JP2740955B2 - 低電力が給電される駆動回路 - Google Patents
低電力が給電される駆動回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
- H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、電子デバイス用の低電圧が給電される駆
動回路に関するものである。特に、この発明は、MOSト
ランジスタを駆動するには不十分な電源電圧がある場合
のそのようなMOSトランジスタの駆動に関するものであ
る。
動回路に関するものである。特に、この発明は、MOSト
ランジスタを駆動するには不十分な電源電圧がある場合
のそのようなMOSトランジスタの駆動に関するものであ
る。
公知のように、スイッチングMOSトランジスタの使用
は、バイポーラトランジスタの使用に対していくつかの
利点を有する。特に、電荷蓄積現象がないためにMOSト
ランジスタの使用はより高いスイッチング周波数での動
作を可能にし、さらに、前記MOSトランジスタの駆動電
力はより低い。
は、バイポーラトランジスタの使用に対していくつかの
利点を有する。特に、電荷蓄積現象がないためにMOSト
ランジスタの使用はより高いスイッチング周波数での動
作を可能にし、さらに、前記MOSトランジスタの駆動電
力はより低い。
特に、この第２の局面は、高スイッチング電流で動作
している場合には非常に重要になり得る。
している場合には非常に重要になり得る。
これらの利点にもかかわらず、電気負荷または他の回
路を駆動するためにMOSトランジスタを使用することは
常に可能というわけではなく、というのは、MOSトラン
ジスタのゲート端子の駆動がバイポーラトランジスタの
駆動よりもより高い電圧を必要とするからである。実
際、公知のように、DMOSトランジスタは、たとえば、バ
イポーラトランジスタにより必要される0.7ボルトのベ
ース電圧と比べると、３ボルトよりも高い駆動電圧を必
要とする。
路を駆動するためにMOSトランジスタを使用することは
常に可能というわけではなく、というのは、MOSトラン
ジスタのゲート端子の駆動がバイポーラトランジスタの
駆動よりもより高い電圧を必要とするからである。実
際、公知のように、DMOSトランジスタは、たとえば、バ
イポーラトランジスタにより必要される0.7ボルトのベ
ース電圧と比べると、３ボルトよりも高い駆動電圧を必
要とする。
これは、低電圧で給電されるシステムにおけるMOSト
ランジスタの使用に対する厳しい制限である。
ランジスタの使用に対する厳しい制限である。
明瞭にするために、誘導負荷を駆動するためにMOSト
ランジスタを採用する通常の回路の例示の図を示してい
る第１図に対し参照がなされるべきである。見ての通
り、M1で示されるMOSトランジスタは、M1と電源電圧Ｖ
INの間に配置される誘導子Ｌに直列に接続される。この
回路は、意図されたスイッチング順序に従ってゲート電
圧を給電することにより、前記MOSトランジスタを駆動
するように電源電圧とトランジスタM1のゲート端子とに
また接続されるコントロール段10をさらに含む。
ランジスタを採用する通常の回路の例示の図を示してい
る第１図に対し参照がなされるべきである。見ての通
り、M1で示されるMOSトランジスタは、M1と電源電圧Ｖ
INの間に配置される誘導子Ｌに直列に接続される。この
回路は、意図されたスイッチング順序に従ってゲート電
圧を給電することにより、前記MOSトランジスタを駆動
するように電源電圧とトランジスタM1のゲート端子とに
また接続されるコントロール段10をさらに含む。
この回路は、電源電圧ＶINが少なくともMOSトランジ
スタのしきい値電圧ＶTより大きい場合のみに動作し得
る（それは、言及されたように、DMOSトランジスタに対
