置は、前記同期
開閉器の両端からそれぞれ同相分の正弦波電圧波形の零
電位を検出し、零電位以外の電位は＋１又は−１の信号
に変換して出力する２つの比較器と、前記２つの比較器
からの出力の同極性部分を合成する加算機と、前記加算
機からの出力が＋１又は−１のときにゲートをオンに
し、前記ゲートを通過するパルス数を計測することによ
って位相偏差に正比例したパルス数を検出し、パルス数
Ｎ＝定数Ｋ×位相角θなる関係を成立させる第１のクロ
ックパルスカウンターと、前記２つの比較器からの出力
が＋１又は−１のときそれぞれのゲートをオンにし、前
記それぞれのゲートを通過するパルス数を計測する第２
及び第３のクロックパルスカウンターと、前記第２及び
第３のクロックパルスカウンターからの出力を比較する
ことによって、前記同期機器と前記電力系統との周波数
の遅れ又は進みとして現れる周波数偏差を検出する周波
数比較器と、検出された前記周波数の遅れ又は進みによ
って前記定数Ｋを補正し、漸進位相角に相当するパルス
数を決定し、正弦波ビート電圧波形上で電圧が最大とな
る180度位置より360度（同期点）位置の方向であり、前
記漸進位相角以上の設定位相角の２点を通過することを
条件として、漸進位相角を検出する漸進位相角比較器
と、を有する。そして、前記同期開閉器の両端の電圧偏
差、前記周波数偏差、及び前記漸進位相角が設定値以下
であることを条件として前記同期投入指令を発信する。
本発明の位相検出の基本は、前記位相検出手段中、半
サイクルに１回の信号が位相に正比例して発信するの
で、この信号でクロツク パルス カウンターのゲート
をONすれば、ゲート通過のクロツク パルス数は位相に
正比例する。
サイクルに１回の信号が位相に正比例して発信するの
で、この信号でクロツク パルス カウンターのゲート
をONすれば、ゲート通過のクロツク パルス数は位相に
正比例する。
例えば、50Hz系で、両端子電圧の周波数差が0.1Hzと
すれば、１つの正弦波ビート電圧波形の時間的長さ となる。この10秒間に、位相角は０度から180度（電圧
最大）、180度から360度（同期点）と変化する。ここ
で、 （ミリ秒）故、0.1Hzの時間は0.02×0.1＝0.002（秒）
であるから、基準1Hzに対応した時間差2msとなり、半サ
イクルの時間差は1msとなる。
すれば、１つの正弦波ビート電圧波形の時間的長さ となる。この10秒間に、位相角は０度から180度（電圧
最大）、180度から360度（同期点）と変化する。ここ
で、 （ミリ秒）故、0.1Hzの時間は0.02×0.1＝0.002（秒）
であるから、基準1Hzに対応した時間差2msとなり、半サ
イクルの時間差は1msとなる。
従つて、電力系統側を基準値と考えると、前記位相検
出手段中の、半サイクルに１回の信号の最大値は、周波
数が遅れの場合に10ms,進みの場合は基準周波数より周
波数が高いので、周波数偏差0.1Hzにより半サイクルの
時間差1msだけ短くなり9msとなる。この最大値は正弦波
ビート電圧波形の180度位置に相当し、また、180度より
360度までの時間は５秒故、この５秒間の正弦波数は となり、前記の半サイクルに１回の信号数は250×２＝5
00個となる。即ち、正弦波ビート電圧波形上180度から3
60度までの間の角度を500分割するので、１分割当りの
角度は となる。
出手段中の、半サイクルに１回の信号の最大値は、周波
数が遅れの場合に10ms,進みの場合は基準周波数より周
波数が高いので、周波数偏差0.1Hzにより半サイクルの
時間差1msだけ短くなり9msとなる。この最大値は正弦波
ビート電圧波形の180度位置に相当し、また、180度より
360度までの時間は５秒故、この５秒間の正弦波数は となり、前記の半サイクルに１回の信号数は250×２＝5
00個となる。即ち、正弦波ビート電圧波形上180度から3
60度までの間の角度を500分割するので、１分割当りの
角度は となる。
即ち、最小検出位相角は0.36度となるが、この値は実
用上、十分なる分解能である。
用上、十分なる分解能である。
