JP2700944B2 - 変位量検出装置 - Google Patents
変位量検出装置Info
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- JP2700944B2 JP2700944B2 JP20009890A JP20009890A JP2700944B2 JP 2700944 B2 JP2700944 B2 JP 2700944B2 JP 20009890 A JP20009890 A JP 20009890A JP 20009890 A JP20009890 A JP 20009890A JP 2700944 B2 JP2700944 B2 JP 2700944B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はNC工作機械等の位置センサとして用いられる
パルス出力型の変位量検出装置に関する。
パルス出力型の変位量検出装置に関する。
本発明はNC工作機械等の位置センサとして用いられる
パルス出力型の変位量検出装置に関し、２物体間の相対
変位量をキャリヤ周波数fCの位相変調信号として検出
し、この位相変調信号の位相の変化量を弁別して移動方
向に応じた加減算パルスとして取り出した後に２相出力
信号変換回路により90゜位相差をもつ２相の出力信号に
変換して出力するようにした変位量検出装置に於いて、
電源投入時のこの位相変調信号の格子寸法λ内における
絶対位置をこの位相変調信号とこの位相変調信号のキャ
リヤ周波数fCと同じ周波数の基準信号との位相比較によ
りこの絶対位置に対応したパルス幅の信号に変換した
後、内挿クロックパルスを用いてこの絶対位置に対応し
たパルス数のパルス列信号に変換する手段と、このパル
ス数に応じてこの２相の出力信号に変換するこの２相出
力信号変換回路の初期化を行う初期化手段とを有し、こ
の２相の出力信号の位相を格子寸法λ内の位置に正しく
対応させる様にすることにより、毎電源投入時に２相の
出力信号がスケールの格子寸法λ内において常に一定の
位相関係となる様にし常に高精度な変位量検出ができる
ようにしたものである。
パルス出力型の変位量検出装置に関し、２物体間の相対
変位量をキャリヤ周波数fCの位相変調信号として検出
し、この位相変調信号の位相の変化量を弁別して移動方
向に応じた加減算パルスとして取り出した後に２相出力
信号変換回路により90゜位相差をもつ２相の出力信号に
変換して出力するようにした変位量検出装置に於いて、
電源投入時のこの位相変調信号の格子寸法λ内における
絶対位置をこの位相変調信号とこの位相変調信号のキャ
リヤ周波数fCと同じ周波数の基準信号との位相比較によ
りこの絶対位置に対応したパルス幅の信号に変換した
後、内挿クロックパルスを用いてこの絶対位置に対応し
たパルス数のパルス列信号に変換する手段と、このパル
ス数に応じてこの２相の出力信号に変換するこの２相出
力信号変換回路の初期化を行う初期化手段とを有し、こ
の２相の出力信号の位相を格子寸法λ内の位置に正しく
対応させる様にすることにより、毎電源投入時に２相の
出力信号がスケールの格子寸法λ内において常に一定の
位相関係となる様にし常に高精度な変位量検出ができる
ようにしたものである。
また上述に更に格子寸法λ内の絶対位置に対応したパ
ルス数のパルス列信号を４を法とする計数処理の後、そ
の剰余に応じて初期化の為のパルス信号を選択し、この
２相出力信号変換回路を構成する２つのフリップフロッ
プ回路を初期設定するようにすることにより、簡単な構
成で、毎電源投入時に２相の出力信号がスケールの格子
寸法λにおいて常に一定の位相関係となる様にし、常に
高精度な変位量検出ができるようにしたものである。
ルス数のパルス列信号を４を法とする計数処理の後、そ
の剰余に応じて初期化の為のパルス信号を選択し、この
２相出力信号変換回路を構成する２つのフリップフロッ
プ回路を初期設定するようにすることにより、簡単な構
成で、毎電源投入時に２相の出力信号がスケールの格子