し３ボルトに等しい）。入力電源電圧ＶINがより低い場
合には、第１図の図を捨てて、MOSトランジスタをバイ
ポーラトランジスタと置換し、したがって、使用可能な
スイッチング周波数に関連しかつトランジスタを駆動す
るのに必要な電力消費に関連する上述の利点を放棄する
ことが必要である。
スタのしきい値電圧ＶTより大きい場合のみに動作し得
る（それは、言及されたように、DMOSトランジスタに対
し３ボルトに等しい）。入力電源電圧ＶINがより低い場
合には、第１図の図を捨てて、MOSトランジスタをバイ
ポーラトランジスタと置換し、したがって、使用可能な
スイッチング周波数に関連しかつトランジスタを駆動す
るのに必要な電力消費に関連する上述の利点を放棄する
ことが必要である。
この状況が与えられると、この発明の目標は、たとえ
電源電圧値が電子デバイスの最小駆動電圧より低い場合
でも、低電圧で給電される前記電子デバイスを駆動する
ための、前記電子デバイスの駆動を保証することができ
る、典型的にはMOSトランジスタである回路を提供する
ことである。
電源電圧値が電子デバイスの最小駆動電圧より低い場合
でも、低電圧で給電される前記電子デバイスを駆動する
ための、前記電子デバイスの駆動を保証することができ
る、典型的にはMOSトランジスタである回路を提供する
ことである。
この目標の範囲内で、この発明の特定の目的は、バイ
ポーラデバイスの使用に関してより高いスイッチング周
波数を用いるという可能性および駆動電力消費を減じる
という可能性の点から、MOS技術の利点を十分に活用す
るように、MOSトランジスタのしきい値電圧より低い電
源電圧でも動作するそのようなMOSトランジスタ用の駆
動回路を提供することである。
ポーラデバイスの使用に関してより高いスイッチング周
波数を用いるという可能性および駆動電力消費を減じる
という可能性の点から、MOS技術の利点を十分に活用す
るように、MOSトランジスタのしきい値電圧より低い電
源電圧でも動作するそのようなMOSトランジスタ用の駆
動回路を提供することである。
この発明の別の目的は、前記駆動回路の価格の実質的
な上昇を必要としないように、概念が簡単でかつ製造が
容易である前記駆動回路を提供することである。
な上昇を必要としないように、概念が簡単でかつ製造が
容易である前記駆動回路を提供することである。
この発明の少なからぬ目的は、その構造上および機能
上の特性のおかげで使用に際し安定性および信頼性に関
する最大の保証を与えることが可能である駆動回路を提
供することである。
上の特性のおかげで使用に際し安定性および信頼性に関
する最大の保証を与えることが可能である駆動回路を提
供することである。
この目標は、言及された目的、および後で明らかにな
るであろう他の目的は、前掲の特許請求の範囲に規定さ
れるような低電圧で給電される電子デバイスを駆動する
ための回路により達成される。
るであろう他の目的は、前掲の特許請求の範囲に規定さ
れるような低電圧で給電される電子デバイスを駆動する
ための回路により達成される。
この発明のさらなる特性および利点は、添付の図面に
おいて非制限的な具体例としてのみ例示されている、好
ましくしかも限られたものでない実施例の説明から明ら
かになるであろう。
おいて非制限的な具体例としてのみ例示されている、好
ましくしかも限られたものでない実施例の説明から明ら
かになるであろう。
第１図はこの後では説明がなされず、その説明につい
ての言及は上記においてなされている。
ての言及は上記においてなされている。
したがって第２図を参照すると、この発明に従った駆
動回路は、MOSトランジスタM1に並列に接続されるバイ
ポーラトランジスタT1を含む。詳細には、T1のコレクタ
端子はM1のドレイン端子に接続されるが、T1のエミッタ
端子はM1のソース端子と接地とに接続される。トランジ
