JP2525247B2 - パワ―ｍｏｓトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路 - Google Patents

パワ―ｍｏｓトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路

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    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導子及びコンデンサを組み合せたパワー
MOSトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路に関
する。
〔従来の技術〕
周知のように、ブリッジ回路はトランジスタを２つず
つ有する２つのハーフブリッジで構成されている。そし
て、この２つのトランジスタは、電源側にあるかまたは
アース側にあるかに応じて、高位辺即ち高圧辺及び下位
辺即ち低圧辺とそれぞれ称する位置に直列に接続されて
いる。２つのトランジスタにそれぞれ関連する駆動段に
は、同じ方式で名称が付けられている。
トランジスタとしてパワーMOS形特にＮ形DMOSトラン
ジスタを使用するとき、このトランジスタの駆動には、
トランジスタが三極管特性領域で動作するとき最小抵抗
を保証するようにゲート・ソースに10Vの電圧を生ずる
ことができなければならない。このことは、低圧側トラ
ンジスタのゲートには10Vの電圧を加える必要がある
が、高圧側トランジスタのゲートにはブリッジ電源電圧
よりも10V高い電圧を加えなければならないことを意味
している。
ブリッジに加わる電源電圧が比較的高ければ（10ない
し12Vの範囲）、低圧側MOSトランジスタを駆動するのに
必要な10Vの電圧を得るのが容易なことは明らかであ
る。しかしながら、高圧側トランジスタを駆動するに
は、電圧を所要値まで昇圧するポンプ式充電回路を使用
する必要がある。
低電源電圧（例えば、5V）の場合には、低圧側トラン
ジスタの駆動もうまく行かない。このため、２つのポン
プ式充電回路が必要となり、一方は低圧側トランジスタ
用のポンプコンデンサに設けられ、他方は高圧側トラン
ジスタ用のポンプコンデンサに必要とされる。
ポンプ式充電回路は通常、所要出力電圧に応じて１つ
以上設けられるポンプコンデンサ（例えば、前述の場
合、低圧側トランジスタ駆動用のものと高圧側トランジ
スタ駆動用のものとで合計２つ）、被駆動トランジスタ
の等価入力容量によって多くの場合構成されるタンクコ
ンデンサと、固定周波数で発振して、ポンプコンデンサ
へまたはそれからタンクコンデンサへの電荷転送を走査
する固定周波数発振器とを備えている。
〔発明が解決しようとする課題〕
多数のコンデンサを使用することによって、この種部
品を集積回路に外付けで使用しない限り、現存のポンプ
式充電回路を完全なモノリシック形式として使用するこ
とはできない。
その上、同様にこの種コンデンサを使用するため、所
要最大出力電圧に達するのに要求されるある程度の緩速
の度合いは、この種コンデンサの特性に左右されよう。
大きさのオーダーとして、発振周波数500KHzの発振器の
場合には、10ないし50回の発振器クロック信号繰返し数
に応じて、10Vに達するのに20ないし100μsec.の時間が
要求される。
このことから、例えばパルス幅変調方式（PWM）電流
制御リングに使用するブリッジ回路に用いる上で、代表
的に10ないし50KHzの動作周波数を有する誘導性負荷に
は更に重大な制限が課せられる。この理由は、この種周
波数（100ないし20μsec.の周期にそれぞれ対応してい
る）には、はるかに短い付勢時間及び消勢時間が要求さ
れることによる。
切り換え時間の短縮化にはブーストラップ容量性技術
を使用することが要求されるが、同技術は多くの場合駆
動回路に負担をかけ、このため低電圧駆動に関する諸問
題を解消するものではなく、しかも結論的にはモノリシ
ック形式に集積化を達成できるものではない。
最後に、既に指摘したように、低電圧電源の場合、１
つではなく２つのポンプ式充電回路が必要であり、この