寸法λにおいて常に一定の位相関係となる様にし、常に
高精度な変位量検出ができるようにしたものである。
近年、NC工作機械の高精度化を実現する為、位置検出
要素として、ロータリーエンコーダを用いた「セミクロ
ーズドループ方式」に替えて、直線型デジタルスケール
（以下デジタルスケールという）で直接テーブルの移動
量を検出する様に構成した所謂「フルクローズドループ
方式」が多用される様になってきた。
要素として、ロータリーエンコーダを用いた「セミクロ
ーズドループ方式」に替えて、直線型デジタルスケール
（以下デジタルスケールという）で直接テーブルの移動
量を検出する様に構成した所謂「フルクローズドループ
方式」が多用される様になってきた。
これらの用途に用いられるデジタルスケールとしては
マグネスケール（登録商標）あるいは光学スケール等が
主力となっているが、NC工作機械の制御部（以下NCコン
トローラという）との接続に関しては、従来のロータリ
ーエンコーダでの変位量出力（変角量出力）が、移動方
向を知ることができる90゜位相差を持つ２相の出力信号
（以下Ａ出力信号及びＢ出力信号という）であった為、
このデジタルスケールの変位量出力もＡ出力信号及びＢ
出力信号の２相出力信号に変換して使用されている。
マグネスケール（登録商標）あるいは光学スケール等が
主力となっているが、NC工作機械の制御部（以下NCコン
トローラという）との接続に関しては、従来のロータリ
ーエンコーダでの変位量出力（変角量出力）が、移動方
向を知ることができる90゜位相差を持つ２相の出力信号
（以下Ａ出力信号及びＢ出力信号という）であった為、
このデジタルスケールの変位量出力もＡ出力信号及びＢ
出力信号の２相出力信号に変換して使用されている。
またNC工作機械は長時間に亘る加工あるいは無人運転
等に対応する為、NC工作機械のテーブル上の１点に基準
点（以下機械原点）を設定するが通例であり、またこの
デジタルスケールにはＡ及びＢ出力信号の他に、スケー
ル上の基準点（以下スケール原点という）に対応した原
点信号（以下Ｚ信号という）が必要とされている。
等に対応する為、NC工作機械のテーブル上の１点に基準
点（以下機械原点）を設定するが通例であり、またこの
デジタルスケールにはＡ及びＢ出力信号の他に、スケー
ル上の基準点（以下スケール原点という）に対応した原
点信号（以下Ｚ信号という）が必要とされている。
第６図はマグネスケール（登録商標）を使用した従来
の変位量検出装置を示しこの第６図に於いて、（１）は
スケール部で波長λの磁気目盛が記録されスケール（1
a）及び検出ヘッド（1b）（1c）等で構成されている。
このスケール部（１）の検出ヘッド（1b）（1c）より得
られるスケール信号はスケール信号検出回路（２）に導
かれ、このスケール信号検出回路（２）に於いて変位量
に応じて位相の変化する信号ePMを出力する。ここで、 但し ωＣ＝２π×fC（fC:キャリヤ周波数）ｘは格
子寸法λ内のヘッド（1b）（1c）とスケール（1a）との
相対変位を示す。
の変位量検出装置を示しこの第６図に於いて、（１）は
スケール部で波長λの磁気目盛が記録されスケール（1
a）及び検出ヘッド（1b）（1c）等で構成されている。
このスケール部（１）の検出ヘッド（1b）（1c）より得
られるスケール信号はスケール信号検出回路（２）に導
かれ、このスケール信号検出回路（２）に於いて変位量
に応じて位相の変化する信号ePMを出力する。ここで、 但し ωＣ＝２π×fC（fC:キャリヤ周波数）ｘは格
子寸法λ内のヘッド（1b）（1c）とスケール（1a）との
相対変位を示す。
となる。
この信号ePMは波形整形された後（以下Ｓ信号とい
う）内挿回路（３）に供給される。この内挿回路（３）
はキャリヤ周波数fCに対してnfCなる周波数を持つクロ
ックパルス（以下CKI信号という）を用いて、分解能λ/
nの、移動方向に応じたパルス信号（以下UP又はDown信
号という）を出力する。この内挿回路（３）の出力側に
得られるUP信号及びDown信号を90゜位相差をもつ２相の