各零電位検出用比較器出力をクロツク パルス カウ
ンターのゲート信号とすることで、両パルス カウンタ
ー出力の差で、進みと遅れを検出できる。差がゼロ、即
ち、両クロツク パルス カウンターの出力数が同じで
あれば同一周波数となるが、実際には差があるので、基
準となるクロツク パルス カウンター（電力系統側）
の出力値に比べて、クロツク パルス カウンター（同
期機器側）のパルス数が多ければ、同期機器側の周波数
が低い（遅れ）ので同期機器側の周波数の昇速制御を行
う。逆に、パルス数が少なければ、同期機器側の周波数
が高い（進み）ので、同期機器側の周波数の降速制御を
行う。
ンターのゲート信号とすることで、両パルス カウンタ
ー出力の差で、進みと遅れを検出できる。差がゼロ、即
ち、両クロツク パルス カウンターの出力数が同じで
あれば同一周波数となるが、実際には差があるので、基
準となるクロツク パルス カウンター（電力系統側）
の出力値に比べて、クロツク パルス カウンター（同
期機器側）のパルス数が多ければ、同期機器側の周波数
が低い（遅れ）ので同期機器側の周波数の昇速制御を行
う。逆に、パルス数が少なければ、同期機器側の周波数
が高い（進み）ので、同期機器側の周波数の降速制御を
行う。
両パルス カウンターの数の比較は論理演算で容易に
出来る。
出来る。
電力系統並列用しや断器の投入指令の漸進位相角θ
は、θ＝360ΔΔｔで表わされる。周波数偏差Δ値
と、しや断器の投入時間Δｔ値が決まればθ値は決る。
は、θ＝360ΔΔｔで表わされる。周波数偏差Δ値
と、しや断器の投入時間Δｔ値が決まればθ値は決る。
θ値のパルス カウント数は周波数の高い（進み）、
低い（遅れ）により変る。即ち、遅れの場合は、Ｎ＝10
4・θで良いが、進みの場合は、 の式中、半サイクル時の最大信号巾は9ms故、 従つて、一般式は Ｎ＝Ｋ・θ …（３） となる。遅れの最小検出位相角0.36度の時のパルス数
は、Ｎ＝900×0.36＝324（パルス）となる。
低い（遅れ）により変る。即ち、遅れの場合は、Ｎ＝10
4・θで良いが、進みの場合は、 の式中、半サイクル時の最大信号巾は9ms故、 従つて、一般式は Ｎ＝Ｋ・θ …（３） となる。遅れの最小検出位相角0.36度の時のパルス数
は、Ｎ＝900×0.36＝324（パルス）となる。
従つて、前記の周波数の遅れと進みの検出信号により
漸進位相角θ検出用パルス カウント数設定器は２組設
ける。例えば、Δ＝0.1Hz Δｔ＝0.1秒とすれば、θ
＝360×0.1×0.1＝3.6度が漸進位相角となる。この検出
パルス数は 周波数が遅れの時、Ｎ＝103・θ＝103×3.6＝3,600. 周波数が進みの時、Ｎ＝900×θ＝900×3.6＝3,240. になる。
漸進位相角θ検出用パルス カウント数設定器は２組設
ける。例えば、Δ＝0.1Hz Δｔ＝0.1秒とすれば、θ
＝360×0.1×0.1＝3.6度が漸進位相角となる。この検出
パルス数は 周波数が遅れの時、Ｎ＝103・θ＝103×3.6＝3,600. 周波数が進みの時、Ｎ＝900×θ＝900×3.6＝3,240. になる。
並列しや断器の投入指令の構成方法は両端子電圧をA/
D変換して数値比例した信号で電圧平衡制御操作を行
い、電圧偏差値が設定偏差内になつた信号と、周波数偏
差値が設定偏差内になつた信号と、漸進位相角検出信号
の三つの要素により投入指令信号を発信する。
D変換して数値比例した信号で電圧平衡制御操作を行
い、電圧偏差値が設定偏差内になつた信号と、周波数偏
差値が設定偏差内になつた信号と、漸進位相角検出信号
の三つの要素により投入指令信号を発信する。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。
同期機器Ｓの電力系統Ｌに同期並列開閉器CB投入操作
する場合に必要とする位相検出、周波数の遅れと進みの
検出、周波数偏差検出、揃速制御信号の発振位置の検
出、漸進位相角の検出など全て、位相に比例したパルス
数のカウント方式で検出する技法の一実施例について説
明する。
する場合に必要とする位相検出、周波数の遅れと進みの