スタT1およびM1のベース端子11およびゲート端子12は、
後でさらに詳細に説明されるように、トランジスタT1お
よびM1を適当に可能化および不能化するようにされるコ
ントロール回路10に接続される。第２図に示される、T1
のコレクタとM1のドレインの間の共通点13は、その一方
の端子が入力電源電圧ＶINに接続される誘導負荷Ｌの他
方の端子に接続される。この発明の例示の実施例に従え
ば、この誘導負荷Ｌは変圧器14の一部である。この誘導
負荷Ｌはその１次巻線を構成し、その２次巻線15は、MO
SトランジスタM1の駆動電圧を発生するのに十分な巻線
比n:1を有している。詳細にいうと、２次巻線15は接地
とダイオードD1の陽極との間に接続され、このダイオー
ドD1はその陰極が点16に接続され、前記点は電位ＶALを
有している。共通点16は、デカップリングダイオードD2
により入力電源電圧ＶINに、かつ点16と接地の間に配置
される阻止コンデンサＣにさらに接続される。
動回路は、MOSトランジスタM1に並列に接続されるバイ
ポーラトランジスタT1を含む。詳細には、T1のコレクタ
端子はM1のドレイン端子に接続されるが、T1のエミッタ
端子はM1のソース端子と接地とに接続される。トランジ
スタT1およびM1のベース端子11およびゲート端子12は、
後でさらに詳細に説明されるように、トランジスタT1お
よびM1を適当に可能化および不能化するようにされるコ
ントロール回路10に接続される。第２図に示される、T1
のコレクタとM1のドレインの間の共通点13は、その一方
の端子が入力電源電圧ＶINに接続される誘導負荷Ｌの他
方の端子に接続される。この発明の例示の実施例に従え
ば、この誘導負荷Ｌは変圧器14の一部である。この誘導
負荷Ｌはその１次巻線を構成し、その２次巻線15は、MO
SトランジスタM1の駆動電圧を発生するのに十分な巻線
比n:1を有している。詳細にいうと、２次巻線15は接地
とダイオードD1の陽極との間に接続され、このダイオー
ドD1はその陰極が点16に接続され、前記点は電位ＶALを
有している。共通点16は、デカップリングダイオードD2
により入力電源電圧ＶINに、かつ点16と接地の間に配置
される阻止コンデンサＣにさらに接続される。
第２図の回路の動作は次のとおりである。入力電圧Ｖ
INが、MOSトランジスタM1を駆動するには十分ではない
が、バイポーラトランジスタを駆動するには十分である
と仮定されたい。この場合、回路がオンにスイッチされ
る場合には、コントロール回路は直ちにバイポーラトラ
ンジスタT1を可能化し、それにより誘導負荷Ｌを通る電
流の流れが許容され、変圧器がダイオードD1によりコン
デンサＣを電圧nVINまで充電することを可能にする。こ
の変圧器の巻線比ｎが十分に大きい場合には、電圧nVIN
はMOSトランジスタを駆動するのに十分である。したが
って、電圧ＶAL−nVINが少なくともMOSトランジスタM1
のしきい値電圧に達するとすぐに、コントロール回路は
バイポーラトランジスタを不能化し、かつM1を可能化す
る。回路が起動されてしまえば、それは自己保持して、
本件の出願に従ったM1のゲート12に意図されたスイッチ
ングコントロールインパルスを送る。
INが、MOSトランジスタM1を駆動するには十分ではない
が、バイポーラトランジスタを駆動するには十分である
と仮定されたい。この場合、回路がオンにスイッチされ
る場合には、コントロール回路は直ちにバイポーラトラ
ンジスタT1を可能化し、それにより誘導負荷Ｌを通る電
流の流れが許容され、変圧器がダイオードD1によりコン
デンサＣを電圧nVINまで充電することを可能にする。こ
の変圧器の巻線比ｎが十分に大きい場合には、電圧nVIN
はMOSトランジスタを駆動するのに十分である。したが