出力信号（Ａ出力信号及びＢ出力信号）を得る２相出力
信号変換回路（４）に供給する。
う）内挿回路（３）に供給される。この内挿回路（３）
はキャリヤ周波数fCに対してnfCなる周波数を持つクロ
ックパルス（以下CKI信号という）を用いて、分解能λ/
nの、移動方向に応じたパルス信号（以下UP又はDown信
号という）を出力する。この内挿回路（３）の出力側に
得られるUP信号及びDown信号を90゜位相差をもつ２相の
出力信号（Ａ出力信号及びＢ出力信号）を得る２相出力
信号変換回路（４）に供給する。
この２相出力信号変換回路（４）は例えば第７図に示
す如く２個のフリップフロップ回路QA及びQBより構成
し、UP信号（又はDown信号）の４つのパルスを１周期と
する第８図Ａ及びＢに示す如き互いに90゜位相差をもつ
Ａ出力信号及びＢ出力信号を出力するように構成したも
のである。
す如く２個のフリップフロップ回路QA及びQBより構成
し、UP信号（又はDown信号）の４つのパルスを１周期と
する第８図Ａ及びＢに示す如き互いに90゜位相差をもつ
Ａ出力信号及びＢ出力信号を出力するように構成したも
のである。
また（５）は定点信号発生部で定点信号を記録した発
磁体（5a）と検出ヘッド（5b）とで構成され、通常スケ
ール（1a）の測尺方向の特定位置で定点信号を出力する
様にこのスケール部（１）と一体的に構成されている。
磁体（5a）と検出ヘッド（5b）とで構成され、通常スケ
ール（1a）の測尺方向の特定位置で定点信号を出力する
様にこのスケール部（１）と一体的に構成されている。
（６）は定点信号検出回路であり、この定点信号検出
回路（６）はこの定点信号発生部（５）の検出ヘッド
（5b）よりの定点信号を増幅、波形整形した後（以下RG
信号と称す）制御回路（７）に供給する。
回路（６）はこの定点信号発生部（５）の検出ヘッド
（5b）よりの定点信号を増幅、波形整形した後（以下RG
信号と称す）制御回路（７）に供給する。
一方、λパルス発生回路（８）にはスケール信号検出
回路（２）よりＳ信号と共にＳ信号のキャリヤ周波数fC
と等しい周波数の位相比較用基準信号を波形整形した信
号（以下REF信号という）が供給されている（この場合
スケール信号検出回路（２）よりこのREF信号の1/2の周
波数の信号を励磁信号EXとしてスケール部（１）の検出
ヘッド（1b）（1c）に供給している。） ここで REF＝EREF・sin ωCt ‥‥（２） であり、これをePM信号と位相比較することにより変位
量ｘを検出することができる。
回路（２）よりＳ信号と共にＳ信号のキャリヤ周波数fC
と等しい周波数の位相比較用基準信号を波形整形した信
号（以下REF信号という）が供給されている（この場合
スケール信号検出回路（２）よりこのREF信号の1/2の周
波数の信号を励磁信号EXとしてスケール部（１）の検出
ヘッド（1b）（1c）に供給している。） ここで REF＝EREF・sin ωCt ‥‥（２） であり、これをePM信号と位相比較することにより変位
量ｘを検出することができる。
即ち、このλ信号発生回路（８）はＳ信号とREF信号
とを用いてデジタル的に位相比較を行うことにより変化
量λ毎に移動方向を弁別したλ信号を出力する。
とを用いてデジタル的に位相比較を行うことにより変化
量λ毎に移動方向を弁別したλ信号を出力する。
またこの制御回路（７）はパルス列としてλ信号のう
ち、定点信号検出回路（６）よりのRG信号をゲートとし
て例えばこのRG信号が立下がった次に入力されるλ信号
を選択し、これに関連した信号を原点信号（以下、Ｚ信
号という）として出力する。
ち、定点信号検出回路（６）よりのRG信号をゲートとし
て例えばこのRG信号が立下がった次に入力されるλ信号
を選択し、これに関連した信号を原点信号（以下、Ｚ信
号という）として出力する。
ところでNCコントローラの内部にはインクリメンタル
な位置情報であるＡ及びＢ出力信号から変位量の累積
値、即ちNC工作機械のテーブルの位置を知るためのカウ
ンタ（以下現在値カウンタという）が具備されており、
