JP2710930B2 - ダブルスーパーヘテロダイン方式無線機 - Google Patents
ダブルスーパーヘテロダイン方式無線機Info
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Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、例えば、携帯電話機に用いられるスーパ
ーヘテロダイン方式無線機に関するものである。 ［従来の技術］ 第３図は従来のダブルスーパーヘテロダイン方式無線
機を示すブロック図であり、この第３図において、１は
アンテナ、２はアンテナ１に着脱自在に装着された送受
共用器、３は高周波増幅器、４は高周波受信信号を第１
中間周波数信号に変換する第１周波数変換部を構成する
第１ミキサー、５はバンドパスフィルター、６は第２ミ
キサー、７は第２ミキサー６とともに第１中間周波数信
号を第２中間周波数信号に変換する第２周波数変換部を
構成する第２局部発振器（水晶発振器）、８は中間周波
数増幅器、９は復調器、10は制御部、11は制御部用クロ
ック発振器、12は変調器、13は送信側ミキサー、14は電
力増幅器、15は周波数シンセサイザー（第１局部発振
器）、16は基準周波数発生用の温度補償水晶発振器（TC
XO）である。 次に動作について説明する。温度補償水晶発振器16の
出力周波数を基準周波数とする周波数シンセサイザー15
は、制御部10からのチャンネル設定信号により制御さ
れ、そのチャンネルに対応する送信周波数および受信部
第１局部発振周波数を各々送信側ミキサー13および受信
部の第１ミキサー４に出力する。送信側ミキサー13の出
力は電力増幅器14で電力増幅され、送受共用器２を経て
アンテナ１から放射される一方、受信電波はアンテナ
１、送受共用器２、高周波増幅器３を経て、第１ミキサ
ー４にて周波数シンセサイザー15の出力とミキシングさ
れ、バンドパスフィルター５で高周波除去後、さらに第
２ミキサー６にて第２局部発振器７の出力とミキシング
ダウンされてから、中間周波数増幅器８を経て復調器９
にて信号が取り出される。 ［発明が解決しようとする課題］ 従来のこのようなダブルスーパヘテロダイン方式無線
機は以上のように構成されているので、温度補償水晶発
振器が温度変化や経年変化に影響されてその発振周波数
がわずかに変化しても、送受信の周波数安定度が大きく
左右されるという課題があった。 そこで、この発明はかかる課題を解消するためになさ
れたもので、発振器が温度変化等によりその発振周波数
が変動しても、受信した信号を一旦中間周波数に変換し
て所定の基準値に対応する周波数偏差を制御部によって
演算し、その周波数偏差に応じた制御信号に基づいて上
記発振器の発振周波数を制御するようにしたスーパーヘ
テロダイン方式無線機を得ることを目的とする。 ［課題を解決するための手段］ この発明に係るダブルスーパーヘテロダイン方式無線
機は、 高周波受信信号を第１中間周波数信号に変換する第１
周波数変換部と、 この第１周波数変換部により変換した上記第１中間周
波数信号を第２中間周波数信号に変換する第２周波数変
換部と、 上記第１周波数変換部に第１局部発振周波数信号を出
力する周波数シンセサイザーと、 この周波数シンセサイザーに発振周波数信号を出力す
る電圧制御型温度補償水晶発振器と、 上記第２周波数変換部の出力する第２中間周波数信号
を入力とし、上記電圧制御型温度補償水晶発振器に発振
周波数調整用制御信号を出力する制御部を備え、 上記電圧制御型温度補償水晶発振器は上記制御部の出
力する発振周波数調整用制御信号により、調整された発
振周波数信号を上記周波数シンセサイザーに出力するも
のであり、 上記制御部は第２中間周波数信号の周波数を計数する
計数手段と、この計数手段の計数値と基準値とを比較し
てそれらの偏差を求める演算手段と、この演算部の求め
た偏差に応じた制御信号を上記発振周波数調整用制御信
号として上記電圧制御型温度補償水晶発振器に出力する
手段とから構成したものである。 ［作用］ この発明に係るスーパーヘテロダイン方式無線機は、
制御部によって受信信号の中間周波数信号又はこれに対
応する信号と所定の基準値信号とを比較して周波数偏差
を演算し、その周波数偏差に応じた制御信号に基づいて
電圧制御型温度補償水晶発振器の発振周波数を制御する
ようにしたので、上記電圧制御型温度補償水晶発振器の
発振周波が温度変化等により変動しても送受信の周波数
安定化が図れる。 ［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図に用いて説明する。第