って、電圧ＶAL−nVINが少なくともMOSトランジスタM1
のしきい値電圧に達するとすぐに、コントロール回路は
バイポーラトランジスタを不能化し、かつM1を可能化す
る。回路が起動されてしまえば、それは自己保持して、
本件の出願に従ったM1のゲート12に意図されたスイッチ
ングコントロールインパルスを送る。
ダイオードD2は最初にコントロール段10に入力電源電
圧ＶINを給電するために使用されること、およびそれは
コンデンサ上の電圧が入力電源電圧より高い値に達した
場合にはデカップラとして働くことに注目するべきであ
る。
圧ＶINを給電するために使用されること、およびそれは
コンデンサ上の電圧が入力電源電圧より高い値に達した
場合にはデカップラとして働くことに注目するべきであ
る。
第２図のコントロール段の一具体例が第３図に概略的
に例示されている。見てのとおり、第３図のコントロー
ル段10は１対の比較器20および21を含む。それら双方の
比較器は、それらの正の入力で前記変圧器14の出力で発
生された増大された電圧を受けるようにされ、かつそれ
らの負の入力でそれぞれの基準電圧ＶREF1およびＶREF2
を受けるようにされる。比較器20の出力信号はANDゲー
ト22の第１の入力に送られる。前記ANDゲートは、イン
バータ23により適当に反転された比較器21の出力信号を
その第２の入力で受ける。ANDゲート22の出力信号はさ
らなるANDゲート24の第１の入力に送られる。前記さら
なるANDゲートは、コントロール信号発生器26により発
生されるスイッチング信号をその第２の入力で受ける。
ゲート24の出力信号は、トランジスタT1のベースに直接
的に送られる。比較器21の出力信号はまた、反転されな
い状態で別な論理ANDゲート25に送られ、それはまた、
コントロール信号発生器26の信号をその入力で受ける。
次に、ANDゲート25の出力信号はMOSトランジスタM1のゲ
ート端子12に送られる。
に例示されている。見てのとおり、第３図のコントロー
ル段10は１対の比較器20および21を含む。それら双方の
比較器は、それらの正の入力で前記変圧器14の出力で発
生された増大された電圧を受けるようにされ、かつそれ
らの負の入力でそれぞれの基準電圧ＶREF1およびＶREF2
を受けるようにされる。比較器20の出力信号はANDゲー
ト22の第１の入力に送られる。前記ANDゲートは、イン
バータ23により適当に反転された比較器21の出力信号を
その第２の入力で受ける。ANDゲート22の出力信号はさ
らなるANDゲート24の第１の入力に送られる。前記さら
なるANDゲートは、コントロール信号発生器26により発
生されるスイッチング信号をその第２の入力で受ける。
ゲート24の出力信号は、トランジスタT1のベースに直接
的に送られる。比較器21の出力信号はまた、反転されな
い状態で別な論理ANDゲート25に送られ、それはまた、
コントロール信号発生器26の信号をその入力で受ける。
次に、ANDゲート25の出力信号はMOSトランジスタM1のゲ
ート端子12に送られる。
電圧ＶREF1は、どのような場合にもバイポーラトラン
ジスタT1のベースの駆動を確実にするようにされる低い
値を有し、一方、電圧ＶREF2は、少なくともMOSトラン
ジスタM1のしきい値電圧に等しく、M1のゲートの駆動電
圧に等しいことが好ましい、より大きな値を有してい
る。前記電圧は、電圧ＶALがこの段でMOSトランジスタ
を駆動するのに十分な値まで増大されるとＶALから直接
的に獲得され得て、あるいは、予め設定された少量の前
記MOSトランジスタの駆動電圧まで減じられ得る。その
場合、前記電圧は少量の変圧器の出力電圧と比較され、
たとえば除算器により減じられることが好都合である。
ジスタT1のベースの駆動を確実にするようにされる低い
値を有し、一方、電圧ＶREF2は、少なくともMOSトラン