原点信号ＺはＡ及びＢ出力信号から得られたインクリメ
ンタルな位置即ちインクリメンタルな現在値を機械原点
を基準とした絶対位置情報に設定する様に機能する。即
ち原点信号Ｚが入力された時の値を「０」もしくはオフ
セット量（スケール原点を機械原点の差に対応）を持た
せて、現在値カウンタをプリセットしている。
な位置情報であるＡ及びＢ出力信号から変位量の累積
値、即ちNC工作機械のテーブルの位置を知るためのカウ
ンタ（以下現在値カウンタという）が具備されており、
原点信号ＺはＡ及びＢ出力信号から得られたインクリメ
ンタルな位置即ちインクリメンタルな現在値を機械原点
を基準とした絶対位置情報に設定する様に機能する。即
ち原点信号Ｚが入力された時の値を「０」もしくはオフ
セット量（スケール原点を機械原点の差に対応）を持た
せて、現在値カウンタをプリセットしている。
然しながらNCコントローラとデジタルスケールとのイ
ンターフェースに関してはNCコントローラ側の設計上の
都合等により第８図Ｃに示す如く原点信号Ｚのパルス幅
がＡ及びＢ出力信号の１周期分（分解能４パルス分）必
要とされる場合がある。この場合第８図に示す如くＡ及
びＢ出力信号と原点信号Ｚとの論理積信号をこのプリセ
ット信号として使用するのであるが、Ａ及びＢ出力信号
は電源投入時のフリップフロップ回路QA,QBの状態によ
り、４パルス範囲内でバラツクこととなり、電源投入毎
即ち原点設定操作の度毎に原点位置が分解能４パルス範
囲内でバラツク虞れがある不都合があった。
ンターフェースに関してはNCコントローラ側の設計上の
都合等により第８図Ｃに示す如く原点信号Ｚのパルス幅
がＡ及びＢ出力信号の１周期分（分解能４パルス分）必
要とされる場合がある。この場合第８図に示す如くＡ及
びＢ出力信号と原点信号Ｚとの論理積信号をこのプリセ
ット信号として使用するのであるが、Ａ及びＢ出力信号
は電源投入時のフリップフロップ回路QA,QBの状態によ
り、４パルス範囲内でバラツクこととなり、電源投入毎
即ち原点設定操作の度毎に原点位置が分解能４パルス範
囲内でバラツク虞れがある不都合があった。
本発明は斯る点に鑑み、毎電源投入時即ち原点設定操
作の度毎に２相のＡ及びＢ出力信号がスケールの格子寸
法（記録波長）λに対して常に一定の位相関係となる様
にし原点位置が一定となる様にすることを目的とする。
作の度毎に２相のＡ及びＢ出力信号がスケールの格子寸
法（記録波長）λに対して常に一定の位相関係となる様
にし原点位置が一定となる様にすることを目的とする。
本発明変位量検出装置は例えば第１図及び第２図に示
す如く、２物体間の相対変位量をキャリヤ周波数fCの位
相変調信号Ｓとして検出し、この位相変調信号Ｓの位相
の変化量を弁別して移動方向に応じた加減算パルス（UP
信号、Down信号）として取り出した後に、２相出力信号
変換回路（４）により90゜位相差をもつ２相の出力信号
（Ａ及びＢ出力信号）に変換して出力するようにした変
位量検出装置に於いて、電源投入時の位相変調信号Ｓの
格子寸法λ内における絶対位置をこの位相変調信号Ｓと
この位相変調信号Ｓのキャリヤ周波数fCと同じ周波数の
基準信号REFとの位相比較によりこの絶対位置に対応し
たパルス幅の信号に変換した後、内挿クロックパルスを
用いて絶対位置に対応したパルス数のパルス列信号に変
換する手段（9a）（9b）と、このパルス数に応じてこの
２相の出力信号（Ａ及びＢ出力信号）に変換する２相出
力信号変換回路（４）の初期化を行う初期化手段（9c）
（9d）とを有し、この２相の出力信号（Ａ及びＢ出力信
号）の位相を格子寸法λ内の位置に正しく対応させる様
にしたものである。
す如く、２物体間の相対変位量をキャリヤ周波数fCの位
相変調信号Ｓとして検出し、この位相変調信号Ｓの位相
の変化量を弁別して移動方向に応じた加減算パルス（UP
信号、Down信号）として取り出した後に、２相出力信号
変換回路（４）により90゜位相差をもつ２相の出力信号
（Ａ及びＢ出力信号）に変換して出力するようにした変
位量検出装置に於いて、電源投入時の位相変調信号Ｓの