検出、周波数偏差検出、揃速制御信号の発振位置の検
出、漸進位相角の検出など全て、位相に比例したパルス
数のカウント方式で検出する技法の一実施例について説
明する。
位相角に比例したパルス数を得る技法は、第１図中、
電力系統側P1及び同期機器側P2の二次回路の正弦波波形
のゼロ電位を検出し、ゼロ電位以外は＋１か−１を出力
するゼロ電位検出比較器CMP1,CMP2と、これらの出力を
同極性のみ合成する（１＋１＝1,（−１）＋（−１）＝
1,1＋０＝0,1＋（−１）＝0,−１＋０＝０の加算合成）
加算機Ｈと、加算機Ｈの出力をゲートG1の信号とするク
ロツク パルス カウンタC1とから構成され、クロツク
パルス発信器CPの出力はゲートG1がONの時のみ通過す
る。即ち、加算機Ｈの出力が＋１又は−１の時のみゲー
トG1はオン（ON）となる。この相互の関係を第２図に示
す。第２図（１）は同（２）の正弦波ビート電圧波形
中、中央の180度（最大値）部分に相当するタイムチヤ
ートで、電圧変成器P1,P2の各々の正弦波波形は比較器C
MP1,CMP2により各々±１の信号に変換され、加算機Ｈ出
力がクロツク パルス カウンタC1のゲートG1の信号と
なる。このゲート信号は180度の時が最大となり、360度
（同期点）の方向に減少する。一例として、正弦波ビー
ト電圧波形の時間の長さをＴとすれば180度から360度の
間はT/2となり、Ｔ＝10秒とすれば、この時の周波数偏
差は であるから、50Hz系では0.1Hz相当の時間は前記の如
く、 であり、これは１正弦波に対する時間差である。一方、
10秒間の正弦波数は、 となるからT/2では250となる。従つて、 間に正弦波波形は250であり、また、ゲートG1信号は正
弦波の半サイクルに１回の割合故、ゲート信号は、180
度から360度の間に250×２＝500回とからなる。即ち、1
80度から360度（同期点）までの間の１ゲート当りの最
小分解能は位相角にして、 であり、時間に換算すると、前記の如く、 （半サイクルの時間,180度時の最大ゲート信号）故、 従つて、第２図（１）の如く、周波数が遅れ（電力系
統側に対して同期機器側の周波数が低い時）の場合は、
P1位相に対して、P2の位相が上記の最小分解能の値だけ
づれて行くことになり、ゲートG1の信号は位相差に正比
例して変化するので、このゲートG1を通過するクロツク
パルス数は、位相差に正比例する。この原理が本発明
の基本になる。
電力系統側P1及び同期機器側P2の二次回路の正弦波波形
のゼロ電位を検出し、ゼロ電位以外は＋１か−１を出力
するゼロ電位検出比較器CMP1,CMP2と、これらの出力を
同極性のみ合成する（１＋１＝1,（−１）＋（−１）＝
1,1＋０＝0,1＋（−１）＝0,−１＋０＝０の加算合成）
加算機Ｈと、加算機Ｈの出力をゲートG1の信号とするク
ロツク パルス カウンタC1とから構成され、クロツク
パルス発信器CPの出力はゲートG1がONの時のみ通過す
る。即ち、加算機Ｈの出力が＋１又は−１の時のみゲー
トG1はオン（ON）となる。この相互の関係を第２図に示
す。第２図（１）は同（２）の正弦波ビート電圧波形
中、中央の180度（最大値）部分に相当するタイムチヤ
ートで、電圧変成器P1,P2の各々の正弦波波形は比較器C
MP1,CMP2により各々±１の信号に変換され、加算機Ｈ出
力がクロツク パルス カウンタC1のゲートG1の信号と
なる。このゲート信号は180度の時が最大となり、360度
（同期点）の方向に減少する。一例として、正弦波ビー
ト電圧波形の時間の長さをＴとすれば180度から360度の
間はT/2となり、Ｔ＝10秒とすれば、この時の周波数偏
差は であるから、50Hz系では0.1Hz相当の時間は前記の如
く、 であり、これは１正弦波に対する時間差である。一方、
10秒間の正弦波数は、 となるからT/2では250となる。従つて、 間に正弦波波形は250であり、また、ゲートG1信号は正
弦波の半サイクルに１回の割合故、ゲート信号は、180
度から360度の間に250×２＝500回とからなる。即ち、1