１図において、１はアンテナ、２はアンテナ１に着脱自
在に装着された送受共用器、３は高周波増幅器、４は高
周波受信信号を第１中間周波数信号に変換する第１周波
数変換部を構成する第１の受信側ミキサー、５はバンド
パスフィルター、６は第２の受信側ミキサー、７は第２
受信側ミキサー６とともに第１中間周波数信号を第２中
間周波数信号に変換する第２周波数変換部を構成する第
２局部発振器（水晶発振器）、８は中間周波数増幅器、
９は復調器である。10は制御部で、後述するような制御
信号を出力する。11は制御部用クロック発振器、12は変
調器、13は送信側ミキサー、14は電力増幅器である。17
は電圧制御型温度補償水晶発振器（VC−TCXO）である制
御可能発振器であり、発振周波数信号を出力するもので
ある。15は周波数シンセサイザーで、制御可能発振器17
の発振周波数信号が供給されて希望チャンネルに対応す
る送信周波数信号および局部発振周波数信号を出力する
ものである。送信周波数信号は、送信側ミキサー13に供
給されるとともに、局部発振周波数信号は第１の受信側
ミキサー４に供給される。18は制御部10から制御信号が
供給され、その制御信号に対応した制御電圧を発生する
D/Aコンバータである。このD/Aコンバータ18からの制御
電圧により、制御可能発振器17の発振周波数が抑制され
る。19は中間周波数増幅器８の出力を分周する分周器で
ある。 制御部10は中間周波数増幅器８からの第２中間周波数
信号を分周器19で分周した信号が入力され、一方制御部
用クロック発振器11からの所定の基準値信号が入力さ
れ、これらの信号を比較して周波数偏差を演算し、この
周波数偏差に応じた制御信号を出力するものである。具
体的には、第２中間周波数信号を計数する計数手段と、
この計数手段の計数値と制御部用クロック発振器11から
の基準値信号に基づく基準値との差を求める演算手段
と、この演算手段によって求められた差に応じた制御信
号をD/Aコンバータ18を介して制御可能発振器17へ出力
する制御手段の機能を有している。 さて、この無線機の起動時には、例えば制御部10は制
御可能発振器17の制御電圧が中央値となるようにD/Aコ
ンバータ18を制御することが行われる。その結果電圧制
御型温度補償水晶発振器17の出力を基準の周波数とする
周波数シンセサイザー15の第１局部発振器における出力
周波数偏差がΔF1になったとすると、基地局からの周波
数偏差がわずかな到来電波はアンテナ１、送受共用器
２、高周波増幅器３を経て第１の受信側ミキサー４にて
局部発振周波数信号器とミキシングされ、バンドパスフ
ィルター５を経てさらに第２の受信側ミキサー６にて第
２局部発振器出力とミキシングされ、中間周波数増幅器
８にて増幅される。そして、このときの中間周波数の偏
差は第１局部発振器と第２局部発振器との偏差の和とな
るが、一般的に第１局部発振周波数は第２局部発振周波
数の10〜30倍程度であるので、第２局部発振器７の偏差
を無視して考えると、この中間周波数偏差はΔF1とな
る。 すなわち、第１局部発振器の900MHz帯の高い周波数に
おいて発生した周波数偏差ΔＦが中間周波数においても
そのまま加算される。一方、中間周波数は、例えば455K
Hzとなるが、第１局部発振器の周波数の約2000分の１と
なるため、第１局部発振器で1ppmの偏差だったΔＦが中
間周波数においては約2000ppmとして大きな比率として
表れてくる。 次に動作について説明する。送信部12〜14、受信部１
〜９の動作については従来のものと変わりがないので、
主として、第１局部発振器部分15,17,18と、周波数カウ
ンおよび制御部分10,19の動作について以下に述べる。 まず、制御部10の周波数カウント部分では、中間周波
数を分周器19でＮ分周したパルスの「１」レベル（HIGH
レベル）または「０」レベル（LOWレベル）の間をゲー
ト時間として、そのゲート時間内に制御部用クロック発
振器11の出力パルスを定分周した計数用パレスのオン／
オフ（ON/OFF）回数を計数する。今、仮に中間周波数の
基準値を455KHzとし、周波数偏差ΔF1が０であった場合
には、分周比＝214、計数用パルス周波数を500KHzとす
ると、ゲート時間Ｔは18m sec（周期は36m sec）とな
り、この間に計数用パルスがオン／オフする回数は9000
回、分解能は約50Hzとなる。この9000回（No）という計
数値を基準値として制御部10で記憶している。また、制
御部用クロック発振器11の周波数温度偏差が±80ppmと
すると、計数誤差は±0.72回、すなわち周波数計数温度