格子寸法λ内における絶対位置をこの位相変調信号Ｓと
この位相変調信号Ｓのキャリヤ周波数fCと同じ周波数の
基準信号REFとの位相比較によりこの絶対位置に対応し
たパルス幅の信号に変換した後、内挿クロックパルスを
用いて絶対位置に対応したパルス数のパルス列信号に変
換する手段（9a）（9b）と、このパルス数に応じてこの
２相の出力信号（Ａ及びＢ出力信号）に変換する２相出
力信号変換回路（４）の初期化を行う初期化手段（9c）
（9d）とを有し、この２相の出力信号（Ａ及びＢ出力信
号）の位相を格子寸法λ内の位置に正しく対応させる様
にしたものである。
また本発明変位量検出装置は例えば第１図及び第２図
に示す如く、格子寸法λ内の絶対位置に対応したパルス
数のパルス列信号を４を法とする計数処理の後、その剰
余に応じて初期化の為のパルス信号を選択し、２相出力
信号変換回路（４）を構成する２つのフリップフロップ
回路QA,QBを初期設定するようにしたものである。
に示す如く、格子寸法λ内の絶対位置に対応したパルス
数のパルス列信号を４を法とする計数処理の後、その剰
余に応じて初期化の為のパルス信号を選択し、２相出力
信号変換回路（４）を構成する２つのフリップフロップ
回路QA,QBを初期設定するようにしたものである。
斯る本発明に依れば電源投入時の位相変調信号Ｓの格
子寸法λ内における絶対位置をこの位相変調信号Ｓと基
準信号REFとの位相差により検出するようにし、この絶
対位置に応じて２相出力信号変換回路（４）の初期化を
行っているので、毎電源投入時にこの２相の出力信号
（Ａ及びＢ出力信号）がスケール（1a）の格子寸法λ内
において一定の位相関係となり、原点信号がバラツクこ
とがなく、常に高精度な変位量検出ができる。
子寸法λ内における絶対位置をこの位相変調信号Ｓと基
準信号REFとの位相差により検出するようにし、この絶
対位置に応じて２相出力信号変換回路（４）の初期化を
行っているので、毎電源投入時にこの２相の出力信号
（Ａ及びＢ出力信号）がスケール（1a）の格子寸法λ内
において一定の位相関係となり、原点信号がバラツクこ
とがなく、常に高精度な変位量検出ができる。
以下図面を参照しながら本発明変位量検出装置の一実
施例につき説明しよう。
施例につき説明しよう。
第１図に於いて第６図に対応する部分には同一符号を
付し、その詳細説明は省略する。
付し、その詳細説明は省略する。
第１図に於いて、（１）はマグネスケール（登録商
標）より成るスケール部で、このスケール部（１）は格
子寸法（波長）λの磁気目盛が記録されたスケール（1
a）及び検出ヘッド（1b）（1c）等で構成されている。
標）より成るスケール部で、このスケール部（１）は格
子寸法（波長）λの磁気目盛が記録されたスケール（1
a）及び検出ヘッド（1b）（1c）等で構成されている。
このスケール部（１）の検出ヘッド（1b）（1c）より
得られるスケール信号はスケール信号検出回路（２）に
導かれ、このスケール信号検出回路（２）に於いて変位
量に応じて位相の変化する式（１）に示す如き信号ePM
を出力する。
得られるスケール信号はスケール信号検出回路（２）に
導かれ、このスケール信号検出回路（２）に於いて変位
量に応じて位相の変化する式（１）に示す如き信号ePM
を出力する。
この信号ePMは波形整形された後（以下Ｓ信号とい
う）内挿回路（３）に供給される。この内挿回路（３）
はキャリヤ周波数fCに対してnfCなる周波数を持つクロ
ックパルス（以下CKI信号という）を用いて、分解能λ/
nの、移動方向に応じたパルス信号（以下UP又はDown信
号という）を出力する。この内挿回路（３）の出力側に
得られるUP信号及びDown信号を90゜位相差をもつ２相の
出力信号（Ａ出力信号及びＢ出力信号）を得る２相出力
信号変換回路（４）に供給する。
う）内挿回路（３）に供給される。この内挿回路（３）
はキャリヤ周波数fCに対してnfCなる周波数を持つクロ
ックパルス（以下CKI信号という）を用いて、分解能λ/