ジスタM1のしきい値電圧に等しく、M1のゲートの駆動電
圧に等しいことが好ましい、より大きな値を有してい
る。前記電圧は、電圧ＶALがこの段でMOSトランジスタ
を駆動するのに十分な値まで増大されるとＶALから直接
的に獲得され得て、あるいは、予め設定された少量の前
記MOSトランジスタの駆動電圧まで減じられ得る。その
場合、前記電圧は少量の変圧器の出力電圧と比較され、
たとえば除算器により減じられることが好都合である。
第３図に例示される回路の動作は非常に簡単であり、
図からはっきりと明らかである。実際は回路がオンにス
イッチする場合、電圧ＶALが電圧ＶREF1を超過するとす
ぐに、比較器20は論理“1"信号をANDゲート22に送る。
前記ゲートは、インバータ23により発生される“1"信号
によりこの段で可能化される。したがって、バイポーラ
トランジスタT1のベース11での駆動電圧は、発生器26の
コントロール信号に従ってANDゲート24を介して供給さ
れる。言及されたように、T1の可能化は、電流がＬを流
れることを可能にし、それゆえ、変圧器14の出力電圧が
上昇することを可能にする。したがって、電圧ＶALが少
なくともMOSトランジスタM1に対し設定されたしきい値
電圧に達した場合、比較器21がスイッチして、ゲート22
を不能化しかつM1に必要なゲート駆動電圧をゲート25に
給電する。この点で、トランジスタM1は発生器26により
発生されるコントロール順序に従ってそれ自体により負
荷を駆動することが可能である。
図からはっきりと明らかである。実際は回路がオンにス
イッチする場合、電圧ＶALが電圧ＶREF1を超過するとす
ぐに、比較器20は論理“1"信号をANDゲート22に送る。
前記ゲートは、インバータ23により発生される“1"信号
によりこの段で可能化される。したがって、バイポーラ
トランジスタT1のベース11での駆動電圧は、発生器26の
コントロール信号に従ってANDゲート24を介して供給さ
れる。言及されたように、T1の可能化は、電流がＬを流
れることを可能にし、それゆえ、変圧器14の出力電圧が
上昇することを可能にする。したがって、電圧ＶALが少
なくともMOSトランジスタM1に対し設定されたしきい値
電圧に達した場合、比較器21がスイッチして、ゲート22
を不能化しかつM1に必要なゲート駆動電圧をゲート25に
給電する。この点で、トランジスタM1は発生器26により
発生されるコントロール順序に従ってそれ自体により負
荷を駆動することが可能である。
上の説明からわかるように、この発明は意図された目
標を十分に達成している。所要の値より低い外部電源電
圧が存在する場合ですら、高い駆動電圧を必要とする電
子デバイスを駆動することを可能にする、MOSトランジ
スタであることが典型的である駆動回路が実際に提供さ
れる。この態様で、MOSトランジスタの速度および低電
力消費の利点、または採用される電子デバイスに関する
利点を十分に利用することが可能である。この回路は概
念において簡単であり、かつ製造が容易であり、特に、
次の事実が強調される。すなわち、変圧器14を設けて
も、負荷回路に既に存在する誘導素子が使用され得る場
合には多大な経費または価格の上昇を引き起こさない。
標を十分に達成している。所要の値より低い外部電源電
圧が存在する場合ですら、高い駆動電圧を必要とする電
子デバイスを駆動することを可能にする、MOSトランジ
スタであることが典型的である駆動回路が実際に提供さ
れる。この態様で、MOSトランジスタの速度および低電
力消費の利点、または採用される電子デバイスに関する
利点を十分に利用することが可能である。この回路は概
念において簡単であり、かつ製造が容易であり、特に、
次の事実が強調される。すなわち、変圧器14を設けて
も、負荷回路に既に存在する誘導素子が使用され得る場