偏差は±36.4Hzとなり、この値は分解能、温度偏差共に
精度的には充分な値であると言える。 ところが、制御可能発振器17の周波数がずれており、
結果として周波数偏差ΔF1が仮に＋5KHzの時にはゲート
時間Ｔは約18.2m secとなり、計数値は9090回となる。
この計数値と基準計数値（9000）との差分の90が周波数
偏差として制御部10に認識される。 このようにして、第１の受信側ミキサーからの中間周
波数信号は、分周器19によりこれに対応する信号および
制御用クロック発振器11からの所定の基準値信号とを比
較して上述のように周波数偏差を演算する。 次に第１局部発振器の制御関係について説明する。い
ま、D/Aコンバータ18の分解能を８ビット、制御可能発
振器17の周波数制御感度を2ppm/volt、制御電圧レンジ
を０〜5vlotとすれば、周波数制御範囲は±5ppm、周波
数制御分解能は約0.02ppm/ビットとなる。従って第１局
部発振器の受信ローカル周波数が1GHzとすると、この周
波数を±5KHzにわたって、20Hzステップで制御部10によ
り制御することになる。 次に、総合的に周波数安定化の過程を述べる。まず基
地局からの受信波は第１ミキサー４、第２ミキサー６に
てミックスダウンされるが、今基地局の周波数偏差およ
び第２局部発振器７の周波数偏差はここでは無視して考
えると、第１局部発振器の周波数偏差はそのまま中間周
波数偏差となって表れる。したがってこれを制御部10に
て計数した値と基準値との差を求めることにより、制御
可能発振器17の周波数偏差を判定し、さらにこの偏差を
０にするために必要な制御可能発振器17の制御電圧に対
応するD/Aコンバータ制御信号をD/Aコンバータ18に送出
することが行われる。かかる操作は、受信電界レベルが
ある規定値以上の時は常時行われ、それ以下の時には中
間周波数計数値は無視され、D/Aコンバータ18の制御は
行われないように制御部10では常に受信電界レベルの監
視を行うようになっており、受信電界レベル低下に伴う
雑音による中間周波数計数誤りを防止する働きをしてい
る。 なお、無線器電源投入時には、D/Aコンバータ18は出
力電圧中央値を出力するように制御された後、受信状態
になるのを待ち、一度受信状態となり、制御可能発振器
17が安定化された後、受信電界レベルが規定値以下にな
ると、前の状態は一定時間保持され、それ以後は再び電
源投入直後と同じ状態に戻る。以上述べた制御部10にお
けるソフトウェア上の動作をジェネラルフローチャート
に示すと、第２図のようになる。 なお、上記実施例では、中間周波数計数手段として、
中間周波数を分周したものをゲートパルスとし、制御部
内部クロックパルスを計数用パルスとして用いたが、こ
れらを入れ替え、制御部内部パルスをゲートパルスと、
このゲートオープン時に中間周波数入力パルスが何回オ
ン／オフするかを計数する方式でも同様の効果を奏す
る。 また、上記実施例では、第２局部発振器７として単独
の発振器を用いたが、これを例えば制御可能発振器17の
出力を逓倍して用いる手段、あるいは制御可能発振器17
の出力を基準周波数としてPLL周波数シンセサイザーを
構成する手段にしてもよく、このようにすれば、第２局
部発振器の周波数偏差が小さくなり、さらに周波数を安
定化できるものである。 ［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、受信した中間周波数
信号またはこれに対応する信号と所定の基準値信号とを
比較して周波数偏差を演算し、この周波数偏差に応じた
制御信号に基づいて電圧制御型温度補償水晶発振器の発
振周波数を制御するようにしたので、上記電圧制御型温
度補償水晶発振器の発振周波数が温度変化等により変動
しても送受信の周波数安定化が有効に実現できる効果が
ある。
ーヘテロダイン方式無線機に関するものである。 ［従来の技術］ 第３図は従来のダブルスーパーヘテロダイン方式無線
機を示すブロック図であり、この第３図において、１は
アンテナ、２はアンテナ１に着脱自在に装着された送受
共用器、３は高周波増幅器、４は高周波受信信号を第１
中間周波数信号に変換する第１周波数変換部を構成する
第１ミキサー、５はバンドパスフィルター、６は第２ミ
キサー、７は第２ミキサー６とともに第１中間周波数信
号を第２中間周波数信号に変換する第２周波数変換部を
構成する第２局部発振器（水晶発振器）、８は中間周波
数増幅器、９は復調器、10は制御部、11は制御部用クロ
ック発振器、12は変調器、13は送信側ミキサー、14は電
力増幅器、15は周波数シンセサイザー（第１局部発振