80度から360度（同期点）までの間の１ゲート当りの最
小分解能は位相角にして、 であり、時間に換算すると、前記の如く、 （半サイクルの時間,180度時の最大ゲート信号）故、 従つて、第２図（１）の如く、周波数が遅れ（電力系
統側に対して同期機器側の周波数が低い時）の場合は、
P1位相に対して、P2の位相が上記の最小分解能の値だけ
づれて行くことになり、ゲートG1の信号は位相差に正比
例して変化するので、このゲートG1を通過するクロツク
パルス数は、位相差に正比例する。この原理が本発明
の基本になる。
同期機器側の周波数の遅れと進みを検出する技法は、
第１図中の電力系統側（基準となる側）用のクロツク
パルス カウンターC2のゲートG2と、同期機器側用のク
ロツク パルス カウンターC3のゲートG3の各々に、前
記の比較器CMP1とCPM2出力を加え、出力が＋１（又は−
１信号のいずれか一方）でオン（ON）するようにする。
即ち、正弦波の内半サイクル毎に、各々のゲートをONに
して、クロツク パルス数をC1,C2で各々カウントする
このC1,C2のパルス数の差をC2＜C3又はC2＞C3で比較す
る比較器C4はC2＞C3の時（遅れ）揃速制御信号15Rを出
力し、C2＜C3の時（進み）15Lを出力する。
第１図中の電力系統側（基準となる側）用のクロツク
パルス カウンターC2のゲートG2と、同期機器側用のク
ロツク パルス カウンターC3のゲートG3の各々に、前
記の比較器CMP1とCPM2出力を加え、出力が＋１（又は−
１信号のいずれか一方）でオン（ON）するようにする。
即ち、正弦波の内半サイクル毎に、各々のゲートをONに
して、クロツク パルス数をC1,C2で各々カウントする
このC1,C2のパルス数の差をC2＜C3又はC2＞C3で比較す
る比較器C4はC2＞C3の時（遅れ）揃速制御信号15Rを出
力し、C2＜C3の時（進み）15Lを出力する。
並列しや断器投入指令の漸進位相角の検出技法は、第
１図中、前記の位相角に正比例したパルス数をカウント
するクロツク パルス カウンタC1の出力値と、漸進位
相角θ＝360・Δ・Δｔによつて決る位相角相当のパ
ルス数設定器θＳ又はθＦとをC1≦θＳ又はC1≦θＦで
比較して漸進位相角を検出する比較器θ３で構成する。
ここで、θＳは前記の比較器C4の出力中、周波数の遅れ
時の設定器、θＦは進み時の設定器。更に、漸進位相角
検出は、正弦波ビート電圧の180度相当位置より同期点
方向であることが必要条件である為、その経路に於て、
位相確認する目的で、設定位相角相当のパルス数設定器
θ1Sとθ2Sをθ1S＞θ2S＞θＦの相互関係を持たせて設
定し、比較器θ１でC1≦θ1S,θ２でC1≦θ2Sを検出し
て、θ２の動作条件にθ１を入れ、θ３の動作条件にθ
２を入れてインターロツクして誤動作を防止している機
能構成から成る。
１図中、前記の位相角に正比例したパルス数をカウント
するクロツク パルス カウンタC1の出力値と、漸進位
相角θ＝360・Δ・Δｔによつて決る位相角相当のパ
ルス数設定器θＳ又はθＦとをC1≦θＳ又はC1≦θＦで
比較して漸進位相角を検出する比較器θ３で構成する。
ここで、θＳは前記の比較器C4の出力中、周波数の遅れ
時の設定器、θＦは進み時の設定器。更に、漸進位相角
検出は、正弦波ビート電圧の180度相当位置より同期点
方向であることが必要条件である為、その経路に於て、
位相確認する目的で、設定位相角相当のパルス数設定器
θ1Sとθ2Sをθ1S＞θ2S＞θＦの相互関係を持たせて設
定し、比較器θ１でC1≦θ1S,θ２でC1≦θ2Sを検出し
て、θ２の動作条件にθ１を入れ、θ３の動作条件にθ
２を入れてインターロツクして誤動作を防止している機
能構成から成る。
揃速制御信号は、前記の比較器C4の出力、即ち、C2＜
C3の時にゲートG4経由で昇速制御信号15R,C2＜C3の時に
ゲートG5経由で後速制御信号15Lを出力するが、正弦波
ビート電圧波形上０度から180度の前半で揃速制御信号
を出した方が同期機器全体の制御伝達時間を考慮した場