nの、移動方向に応じたパルス信号（以下UP又はDown信
号という）を出力する。この内挿回路（３）の出力側に
得られるUP信号及びDown信号を90゜位相差をもつ２相の
出力信号（Ａ出力信号及びＢ出力信号）を得る２相出力
信号変換回路（４）に供給する。
この２相出力信号変換回路（４）は例えば第７図に示
す如く２個のフリップフロップ回路QA及びQBより構成
し、UP信号（又はDown信号）の４つのパルスを１周期と
する第３図Ａ及びＢに示す如き互いに90゜位相差をもつ
Ａ出力信号及びＢ出力信号を出力するように構成したも
のである。
す如く２個のフリップフロップ回路QA及びQBより構成
し、UP信号（又はDown信号）の４つのパルスを１周期と
する第３図Ａ及びＢに示す如き互いに90゜位相差をもつ
Ａ出力信号及びＢ出力信号を出力するように構成したも
のである。
また定点信号発生部（５）は定点信号を記録した発磁
体（5a）と検出ヘッド（5b）とで構成され、通常スケー
ル（1a）の測尺方向の特定位置で定点信号を出力する様
にこのスケール部（１）と一体的に構成されている。
体（5a）と検出ヘッド（5b）とで構成され、通常スケー
ル（1a）の測尺方向の特定位置で定点信号を出力する様
にこのスケール部（１）と一体的に構成されている。
また定点信号検出回路（６）はこの定点信号発生部
（５）の検出ヘッド（5b）よりの定点信号を増幅、波形
整形した後制御回路（７）に供給する。
（５）の検出ヘッド（5b）よりの定点信号を増幅、波形
整形した後制御回路（７）に供給する。
一方、λパルス発生回路（８）にはスケール信号検出
回路（２）よりＳ信号と共にＳ信号のキャリヤ周波数fC
と等しい周波数の式（２）に示す如き位相比較用基準信
号を波形整形した信号REFが供給されている（この場合
スケール信号検出回路（２）よりこのREF信号の1/2の周
波数の信号を励磁信号EXとしてスケール部（１）の検出
ヘッド（1b）（1c）に供給している。） この式（１）及び式（２）を位相比較することにより
格子寸法λ内に於けるヘッド（1b）（1c）とスケール
（1a）との絶対位置を知ることが出来る。このヘッド
（1b）（1c）とスケール（1a）との位置関係が変わらな
ければこの式（１）及び式（２）の位相関係が常に成立
することがわかる。
回路（２）よりＳ信号と共にＳ信号のキャリヤ周波数fC
と等しい周波数の式（２）に示す如き位相比較用基準信
号を波形整形した信号REFが供給されている（この場合
スケール信号検出回路（２）よりこのREF信号の1/2の周
波数の信号を励磁信号EXとしてスケール部（１）の検出
ヘッド（1b）（1c）に供給している。） この式（１）及び式（２）を位相比較することにより
格子寸法λ内に於けるヘッド（1b）（1c）とスケール
（1a）との絶対位置を知ることが出来る。このヘッド
（1b）（1c）とスケール（1a）との位置関係が変わらな
ければこの式（１）及び式（２）の位相関係が常に成立
することがわかる。
即ち、このλ信号発生回路（８）はＳ信号とREF信号
とを用いてデジタル的に位相比較を行うことにより変化
量λ毎に移動方向を弁別したλ信号を出力する。
とを用いてデジタル的に位相比較を行うことにより変化
量λ毎に移動方向を弁別したλ信号を出力する。
またこの制御回路（７）はパルス列としてλ信号のう
ち、定点信号検出回路（６）よりのRG信号をゲートとし
て例えばこのRG信号が立下がった次に入力されるλ信号
を選択し、これに関連した信号を原点信号として出力す
る。この制御回路（７）の出力側に得られる原点信号を
同期信号としてＢ出力信号が供給される同期微分回路
（10）を介して出力する如くする。
ち、定点信号検出回路（６）よりのRG信号をゲートとし
て例えばこのRG信号が立下がった次に入力されるλ信号
を選択し、これに関連した信号を原点信号として出力す
る。この制御回路（７）の出力側に得られる原点信号を
同期信号としてＢ出力信号が供給される同期微分回路
（10）を介して出力する如くする。
また本例に於いては内挿回路（３）で得られる位相変