器）、16は基準周波数発生用の温度補償水晶発振器（TC
XO）である。 次に動作について説明する。温度補償水晶発振器16の
出力周波数を基準周波数とする周波数シンセサイザー15
は、制御部10からのチャンネル設定信号により制御さ
れ、そのチャンネルに対応する送信周波数および受信部
第１局部発振周波数を各々送信側ミキサー13および受信
部の第１ミキサー４に出力する。送信側ミキサー13の出
力は電力増幅器14で電力増幅され、送受共用器２を経て
アンテナ１から放射される一方、受信電波はアンテナ
１、送受共用器２、高周波増幅器３を経て、第１ミキサ
ー４にて周波数シンセサイザー15の出力とミキシングさ
れ、バンドパスフィルター５で高周波除去後、さらに第
２ミキサー６にて第２局部発振器７の出力とミキシング
ダウンされてから、中間周波数増幅器８を経て復調器９
にて信号が取り出される。 ［発明が解決しようとする課題］ 従来のこのようなダブルスーパヘテロダイン方式無線
機は以上のように構成されているので、温度補償水晶発
振器が温度変化や経年変化に影響されてその発振周波数
がわずかに変化しても、送受信の周波数安定度が大きく
左右されるという課題があった。 そこで、この発明はかかる課題を解消するためになさ
れたもので、発振器が温度変化等によりその発振周波数
が変動しても、受信した信号を一旦中間周波数に変換し
て所定の基準値に対応する周波数偏差を制御部によって
演算し、その周波数偏差に応じた制御信号に基づいて上
記発振器の発振周波数を制御するようにしたスーパーヘ
テロダイン方式無線機を得ることを目的とする。 ［課題を解決するための手段］ この発明に係るダブルスーパーヘテロダイン方式無線
機は、 高周波受信信号を第１中間周波数信号に変換する第１
周波数変換部と、 この第１周波数変換部により変換した上記第１中間周
波数信号を第２中間周波数信号に変換する第２周波数変
換部と、 上記第１周波数変換部に第１局部発振周波数信号を出
力する周波数シンセサイザーと、 この周波数シンセサイザーに発振周波数信号を出力す
る電圧制御型温度補償水晶発振器と、 上記第２周波数変換部の出力する第２中間周波数信号
を入力とし、上記電圧制御型温度補償水晶発振器に発振
周波数調整用制御信号を出力する制御部を備え、 上記電圧制御型温度補償水晶発振器は上記制御部の出
力する発振周波数調整用制御信号により、調整された発
振周波数信号を上記周波数シンセサイザーに出力するも
のであり、 上記制御部は第２中間周波数信号の周波数を計数する
計数手段と、この計数手段の計数値と基準値とを比較し
てそれらの偏差を求める演算手段と、この演算部の求め
た偏差に応じた制御信号を上記発振周波数調整用制御信
号として上記電圧制御型温度補償水晶発振器に出力する
手段とから構成したものである。 ［作用］ この発明に係るスーパーヘテロダイン方式無線機は、
制御部によって受信信号の中間周波数信号又はこれに対
応する信号と所定の基準値信号とを比較して周波数偏差
を演算し、その周波数偏差に応じた制御信号に基づいて
電圧制御型温度補償水晶発振器の発振周波数を制御する
ようにしたので、上記電圧制御型温度補償水晶発振器の
発振周波が温度変化等により変動しても送受信の周波数
安定化が図れる。 ［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図に用いて説明する。第
１図において、１はアンテナ、２はアンテナ１に着脱自
在に装着された送受共用器、３は高周波増幅器、４は高
周波受信信号を第１中間周波数信号に変換する第１周波
数変換部を構成する第１の受信側ミキサー、５はバンド
パスフィルター、６は第２の受信側ミキサー、７は第２
受信側ミキサー６とともに第１中間周波数信号を第２中
間周波数信号に変換する第２周波数変換部を構成する第
２局部発振器（水晶発振器）、８は中間周波数増幅器、
９は復調器である。10は制御部で、後述するような制御
信号を出力する。11は制御部用クロック発振器、12は変
調器、13は送信側ミキサー、14は電力増幅器である。17
は電圧制御型温度補償水晶発振器（VC−TCXO）である制
御可能発振器であり、発振周波数信号を出力するもので
ある。15は周波数シンセサイザーで、制御可能発振器17
の発振周波数信号が供給されて希望チャンネルに対応す
る送信周波数信号および局部発振周波数信号を出力する
ものである。送信周波数信号は、送信側ミキサー13に供
給されるとともに、局部発振周波数信号は第１の受信側
ミキサー４に供給される。18は制御部10から制御信号が
供給され、その制御信号に対応した制御電圧を発生する