合には多大な経費または価格の上昇を引き起こさない。
その上この回路は、あらゆる動作条件において信頼で
きる。
きる。
さらに注目されるべきは、バイポーラトランジスタの
寸法はMOSトランジスタのものよりもはるかに小さくな
り得て、というのは、前記バイポーラトランジスタはコ
ントロール回路により必要とされる電力しか供給しない
が、前記MOSトランジスタは負荷電力を供給しているか
らである、ということである。
寸法はMOSトランジスタのものよりもはるかに小さくな
り得て、というのは、前記バイポーラトランジスタはコ
ントロール回路により必要とされる電力しか供給しない
が、前記MOSトランジスタは負荷電力を供給しているか
らである、ということである。
このように考えられてきた本件の発明は、多数の修正
および変更が可能である。特に、次の事実が再び強調さ
れる。すなわち、示された具体例は誘導負荷に電力を供
給するためのMOSトランジスタの駆動に言及しているけ
れども、最初はより高いターンオン電圧を必要とするが
次には適当な電圧を発生することが可能である低電圧が
給電されるシステムにおいて、その同じ発明の概念が利
用され得る。たとえば、誘導負荷が利用できない場合、
電圧乗算器回路（変圧器14）は所要の起動電圧を発生す
ることが可能である容量性電圧変換器と置換され得る。
しかしながら、この段は電子回路を複雑にしている。
および変更が可能である。特に、次の事実が再び強調さ
れる。すなわち、示された具体例は誘導負荷に電力を供
給するためのMOSトランジスタの駆動に言及しているけ
れども、最初はより高いターンオン電圧を必要とするが
次には適当な電圧を発生することが可能である低電圧が
給電されるシステムにおいて、その同じ発明の概念が利
用され得る。たとえば、誘導負荷が利用できない場合、
電圧乗算器回路（変圧器14）は所要の起動電圧を発生す
ることが可能である容量性電圧変換器と置換され得る。
しかしながら、この段は電子回路を複雑にしている。
コンデンサＣから電源ＶINへの電流の戻りのせいであ
るより高いエネルギ散逸が容認できる場合、ダイオード
D2はさらに抵抗器と置換され得る。
るより高いエネルギ散逸が容認できる場合、ダイオード
D2はさらに抵抗器と置換され得る。
さらに、すべての構成要素は他の技術的に同等のもの
と置換され得る。
と置換され得る。
第１図は、公知の駆動回路の概括的な回路図である。 第２図は、この発明に従った駆動回路の概括的な回路図
である。 第３図は、第２図に与えられたコントロール段の概括的
な電気図である。 図において、10はコントロール段、14は電圧乗算器回
路、ＶINは低電圧電源線路、M1およびT1は電子デバイ
ス、Ｌは誘導負荷である。
である。 第３図は、第２図に与えられたコントロール段の概括的
な電気図である。 図において、10はコントロール段、14は電圧乗算器回
路、ＶINは低電圧電源線路、M1およびT1は電子デバイ
ス、Ｌは誘導負荷である。
Claims (6)
- 【請求項１】低電圧電源線路（ＶIN）と、駆動端子を有
しかつ誘導負荷（Ｌ）に給電するようにされる第１の電
子デバイス（M1）と、前記電源線路（ＶIN）に接続され
かつ前記第１の電子デバイス（M1）の前記駆動端子に接
続されてそれを駆動するコントロール段（10）とを含
む、電子装置用の、低電流が給電される駆動回路であっ
て、 前記駆動回路は、前記第１の電子デバイス（M1）によっ
て必要とされる電源電圧よりも低い電源電圧で駆動され
かつその駆動端子が前記コントロール段（10）へ接続さ
れる第２の電子デバイス（T1）を備え、前記第２の電子
デバイス（T1）は前記第１の電子デバイス（M1）と並列
に接続され、 前記駆動回路は、さらに、前記第１の電子デバイス（M
1）および第２の電子デバイス（T1）の間の誘導負荷側