ため前述の諸問題を解決できないことは勿論のこと、こ
の種問題を複雑化するだけであることに注意すべきであ
る。
従って、かかる従来の諸問題に鑑み、本発明の目的
は、動作速度が比較的速く、モノリシック形式で容易に
集積化が図れ、しかも得に単一回路として使用して、高
電源電圧と同様に低電源電圧を用いて低圧側トランジス
タ及び高圧側トランジスタの双方を駆動するようにし
た、ポンプ式充電回路を提供することにある。
〔課題を解決するための手段〕
本発明によれば、前述の目的は、所要駆動電圧に対応
して電荷を蓄積するタンクコンデンサと、ブリッジ電源
電圧が加えられる。前記タンクコンデンサの充電回路と
を備え、前記充電回路が誘導子と、この誘導子より前記
タンクコンデンサに充電電流が放出される状態から、前
記誘導子からの充電電流の放出及び電荷蓄積が断続する
状態へと周期的に切り換わるように、制御回路により操
作される制御用トランジスタとを含む、パワーMOSトラ
ンジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路において、前
記制御回路は、制御用トランジスタの周期的な切り換え
を制御するためのプリセット周波数発振器と、前記タン
クコンデンサ端子間の電圧と前記電源電圧とを比較し
て、プリセット最大値以上の電位差が検出された時に、
前記制御用トランジスタを前記放出状態に固定し、前記
電位差がプリセット最小値以下に低下した時に、前記制
御用トランジスタ（Ｔ）の周期的な切り換えを再始動さ
せる。第１の比較器と、前記誘導子から放出される充電
電流と、プリセットしきい値とを比較して、前記充電電
流がプリセットしきい値以上であることが検出された
時、前記制御用トランジスタを前記放出状態に瞬間的に
固定し、この状態を前記発振器の制御によって前記誘導
子の次の充電サイクルが開始されるまで維持する、第２
の比較器とを備えていることを特徴とするパワーMOSト
ランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路によって達
成される。
〔作用〕
このように、本発明によるポンプ式充電回路はコンデ
ンサの使用を前記タンクコンデンサのみに限定してい
る。このため充電時間が十分に短縮化されるので、前記
ブリッジの付勢及び消勢を高速に行うことができ、かつ
種々の応用分野に使用できるという利点を有する。更
に、低電源電圧及び高電源電圧を用いて、単一回路で低
圧側MOSトランジスタ及び高圧側MOSトランジスタの双方
を駆動することができ、このためこの種トランジスタ駆
動に必要な所望電圧に応じて、この種トランジスタを自
由に配置することができる。
また、ポンプ式充電回路の制御回路には、２つの比較
器が設けられているため、第１の比較器により、電源電
圧と駆動電圧とを比較して、その電位差がプリセット最
大値以上の場合に、誘導子からタンクコンデンサに充電
電流が流れる状態を維持するように制御用トランジスタ
を制御し、一方、前記電位差がプリセット最小値以下の
場合に、制御用トランジスタの周期的なスイッチングを
再始動させる。
更に、第２の比較器により、誘導子から放出される充
電電流とプリセットしきい値とを比較して、充電電流が
プリセットしきい値以上の場合に、誘導子からタンクコ
ンデンサに充電電流が流れる状態を維持するように制御
用トランジスタを制御し、この状態を発振器の制御によ
って誘導子の次の充電サイクルが開始されるまで維持す
る。
〔実施例〕
本発明の範囲を限定する意味ではなく、その一層の理
解をはかる目的で、添付図面に本発明の実施例を示す。
第１図は電源電圧Vsが加わる給電端子とアースとの間
に接続されたハーフブリッジ回路を示している。このハ
ーフブリッジ回路は、低位辺即ち低圧辺及び高位辺即ち
高圧辺にそれぞれ設けられた、２つのパワーMOSトラン
ジスタM1及びM2を備えている。また、これらのMOSトラ
ンジスタはＮ形DMOSで構成されていることが好ましい。
２つのダイオードD1及びD2は２つのMOSトランジスタM1
及びM2のソース端子とドレイン端子とをプッシュプル関
係に接続してある。また、このハーフブリッジ回路の出