合に望ましいので、25度前後の出力信号と、正弦波ビー
ト電圧波形上０度から180度方向であることの確認が必
要条件となる。第１図中、出力信号を出す位相角に相当
するパルス数設定器θ5Sと、位相角に正比例したパルス
数を出力するクロツク パルス カウンタC1とを比較器
θ５で比較し、C1＝θ5Sを検出して一定時間巾のゲート
パルスをゲートG4とG5に出力するが、正弦波ビート電圧
波形上の０度から180度方向である条件をつけるため、
比較器θ５は、θ5Sよりも小さい位相角に相当するパル
ス数、設定器θ4Sによつて、C1＞θ4Sを検出する比較器
θ４の出力を動作条件とする機能構成にする。重要な技
術は、設定器θ4S,θ5Sの設定位相に相当するパルス数
は周波数偏差により変らない点にある。一例として、ル
ス設定器θ5Sを25度相当のパルス数に設定した場合、周
波数の遅れΔ＝0.1Hzに於ては、前述した式設定パル
ス数Ｎ＝103・θ＝103×25＝25,000が25度に相当する。
一方、Δ＝0.5Hzの場合には、正弦波ビート電圧波形
の時間的長さＴは、 となる。50Hz系故、1Hzの時間は0.02（秒）であるか
ら、２（秒）間の正弦波数は T/2の180度では50サイクルのためと、ゲートG1のパル
スは半サイクルに１個だから、180度を100分割すること
になり、１パルス当りの検出角度は1.8度となる。一
方、180度に於けるゲートG1のパルスは最大値10msであ
るから25度に相当するパルス数Ｎは、前記（１）式よ
り、 となり、Δ＝0.1Hz時のパルス数と同一となる。周波
数の遅れと進みによるパルス数の補正は前記の様に必要
であるが、設定した位相角相当のパルス数は周波数偏差
に影響されない。
C3の時にゲートG4経由で昇速制御信号15R,C2＜C3の時に
ゲートG5経由で後速制御信号15Lを出力するが、正弦波
ビート電圧波形上０度から180度の前半で揃速制御信号
を出した方が同期機器全体の制御伝達時間を考慮した場
合に望ましいので、25度前後の出力信号と、正弦波ビー
ト電圧波形上０度から180度方向であることの確認が必
要条件となる。第１図中、出力信号を出す位相角に相当
するパルス数設定器θ5Sと、位相角に正比例したパルス
数を出力するクロツク パルス カウンタC1とを比較器
θ５で比較し、C1＝θ5Sを検出して一定時間巾のゲート
パルスをゲートG4とG5に出力するが、正弦波ビート電圧
波形上の０度から180度方向である条件をつけるため、
比較器θ５は、θ5Sよりも小さい位相角に相当するパル
ス数、設定器θ4Sによつて、C1＞θ4Sを検出する比較器
θ４の出力を動作条件とする機能構成にする。重要な技
術は、設定器θ4S,θ5Sの設定位相に相当するパルス数
は周波数偏差により変らない点にある。一例として、ル
ス設定器θ5Sを25度相当のパルス数に設定した場合、周
波数の遅れΔ＝0.1Hzに於ては、前述した式設定パル
ス数Ｎ＝103・θ＝103×25＝25,000が25度に相当する。
一方、Δ＝0.5Hzの場合には、正弦波ビート電圧波形
の時間的長さＴは、 となる。50Hz系故、1Hzの時間は0.02（秒）であるか
ら、２（秒）間の正弦波数は T/2の180度では50サイクルのためと、ゲートG1のパル
スは半サイクルに１個だから、180度を100分割すること
になり、１パルス当りの検出角度は1.8度となる。一
方、180度に於けるゲートG1のパルスは最大値10msであ
るから25度に相当するパルス数Ｎは、前記（１）式よ
り、 となり、Δ＝0.1Hz時のパルス数と同一となる。周波
数の遅れと進みによるパルス数の補正は前記の様に必要
であるが、設定した位相角相当のパルス数は周波数偏差
に影響されない。
並列しや断器投入指令３種中の２つ目である所の周波
数偏差の検出技法は、第１図中、前記のパルス数比較器
C4の出力値、C2＜C3又はC2＞C3の他の|C2−C3|出力値
と、設定周波数偏差値に相当するパルス数設定器Fsとを
比較器ΔＦにより、 C4≦Fsを検出して出力する機能構成である。
数偏差の検出技法は、第１図中、前記のパルス数比較器