D/Aコンバータである。このD/Aコンバータ18からの制御
電圧により、制御可能発振器17の発振周波数が抑制され
る。19は中間周波数増幅器８の出力を分周する分周器で
ある。 制御部10は中間周波数増幅器８からの第２中間周波数
信号を分周器19で分周した信号が入力され、一方制御部
用クロック発振器11からの所定の基準値信号が入力さ
れ、これらの信号を比較して周波数偏差を演算し、この
周波数偏差に応じた制御信号を出力するものである。具
体的には、第２中間周波数信号を計数する計数手段と、
この計数手段の計数値と制御部用クロック発振器11から
の基準値信号に基づく基準値との差を求める演算手段
と、この演算手段によって求められた差に応じた制御信
号をD/Aコンバータ18を介して制御可能発振器17へ出力
する制御手段の機能を有している。 さて、この無線機の起動時には、例えば制御部10は制
御可能発振器17の制御電圧が中央値となるようにD/Aコ
ンバータ18を制御することが行われる。その結果電圧制
御型温度補償水晶発振器17の出力を基準の周波数とする
周波数シンセサイザー15の第１局部発振器における出力
周波数偏差がΔF1になったとすると、基地局からの周波
数偏差がわずかな到来電波はアンテナ１、送受共用器
２、高周波増幅器３を経て第１の受信側ミキサー４にて
局部発振周波数信号器とミキシングされ、バンドパスフ
ィルター５を経てさらに第２の受信側ミキサー６にて第
２局部発振器出力とミキシングされ、中間周波数増幅器
８にて増幅される。そして、このときの中間周波数の偏
差は第１局部発振器と第２局部発振器との偏差の和とな
るが、一般的に第１局部発振周波数は第２局部発振周波
数の10〜30倍程度であるので、第２局部発振器７の偏差
を無視して考えると、この中間周波数偏差はΔF1とな
る。 すなわち、第１局部発振器の900MHz帯の高い周波数に
おいて発生した周波数偏差ΔＦが中間周波数においても
そのまま加算される。一方、中間周波数は、例えば455K
Hzとなるが、第１局部発振器の周波数の約2000分の１と
なるため、第１局部発振器で1ppmの偏差だったΔＦが中
間周波数においては約2000ppmとして大きな比率として
表れてくる。 次に動作について説明する。送信部12〜14、受信部１
〜９の動作については従来のものと変わりがないので、
主として、第１局部発振器部分15,17,18と、周波数カウ
ンおよび制御部分10,19の動作について以下に述べる。 まず、制御部10の周波数カウント部分では、中間周波
数を分周器19でＮ分周したパルスの「１」レベル（HIGH
レベル）または「０」レベル（LOWレベル）の間をゲー
ト時間として、そのゲート時間内に制御部用クロック発
振器11の出力パルスを定分周した計数用パレスのオン／
オフ（ON/OFF）回数を計数する。今、仮に中間周波数の
基準値を455KHzとし、周波数偏差ΔF1が０であった場合
には、分周比＝214、計数用パルス周波数を500KHzとす
ると、ゲート時間Ｔは18m sec（周期は36m sec）とな
り、この間に計数用パルスがオン／オフする回数は9000
回、分解能は約50Hzとなる。この9000回（No）という計
数値を基準値として制御部10で記憶している。また、制
御部用クロック発振器11の周波数温度偏差が±80ppmと
すると、計数誤差は±0.72回、すなわち周波数計数温度
偏差は±36.4Hzとなり、この値は分解能、温度偏差共に
精度的には充分な値であると言える。 ところが、制御可能発振器17の周波数がずれており、
結果として周波数偏差ΔF1が仮に＋5KHzの時にはゲート
時間Ｔは約18.2m secとなり、計数値は9090回となる。
この計数値と基準計数値（9000）との差分の90が周波数
偏差として制御部10に認識される。 このようにして、第１の受信側ミキサーからの中間周
波数信号は、分周器19によりこれに対応する信号および
制御用クロック発振器11からの所定の基準値信号とを比
較して上述のように周波数偏差を演算する。 次に第１局部発振器の制御関係について説明する。い
ま、D/Aコンバータ18の分解能を８ビット、制御可能発
振器17の周波数制御感度を2ppm/volt、制御電圧レンジ
を０〜5vlotとすれば、周波数制御範囲は±5ppm、周波
数制御分解能は約0.02ppm/ビットとなる。従って第１局
部発振器の受信ローカル周波数が1GHzとすると、この周
波数を±5KHzにわたって、20Hzステップで制御部10によ
り制御することになる。 次に、総合的に周波数安定化の過程を述べる。まず基