力信号は記号OUTで示してある。
前記２つのMOSトランジスタM1及びM2には、この種の
実質的に既知の駆動段DS1及びDS2がそれぞれ接続されて
いる。これらの駆動段はそれぞれのトランジスタのゲー
ト端子に電圧を印加するためのもので、この結果、例え
ばゲート・ソース間電圧Vgsを少なくとも10に設定する
ようにしている。
このために、前記２つの駆動段DS1及びDS2には、ポン
プ式充電回路CPCによって電圧が供給される。そして、
このポンプ式充電回路にはハーフブリッジと同一の電源
電圧Vsが供給され、同回路はこの電源電圧Vsに比して約
15Vだけ高い駆動電圧Vpをその出力端子に出力する。こ
の駆動電圧Vpは高圧側駆動段DS2には直接印加される
が、低圧側駆動段DS1に対しては、10ないし12Vの範囲に
電圧を設定するようにした電圧調整器RTを介して印加さ
れる。
前記ポンプ式充電回路CPCは実質的に、誘導子L,NPN形
バイポーラトランジスタT,ダイオードD,タンクコンデン
サＣ及び制御回路CCを備えている。
前記誘導子Ｌは電源電圧Vsが加わる給電端子と前記バ
イポーラトランジスタＴのコレクタとの間に接続されて
いる。また、バイポーラトランジスタＴのエミッタは抵
抗器を介してアースされている。バイポーラトランジス
タＴのコレクタはまた直列接続のダイオードＤ及びタン
クコンデンサＣを介してアースされている。また、この
タンクコンデンサＣには電流源回路Ｇが並列に接続され
ている。ダイオードＤとコンデンサＣとの間の中間ブラ
ンチはポンプ式充電回路CPCの出力端子VCを構成してお
り、この出力端子VCには前記駆動電圧Vpが出力される。
前記バイポーラトランジスタＴのベースには前記制御
回路CCの出力端子が接続されている。制御回路CCは第２
図にその構成を詳細に示してある。
前記制御回路は主として、クロック信号SCを一定の周
波数で連続的に発生する発振器OSC、過電圧比較器CP1、
及び過電流比較器CP2を備えている。
前記過電圧比較器CP1はヒステリシス比較器であっ
て、電源電圧Vsが加わる給電端子に接続された負極入力
端子と、前記チャージポンプ回路の出力端子VCに接続さ
れた正極入力端子とを有している。従って、この比較器
CP1は２つの電圧Vp及びVsを比較することによって、差
分（Vp−Vs）がプリセット最大値Vthh、例えば15Vを上
回れば、出力電圧V1を論理レベル「１」に設定し、差分
（Vp−Vs）がプリセット最小値VthL、例えば14Vを下回
れば、出力電圧V1を論理レベル「０」に設定する。
次に比較器CP2は前記バイポーラトランジスタＴのエ
ミッタに接続された正極入力端子と、しきい値基準電圧
Vthが加わる端子に接続された負極入力端子とを有して
いる。このため、この比較器CP2は抵抗器Ｒの正極側端
子の電圧Vrと前記しきい値基準電圧Vthとを比較して、V
rがVthを上回っていれば出力電圧V2を論理レベル「１」
に設定し、これの逆の場合には出力電圧V2は論理レベル
「０」を設定する。
前記発振器OSC並びに前記比較器CP1及びCP2からのそ
れぞれの出力信号は、リセット優先型の双安定マルチバ
イブレータFFの入力端子に加えられる。また、この双安
定マルチバイブレータFFの出力信号Ｑ及びを使用し
て、抵抗器R1及びＮ型DMOSトランジスタM3によりバイポ
ーラトランジスタＴのベースを制御する。この双安定マ
ルチバイブレータFFは３つのNAND論理ゲートN1,N2及びN
3を備えてあり、このうち最初のNAND論理ゲートN1は、
インバータINVを介して発振器OSCの出力端子に接続され
た一方の入力端子と、NOR論理ゲートN4の出力端子に接
続された他方の入力端子とを有している。また、このNO
R論理ゲートN4は、発振器OSCの出力端子と、比較器CP1
の出力端子と、比較器CP2の出力端子とにそれぞれ接続
された３つの入力端子を有している。次に前記論理ゲー
トN2及びN3は、前記論理ゲートN1及びN4の出力端子にそ
れぞれ接続された一方の入力端子と、これらの論理ゲー
トN3及びN2の出力端子にそれぞれ接続された他方の入力
端子とを有している。論理ゲートN2の出力信号、即ち双