C4の出力値、C2＜C3又はC2＞C3の他の|C2−C3|出力値
と、設定周波数偏差値に相当するパルス数設定器Fsとを
比較器ΔＦにより、 C4≦Fsを検出して出力する機能構成である。
この場合の設定器Fsの設定値の考え方は、クロツク
パルス カウンターC2,C3各々別々に、半サイクル毎の
パルスをカウントしており、同期時は、C2−C3＝０であ
るが、実際には周波数偏差がある。一例として、Δ＝
0.1Hzを遅れて考えるとC3＞C2であり、基準のC2のカウ
ント パルス数は C2＝0.01×18×106＝180,000パルス 一方、C3はゲートG3のオン時間が だけ長くなるので、 C3＝（0.01＋0.001）×18×106＝198,000パルス 従つて、C3−C2−198,000−180,000＝180,000パルス
の検出に相当する。この値は、進みでも絶対値は同じ
故、進み，遅れの補正が不要である。
パルス カウンターC2,C3各々別々に、半サイクル毎の
パルスをカウントしており、同期時は、C2−C3＝０であ
るが、実際には周波数偏差がある。一例として、Δ＝
0.1Hzを遅れて考えるとC3＞C2であり、基準のC2のカウ
ント パルス数は C2＝0.01×18×106＝180,000パルス 一方、C3はゲートG3のオン時間が だけ長くなるので、 C3＝（0.01＋0.001）×18×106＝198,000パルス 従つて、C3−C2−198,000−180,000＝180,000パルス
の検出に相当する。この値は、進みでも絶対値は同じ
故、進み，遅れの補正が不要である。
並列開閉器投入指令３種中３つ目の条件の電圧平衡制
御と電圧偏差検出の技法は、第１図中、各電圧変成器P
1,P2の二次回路に公知のアナログからデジタルに変換す
る変換器A/D1とA/D2の出力信号を比較器ΔＶで比較し
て、A/D1＞A/D2の時に昇圧制御信号60Rを出力し、A/D1
＜A/D2の時降圧制御信号60Lを出力する。一方、電圧偏
差設定器ΔVsは、並列開閉器投入時に要求される電圧偏
差値で設定して、比較器ΔＶの|A/D1−A/D2|絶対値出力
と比較器DVで比較して、 |A/D1−A/D2|＜ΔVsの時の出力 と、周波数偏差検出器ΔＦの出力と、漸進位相角検出器
θ３の出力の３種の信号をAND回路Ａで合成して、投入
指令信号25を出力する。
御と電圧偏差検出の技法は、第１図中、各電圧変成器P
1,P2の二次回路に公知のアナログからデジタルに変換す
る変換器A/D1とA/D2の出力信号を比較器ΔＶで比較し
て、A/D1＞A/D2の時に昇圧制御信号60Rを出力し、A/D1
＜A/D2の時降圧制御信号60Lを出力する。一方、電圧偏
差設定器ΔVsは、並列開閉器投入時に要求される電圧偏
差値で設定して、比較器ΔＶの|A/D1−A/D2|絶対値出力
と比較器DVで比較して、 |A/D1−A/D2|＜ΔVsの時の出力 と、周波数偏差検出器ΔＦの出力と、漸進位相角検出器
θ３の出力の３種の信号をAND回路Ａで合成して、投入
指令信号25を出力する。
本発明によれば、位相検出，周波数の遅れと進み、漸
進位相角などを全て、位相に正比例したクロツク パル
スのカウント方式で構成されるので計算機のプログラム
作成が容易で取扱、調整，保守が簡単な故、ソフトウエ
ア追加で全て処理出来るので極めて経済的でメリツトが
多い。
進位相角などを全て、位相に正比例したクロツク パル
スのカウント方式で構成されるので計算機のプログラム
作成が容易で取扱、調整，保守が簡単な故、ソフトウエ
ア追加で全て処理出来るので極めて経済的でメリツトが
多い。
1.任意の位相角がパルス数で容易に検出できる。
一例として、パルス数Ｎ＝103・θなど。
2.周波数の遅れと進みが、パルス数の比較で検出でき
る。
る。
3.漸進位相角が同期点方向をパルス数で確認したあと、
設定パルス数との比較で検出できる。
設定パルス数との比較で検出できる。
4.揃速制御信号発生位置が正弦波ビート電圧波形上で０
度から180度の中間位置に任意に設定できる。
度から180度の中間位置に任意に設定できる。