地局からの受信波は第１ミキサー４、第２ミキサー６に
てミックスダウンされるが、今基地局の周波数偏差およ
び第２局部発振器７の周波数偏差はここでは無視して考
えると、第１局部発振器の周波数偏差はそのまま中間周
波数偏差となって表れる。したがってこれを制御部10に
て計数した値と基準値との差を求めることにより、制御
可能発振器17の周波数偏差を判定し、さらにこの偏差を
０にするために必要な制御可能発振器17の制御電圧に対
応するD/Aコンバータ制御信号をD/Aコンバータ18に送出
することが行われる。かかる操作は、受信電界レベルが
ある規定値以上の時は常時行われ、それ以下の時には中
間周波数計数値は無視され、D/Aコンバータ18の制御は
行われないように制御部10では常に受信電界レベルの監
視を行うようになっており、受信電界レベル低下に伴う
雑音による中間周波数計数誤りを防止する働きをしてい
る。 なお、無線器電源投入時には、D/Aコンバータ18は出
力電圧中央値を出力するように制御された後、受信状態
になるのを待ち、一度受信状態となり、制御可能発振器
17が安定化された後、受信電界レベルが規定値以下にな
ると、前の状態は一定時間保持され、それ以後は再び電
源投入直後と同じ状態に戻る。以上述べた制御部10にお
けるソフトウェア上の動作をジェネラルフローチャート
に示すと、第２図のようになる。 なお、上記実施例では、中間周波数計数手段として、
中間周波数を分周したものをゲートパルスとし、制御部
内部クロックパルスを計数用パルスとして用いたが、こ
れらを入れ替え、制御部内部パルスをゲートパルスと、
このゲートオープン時に中間周波数入力パルスが何回オ
ン／オフするかを計数する方式でも同様の効果を奏す
る。 また、上記実施例では、第２局部発振器７として単独
の発振器を用いたが、これを例えば制御可能発振器17の
出力を逓倍して用いる手段、あるいは制御可能発振器17
の出力を基準周波数としてPLL周波数シンセサイザーを
構成する手段にしてもよく、このようにすれば、第２局
部発振器の周波数偏差が小さくなり、さらに周波数を安
定化できるものである。 ［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、受信した中間周波数
信号またはこれに対応する信号と所定の基準値信号とを
比較して周波数偏差を演算し、この周波数偏差に応じた
制御信号に基づいて電圧制御型温度補償水晶発振器の発
振周波数を制御するようにしたので、上記電圧制御型温
度補償水晶発振器の発振周波数が温度変化等により変動
しても送受信の周波数安定化が有効に実現できる効果が
ある。
【図面の簡単な説明】
第1,2図はこの発明の一実施例によるダブルスーパーヘ
テロダイン方式無線機を示すもので、第１図はそのブロ
ック図、第２図はその制御アルゴリズムを示すジェネラ
ルフローチャートであり、第３図は従来のタブルスーパ
ーヘテロダイン方式無線機を示すブロック図である。 図において、１……アンテナ、２……送受共用器、３…
…高周波増幅器、４……第１の受信側ミキサー、５……
バンドパスフィルター、６……第２の受信側ミキサー、
７……第２局部発振器、８……中間周波数増幅器、９…
…復調器、10……制御部、11……制御部用クロック発振
器、12……変調器、13……送信側ミキサー、14……電力
増幅器、15……周波数シンセサイザー、17……制御可能
発振器、18……D/Aコンバータ、19……分周器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
テロダイン方式無線機を示すもので、第１図はそのブロ
ック図、第２図はその制御アルゴリズムを示すジェネラ
ルフローチャートであり、第３図は従来のタブルスーパ
ーヘテロダイン方式無線機を示すブロック図である。 図において、１……アンテナ、２……送受共用器、３…
…高周波増幅器、４……第１の受信側ミキサー、５……
バンドパスフィルター、６……第２の受信側ミキサー、
７……第２局部発振器、８……中間周波数増幅器、９…
…復調器、10……制御部、11……制御部用クロック発振
器、12……変調器、13……送信側ミキサー、14……電力
増幅器、15……周波数シンセサイザー、17……制御可能
発振器、18……D/Aコンバータ、19……分周器。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．高周波受信信号を第１中間周波数信号に変換する第
１周波数変換部と、 この第１周波数変換部により変換した上記第１中間周波
数信号を第２中間周波数信号に変換する第２周波数変換