安定マルチバイブレータFFの出力信号Ｑは抵抗器R1を介
してトランジスタＴのベースに加えられる。次いで論理
ゲートN3の出力信号、即ち双安定マルチバイブレータFF
の反転出力信号はDMOSトランジスタM3のゲートに加え
られる。また、このトランジスタM3はトランジスタＴの
ベースに接続されたドレインと、アースに接続されたソ
ースとを有してている。
以上に説明した回路全体は、誘導子Ｌ及びコンデンサ
Ｃを除いて、単一モノリシック構造体に集積化すること
ができる。バイポーラトランジスタ及びMOSトランジス
タを同一基板に作り込むのに、集積化技術が必要とされ
るのは勿論である。
第２図に示すポンプ式充電回路を、第１図に示したよ
うなパワーMOSトランジスタ式ハーフブリッジを駆動す
るのに使用するとすれば、前述の回路構成に基づいて、
このポンプ式駆動回路の動作モードは以下のように説明
される。
即ち、既述したように、発振器OSCは一定の周波数で
クロック信号SCを発生し、このクロック信号は次にイン
バータINVによって対応反転クロック信号▲▼に変
換される。この反転クロック信号▲▼の波形は、第
３図及び第４図の波形曲線ａ）にそれぞれ図示してあ
る。これらの図中、横軸は時間ｔを表わしている。
反転クロック信号▲▼が論理レベル「０」のと
き、双安定マルチバイブレータFFの出力信号Ｑは第３図
及び第４図（波形曲線ｄ）における論理レベル「１」を
とり、このためバイポーラトランジスタＴは導通状態と
なる。従って、電流Ｉは誘導子Ｌ及びトランジスタＴを
流れ、法則Ｉ＝Vs／（１×ｔ）に応じて増加する。
電源電圧Vsが低く、例えばVs＝5Vの場合、電流Ｉの増
加曲線の勾配は第３図の波形曲線ｅ）に図示してある。
この電流の曲線勾配は十分に大きいものではなく、この
ため反転クロック信号▲▼が論理レベル「１」に切
り換わる前に電圧Vrが比較器CP2のしきい値基準電圧Vth
に達することはない。この結果、双安定マルチバイブレ
ータFFの出力信号Ｑは論理レベル「０」に切り換えられ
る。このようにして、比較器CP2の出力電圧V2は論理レ
ベル「０」のままとなる（第３図の波形曲線ｂ）参
照）。
トランジスタＴが非導通状態になると、出力電圧VPが
増大する結果、誘導子Ｌに蓄積されたエネルギーはコン
デンサＣへと転送される。
トランジスタＴの非導通時間を十分に長くして、誘導
子ＬからコンデンサＣへ全蓄積電荷を転送できるように
する必要があることが勿論である。以上のように思料し
た場合、ポンプ式充電回路CPCの出力電圧は、Vs＝5Vに
おける等式Vp＝Vs＋15Vを満たす必要があることから、
電荷転送の際に誘導子ＬからコンデンサＣへと流れる充
電電流の勾配が３倍大きくなって、トランジスタＴの非
導通時間が導通状態の場合の1/3倍またはそれ以上であ
ることが要求される。第３図に示すように、反転クロッ
ク信号▲▼のデューティサイクルが50％またはそれ
以下であるとすれば、こういった動作が生じる。
反転クロック信号SC′が再度論理レベル「０」になる
と、トランジスタＴによって誘導子Ｌは再び付勢される
が、コンデンサＣは駆動段DS1及びDS2に一部の電荷を放
電する（第３図の波形曲線ｆ）参照）。
電圧Vpが比較器CP1の上限トリップしきい値、即ち（V
s＋（Vthh）に達しない間は、前述のサイクルが繰り返
される。電圧Vpが一旦このしきい値を上回ると、比較器
CP1の出力電圧V1は論理レベル「１」をとり（第３図の
波形曲線ｃ）参照）、このため双安定マルチバイブレー
タFFはリセット状態に切り換えられて、回路がクロック
信号に応答しなくなり、トランジスタＴが非導通状態の
ままとなる。
このとき、電圧Vpがヒステリシス比較器CP1の下限ト
リップしきい値、即ち（Vs＋VthL）に達するまで、コン
デンサＣは徐々に放電する。この放電時間が駆動段DS1
及びDS2の両特性に依存するのは明らかである。
電圧Vpが一旦前述の下限トリップしきい値に達する
と、比較器CP1の出力電圧V1は論理レベル「０」に戻
り、双安定マルチバイブレータFFがリセット状態から解
放され、クロック信号SCによりトランジスタＴが制御さ
れて導通状態と非導通状態とを交互にとり、この結果、