5.周波数偏差の設定がパルス数で設定できる。
6.電圧平衡制御と電圧偏差検出と、前記周波数偏差と、
漸進位相角の３種のANDで並列投入指令とする（これは
公知の方法）。
漸進位相角の３種のANDで並列投入指令とする（これは
公知の方法）。
本発明の方式は、論理演算で簡単に機能構成出来るの
で、各種のカウンターの組合せだけでも実現出来る他、
計算機のソフト処理，パルス カウンタ相当のタイマー
による方式などでも実現出来る。
で、各種のカウンターの組合せだけでも実現出来る他、
計算機のソフト処理，パルス カウンタ相当のタイマー
による方式などでも実現出来る。
第１図は本発明の一実施例の機能ブロツク図、第２図は
位相検出部ゲート信号のタイムチヤートを示す図であ
る。 Ｓ……同期機器、CB……同期並列開閉器、Ｌ……電力系
統、P1……電力系統側電圧計測用電圧変成器、P2……同
期機器側端子電圧計測用電圧変成器、A/D1……P1出力電
圧の数値変換器、A/D2……P2出力電圧の数値変換器、Ｈ
……CMP1,CMP2の出力を同極性のみ合成する加算機、CP
……クロツク パルス発信器、C1〜C3……クロツクパル
ス カウンター、G1〜G3……クロツク パルス カウン
ター用ゲート、θＳ……C4の遅れ信号時の漸進位相角相
当のパルス数設定器、θＦ……C4の進み信号時の漸進位
相角相当のパルス数設定器、ΔVs……許容電圧設定器、
DV……ΔＶ＜ΔVsの時出力する電圧偏差検出器、Ａ……
DV,ΔF,θ３の信号を合成するAND回路、25……Ａで作動
する同期並列開閉投入指令信号、60R……電圧昇圧制御
信号、60L……電圧降圧制御信号、15R……揃速昇速制御
信号、15L……揃速降速制御信号、θ5S……揃速制御信
号発信位置設定器、θ４……C1＞θ4S＜θ5S……検出用
比較器。
位相検出部ゲート信号のタイムチヤートを示す図であ
る。 Ｓ……同期機器、CB……同期並列開閉器、Ｌ……電力系
統、P1……電力系統側電圧計測用電圧変成器、P2……同
期機器側端子電圧計測用電圧変成器、A/D1……P1出力電
圧の数値変換器、A/D2……P2出力電圧の数値変換器、Ｈ
……CMP1,CMP2の出力を同極性のみ合成する加算機、CP
……クロツク パルス発信器、C1〜C3……クロツクパル
ス カウンター、G1〜G3……クロツク パルス カウン
ター用ゲート、θＳ……C4の遅れ信号時の漸進位相角相
当のパルス数設定器、θＦ……C4の進み信号時の漸進位
相角相当のパルス数設定器、ΔVs……許容電圧設定器、
DV……ΔＶ＜ΔVsの時出力する電圧偏差検出器、Ａ……
DV,ΔF,θ３の信号を合成するAND回路、25……Ａで作動
する同期並列開閉投入指令信号、60R……電圧昇圧制御
信号、60L……電圧降圧制御信号、15R……揃速昇速制御
信号、15L……揃速降速制御信号、θ5S……揃速制御信
号発信位置設定器、θ４……C1＞θ4S＜θ5S……検出用
比較器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−129539（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−288734（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−269615（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】同期機器と電力系統との間に形成される同
期開閉器に対して同期投入指令信号を発信する自動同期
装置であって、 前記同期開閉器の両端からそれぞれ同相分の正弦波電圧
波形の零電位を検出し、零電位以外の電位は＋１又は−
１の信号に変換して出力する２つの比較器と、 前記２つの比較器からの出力の同極性部分を合成する加
算機と、 前記加算機からの出力が＋１又は−１のときにゲートを
オンにし、前記ゲートを通過するパルス数を計測するこ
とによって位相偏差に正比例したパルス数を検出し、パ
ルス数Ｎ＝定数Ｋ×位相角θなる関係を成立させる第１