の共通端子と、前記電源線路（ＶIN）との間に接続され
る電圧乗算器回路（14）を備え、前記電圧乗算器回路
（14）はまた前記コントロール段（10）へ接続されか
つ、前記電源電圧（ＶIN）よりも大きい前記第１の電子
デバイス（M1）に対する起動電圧を得るようにされ、 前記コントロール段（10）は、最初は前記第２の電子デ
バイス（T1）が前記電圧乗算器回路（14）に給電するこ
とおよびその後前記第２の電子デバイス（T1）を非活性
状態にすることを可能にするようにされる、かつ前記電
圧乗算器回路（14）により出力される電圧（ＶAL）が少
なくとも前記第１の電子デバイス（T1）の駆動電圧の最
小値に達した場合には前記第１の電子デバイス（M1）を
可能化するようにされる手段（20,21,22,23,24,25,26）
を含み、 前記第１の電子デバイス（M1）が、ゲート端子と、ドレ
イン端子と、ソース端子とを有するMOSトランジスタで
あり、さらに、前記第２の電子デバイスが、ベース端子
と、コレクタ端子と、エミッタ端子とを有するバイポー
ラトランジスタ（T1）であり、前記ドレイン端子が前記
コレクタ端子に接続され、前記ソース端子が前記エミッ
タ端子に接続されることを特徴とする、低電力が給電さ
れる駆動回路。 - 【請求項２】前記乗算器回路（14）が変圧器を含み、そ
の一次巻線が前記誘導負荷（Ｌ）により構成され、その
２次巻線（15）が阻止コンデンサ（Ｃ）と前記コントロ
ール段（10）とに接続され、前記変圧器は、巻線比が前
記２次巻線（15）で少なくとも前記MOSトランジスタ（M
1）のしきい値電圧を発生するように設定されることを
特徴とする、請求項１に記載の低電力が給電される駆動
回路。 - 【請求項３】前記誘導負荷（Ｌ）の第１の端子がバイポ
ーラトランジスタ（T1）のコレクタ端子およびMOSトラ
ンジスタ（M1）のドレイン端子により規定される第１の
共通点（13）に接続され、さらに、前記誘導負荷の第２
の端子が前記低電圧電源線路（ＶIN）に接続され、第１
のダイオード（D2）が前記電源線路と前記コンデンサ
（Ｃ）および前記コントロール段（10）に至る第２の共
通点（16）とを接続し、第２のダイオード（D1）が前記
変圧器の前記２次巻線（15）と前記第２の共通点（16）
とを接続することを特徴とする、請求項２に記載の低電
力が給電される駆動回路。 - 【請求項４】前記コントロール段（10）が少なくとも１
個の比較器（21）を含み、それの入力がそれぞれ前記第
２の共通点（16）と基準電圧（ＶREF2）に接続され、そ
れの出力がインバータ（23）を介して前記バイポーラト
ランジスタ（T1）のベース端子に接続され、かつ論理AN
Dゲート（25）がスイッチング信号により可能化される
場合には前記ANDゲートを介して前記MOSトランジスタ
（M1）のゲート端子に接続されることを特徴とする、請
求項３に記載の低電力が給電される駆動回路。 - 【請求項５】前記コントロール段が第２の比較器（20）
を含み、それの入力がそれぞれ前記第２の共通点（16）
と第２の基準電圧（ＶREF1）に接続され、それの出力が
第２の論理ANDゲート（22）の入力に接続され、前記第
２のANDゲート（22）のさらなる入力が前記インバータ
（23）の出力信号を受信し、前記第２のゲート（22）の
出力は、その入力で前記スイッチング信号をまた受信す
る第３の論理ANDゲート（24）のさらなる入力に接続さ
れ、さらに、前記第３の論理ゲートの出力が前記バイポ
ーラトランジスタ（T1）のベース端子に接続されること
を特徴とする、請求項４に記載の駆動回路。 - 【請求項６】前記乗算器回路は容量性電圧変換器を含む
ことを特徴とする、請求項１に記載の駆動回路。
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