誘導子ＬからコンデンサＣへのエネルギー転送が周期的
に繰り返される。
従って、ポンプ式充電回路CPCからの出力電圧Vpは、
上限トリップしきい値（Vs＋Vthh）と下限トリップしき
い値（Vs＋VthL）との間のレベル、即ち前述の場合には
（Vs＋15V）と（Vs＋14V）との間のレベルで出力され
る。こういった電圧は低圧側MOSトランジスタM1を駆動
するには大きすぎるので、電圧調整器RTによって電圧レ
ベルを調整する。一方、この種電圧レベルは高圧側MOS
トランジスタM2を駆動するのに十分である。
電源電圧Vsが更に高くなって、例えばVs＝12Vの場
合、ポンプ式充電回路CPCの動作は基本的には変わらな
いが、トランジスタＴが導通状態にあるとき電流Ｉが増
大して、その曲線勾配は一層大きくなる（第４図の波形
曲線ｅ）参照）。このようにしてこの回路では電流レベ
ルの増大とこれに伴う誘導子Ｌにおける蓄積エネルギー
の増大とをきたし、この結果、例えばトランジスタＴの
次の非導通状態の際、蓄積エネルギーがコンデンサＣへ
と完全に転送できなくなる。このため、誘導子Ｌにはエ
ネルギーが累積的に蓄積されてゆき、トランジスタＴを
流れる電流が増大し、この結果、例えばポンプ式充電回
路における電力損失が増大し、かつチャージポンプ効率
が低下する。
こういった欠点を解消するために、比較器CP2が設け
られて、誘導子Ｌを流れる電流をトリップしきい値Vth
に対応するレベル値に制限するようになっている。電流
Ｉがこのレベル値に達すると直ちに、比較器CP2の出力
電圧V2は論理レベル「１」をとり、この結果、双安定マ
ルチバイブレータFFが瞬間的にリセットされ、相応じて
トランジスタＴが瞬間的に非導通状態となる。このよう
にして、インパルスＱの持続時間が短縮化され、かつト
ランジスタＴの導通時間に相応じて短かくなる。また、
トランジスタＴの非導通時間内に誘導子Ｌからコンデン
サＣへ全エネルギーの転送が確実に行われるように、電
流の制限値を設定する必要があることは勿論である。
この場合、ポンプ式充電回路CPCはまたその出力端子
に、（Vs＋Vthh）と（Vs＋VthL）との間のレベル、即ち
前述のように例示的に思料した場合には（Vs＋15V）と
（Vs＋14V）との間のレベルで出力電圧Vpを出力する。
〔発明の効果〕
従って、本発明による単一のポンプ式充電回路は誘導
子Ｌ及びコンデンサＣを除いて完全に集積化することが
できて、高圧側MOSトランジスタ及び低圧側MOSトランジ
スタ用の所要駆動電圧として高圧及び低圧電源電圧Vsを
それぞれ確実に供給することは明らかである。一方、使
用するコンデンサの容量を低減することによってトリッ
プ時間が短縮化されるので、パワートランジスタの導通
及び非導通時間の短縮化が要求される種々の応用分野
に、ポンプ式充電回路とハーフブリッジとを使用するこ
とができる。このために、トランジスタＴをバイポーラ
トランジスタ形式で構成して、MOSトランジスタに比し
て低いトリップしきい値を設けることによりMOSトラン
ジスタの導通の場合に比して低い電源電圧が切り換えで
きるようにしたことは特に重要である。
尚、ポンプ式充電回路の制御回路には、２つの比較器
が設けられているため、第１の比較器により、電源電圧
と駆動電圧とを比較して、その電位差がプリセット最大
値以上の場合に、誘導子からタンクコンデンサに充電電
流が流れる状態を維持するように制御用トランジスタを
制御し、一方、前記電位差がプリセット最小値以下の場
合に、制御用トランジスタの周期的なスイッチングを再
始動させることができる。
更に、第２の比較器により、誘導子から放出される充
電電流とプリセットしきい値とを比較して、充電電流が
プリセットしきい値以上の場合に、誘導子からタンクコ
ンデンサに充電電流が流れる状態を維持するように制御
用トランジスタを制御し、この状態を発振器の制御によ
って誘導子の次の充電サイクルが開始されるまで維持す
ることができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるポンプ式充電回路によって給電さ
れる、駆動段を備えたパワーMOSトランジスタのハーフ
ブリッジを示す回路図、第２図は第１図のポンプ式充電