のクロックパルスカウンターと、 前記２つの比較器からの出力が＋１又は−１のときそれ
ぞれのゲートをオンにし、前記それぞれのゲートを通過
するパルス数を計測する第２及び第３のクロックパルス
カウンターと、 前記第２及び第３のクロックパルスカウンターからの出
力を比較することによって、前記同期機器と前記電力系
統との周波数の遅れ又は進みとして現れる周波数偏差を
検出する周波数比較器と、 検出された前記周波数の遅れ又は進みによって前記定数
Ｋを補正し、漸進位相角に相当するパルス数を決定し、
正弦波ビート電圧波形上で電圧が最大となる180度位置
より360度（同期点）位置の方向であり、前記漸進位相
角以上の設定位相角の２点を通過することを条件とし
て、漸進位相角を検出する漸進位相角比較器と、を有
し、 前記同期開閉器の両端の電圧偏差、前記周波数偏差、及
び前記漸進位相角が設定値以下であることを条件として
前記同期投入指令を発信することを特徴とする自動同期
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1178107A JP2741908B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 自動同期装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1178107A JP2741908B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 自動同期装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0345129A JPH0345129A (ja) | 1991-02-26 |
| JP2741908B2 true JP2741908B2 (ja) | 1998-04-22 |
Family
ID=16042774
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1178107A Expired - Fee Related JP2741908B2 (ja) | 1989-07-12 | 1989-07-12 | 自動同期装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2741908B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2979725B2 (ja) | 1991-06-20 | 1999-11-15 | 富士電機株式会社 | 交流電圧の差電圧演算方法 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114865662B (zh) * | 2022-07-06 | 2022-09-27 | 华中科技大学 | 一种面向调频市场的热电机组电力输出控制方法及系统 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59129539A (ja) * | 1983-01-13 | 1984-07-25 | 日本車輌製造株式会社 | エンジン発電機の同期投入方法 |
-
1989
- 1989-07-12 JP JP1178107A patent/JP2741908B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2979725B2 (ja) | 1991-06-20 | 1999-11-15 | 富士電機株式会社 | 交流電圧の差電圧演算方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0345129A (ja) | 1991-02-26 |
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|---|---|---|---|
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