部と、 上記第１周波数変換部に第１局部発振周波数信号を出力
する周波数シンセサイザーと、 この周波数シンセサイザーに発振周波数信号を出力する
電圧制御型温度補償水晶発振器と、 上記第２周波数変換部の出力する第２中間周波数信号を
入力し、上記電圧制御型温度補償水晶発振器に発振周波
数調整用制御信号を出力する制御部を備え、 上記電圧制御型温度補償水晶発振器は上記制御部の出力
する発振周波数調整用制御信号により、調整された発振
周波数信号を上記周波数シンセサイザーに出力するもの
であり、 上記制御部は第２中間周波数信号の周波数を計数する計
数手段と、この計数手段の計数値と基準値とを比較して
それらの偏差を求める演算手段と、この演算部の求めた
偏差に応じた制御信号を上記発振周波数調整用制御信号
として上記電圧制御型温度補償水晶発振器に出力する手
段とからなっていることを特徴とするダブルスーパーヘ
テロダイン方式無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61279091A JP2710930B2 (ja) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | ダブルスーパーヘテロダイン方式無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61279091A JP2710930B2 (ja) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | ダブルスーパーヘテロダイン方式無線機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63131728A JPS63131728A (ja) | 1988-06-03 |
| JP2710930B2 true JP2710930B2 (ja) | 1998-02-10 |
Family
ID=17606289
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61279091A Expired - Lifetime JP2710930B2 (ja) | 1986-11-21 | 1986-11-21 | ダブルスーパーヘテロダイン方式無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2710930B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2796969B2 (ja) * | 1988-02-04 | 1998-09-10 | 松下電器産業株式会社 | 移動無線装置 |
| JPH07105756B2 (ja) * | 1988-06-29 | 1995-11-13 | 松下電器産業株式会社 | 移動通信方法 |
| JPH0377434A (ja) * | 1989-08-21 | 1991-04-03 | Japan Radio Co Ltd | 局部発振回路 |
| JPH03117222A (ja) * | 1989-09-29 | 1991-05-20 | Sanyo Electric Co Ltd | 電圧シンセサイザ方式の受信装置 |
| JP2689909B2 (ja) * | 1994-07-25 | 1997-12-10 | 日本電気株式会社 | 周波数制御回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS533713A (en) * | 1976-06-30 | 1978-01-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Receiving frequency correction system |
| JPS60223237A (ja) * | 1983-12-22 | 1985-11-07 | テキサス インスツルメンツ ドイツチユランド ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツンク | コ−ドレス電話装置 |
-
1986
- 1986-11-21 JP JP61279091A patent/JP2710930B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63131728A (ja) | 1988-06-03 |
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