回路の回路構成を具体的に示す回路図、また第３図及び
第４図はそれぞれ低電源電圧及び高電源電圧の場合にお
いて、第２図の回路に現われるそれぞれの主要信号の波
形を示すタイムチャート図である。 CPC…ポンプ式充電回路、Ｃ…タンクコンデンサ、Ｌ…
誘導子、Ｔ…NPN型バイポーラトランジスタ、CC…制御
回路、OSC…発振器、CP1…ヒステリシス比較器、Vp…駆
動電圧、Vs…電源電圧、Vthh…プリセット最大値、VthL
…プリセット最小値。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−125167（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−32570（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−10166（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−207870（ＪＰ，Ａ) 実開 昭60−166284（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭60−51784（ＪＰ，Ｕ)

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】所要駆動電圧（Vp）に対応して電荷を蓄積
    するタンクコンデンサ（Ｃ）と、ブリッジ電源電圧
    （Vs）が加えられる、前記タンクコンデンサ（Ｃ）の充
    電回路とを備え、前記充電回路が誘導子（Ｌ）と、この
    誘導子（Ｌ）より前記タンクコンデンサ（Ｃ）に充電電
    流が放出される状態から、前記誘導子（Ｌ）からの充電
    電流の放出及び電荷蓄積が断続する状態へと周期的に切
    り換わるように、制御回路（CC）により操作される制御
    用トランジスタ（Ｔ）とを含む、パワーMOSトランジス
    タブリッジ駆動用ポンプ式充電回路において、前記制御
    回路（CC）は、制御用トランジスタ（Ｔ）の周期的な切
    り換えを制御するためのプリセット周波数発振器（OS
    C）と、前記タンクコンデンサ（Ｃ）端子間の電圧
    （Vp）と前記電源電圧（Vs）とを比較して、プリセット
    最大値（Vthh）以上の電位差（Vp−Vs）が検出された時
    に、前記制御用トランジスタ（Ｔ）を前記放出状態に固
    定し、前記電位差（Vp−Vs）がプリセット最小値
    （Vthl）以下に低下した時に、前記制御用トランジスタ
    （Ｔ）の周期的な切り換えを再始動させる、第１の比較
    器（CP1）と、前記誘導子（Ｌ）から放出される充電電
    流と、プリセットしきい値（Vth）とを比較して、前記
    充電電流がプリセットしきい値（Vth）以上であること
    が検出された時、前記制御用トランジスタ（Ｔ）を前記
    放出状態に瞬間的に固定し、この状態を前記発振器（OS
    C）の制御によって前記誘導子（Ｌ）の次の充電サイク
    ルが開始されるまで維持する、第２の比較器（CP2）と
    を備えていることを特徴とするパワーMOSトランジスタ
    ブリッジ駆動用ポンプ式充電回路。
  2. 【請求項２】前記制御用トランジスタ（Ｔ）がバイポー
    ラトランジスタである請求項１記載のパワーMOSトラン
    ジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路。
  3. 【請求項３】前記制御用トランジスタ（Ｔ）が前記タン
    クコンデンサ（Ｃ）に対して前記誘導子（Ｌ）とアース
    との間に分岐して接続されている請求項１記載のパワー
    MOSトランジスタブリッジ駆動用ポンプ式充電回路。
  4. 【請求項４】前記第１の比較器（CP1）がヒステリシス
    比較器である請求項１記載のパワーMOSトランジスタブ
    リッジ駆動用ポンプ式充電回路。
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