調信号ＳをクロックパルスCKIで同期化した信号S1D（内
挿回路（３）ではこの信号S1Dを用いて内挿処理を行っ
ている。）及びクロックパルスCKLを初期設定信号発生
回路（９）に供給すると共にスケール信号検出回路
（２）よりの基準信号REFをこの初期設定信号発生回路
（９）に供給し、更に初期化パルス発生回路（11）より
の初期化パルスPIをこの初期設定信号発生回路（９）に
供給する如くする。この初期化パルス発生回路（11）は
電源投入後の一定時間経過後に初期化パルスPIを発生す
るものである。この初期設定信号発生回路（９）よりの
初期設定信号▲▼Ａ（▲▼Ａ），▲▼
Ｂ（▲▼Ｂ）を２相出力信号変換回路（４）に供給
し、この２相出力信号変換回路（４）を構成する２つの
フリップフロップ回路QA及びQBの初期設定を行う如くす
る。この初期設定信号発生回路（９）としては例えば第
２図に示す如く構成する。
調信号ＳをクロックパルスCKIで同期化した信号S1D（内
挿回路（３）ではこの信号S1Dを用いて内挿処理を行っ
ている。）及びクロックパルスCKLを初期設定信号発生
回路（９）に供給すると共にスケール信号検出回路
（２）よりの基準信号REFをこの初期設定信号発生回路
（９）に供給し、更に初期化パルス発生回路（11）より
の初期化パルスPIをこの初期設定信号発生回路（９）に
供給する如くする。この初期化パルス発生回路（11）は
電源投入後の一定時間経過後に初期化パルスPIを発生す
るものである。この初期設定信号発生回路（９）よりの
初期設定信号▲▼Ａ（▲▼Ａ），▲▼
Ｂ（▲▼Ｂ）を２相出力信号変換回路（４）に供給
し、この２相出力信号変換回路（４）を構成する２つの
フリップフロップ回路QA及びQBの初期設定を行う如くす
る。この初期設定信号発生回路（９）としては例えば第
２図に示す如く構成する。
即ちこの初期設定信号発生回路（９）の絶対位置検出
回路（9a）には第４図Ａに示す如き基準信号REF及び第
４図Ｂに示す如き位相変調信号S1Dが供給され電源投入
時に之等基準信号REF及び位相変調信号S1Dが位相比較さ
れ格子寸法λ内の絶対位置に対応したパルス幅の第４図
Ｃに示す如きパルス幅変調信号ABSを発生する。このパ
ルス幅変調信号ABSをクロックパルスCKIと共にアンドゲ
ート回路（9b）に供給し、このアンドゲート回路（9b）
により分解能がλ/nで、格子寸法λ内の絶対位置に対応
したパルス数の第４図Ｄに示す如きパルス列信号NPを得
る。このパルス列信号NPを４進カウンタ（9c）に供給
し、このパルス列信号NPを４進カウンタ（9c）で計数す
る。この場合４進カウンタ（9c）に於いてはキャリー出
力は無視されるので、計数終了時の値即ちRESはこのパ
ルス列信号NPのパルス数ΔＮの４を法（Modulo）とした
剰余となり、その値はＡ及びＢ出力信号の１周期内の絶
対位置に対応している（RESは０≦RES≦３なる整数とな
る。）。この４進カウンタ（9c）の出力信号Q1及びQ2を
初期化パルス選択回路（9d）に供給する。この初期化パ
ルス選択回路（9d）はこの４進カウンタ（9c）の計数終
了値（４通り）に応じて初期化パルスPIを選択し、２相
出力信号変換回路（４）を構成する２個のフリップフロ
ップ回路QA及びQBのセット（リセット）パルス▲▼
Ａ（▲▼Ａ）及び▲▼Ｂ（▲▼Ｂ）として
出力し、Ａ及びＢ出力信号の位相を格子寸法λ内の絶対
位置に同期する様に動作する。
回路（9a）には第４図Ａに示す如き基準信号REF及び第
４図Ｂに示す如き位相変調信号S1Dが供給され電源投入
時に之等基準信号REF及び位相変調信号S1Dが位相比較さ
れ格子寸法λ内の絶対位置に対応したパルス幅の第４図
Ｃに示す如きパルス幅変調信号ABSを発生する。このパ
ルス幅変調信号ABSをクロックパルスCKIと共にアンドゲ
ート回路（9b）に供給し、このアンドゲート回路（9b）
により分解能がλ/nで、格子寸法λ内の絶対位置に対応
したパルス数の第４図Ｄに示す如きパルス列信号NPを得
る。このパルス列信号NPを４進カウンタ（9c）に供給
し、このパルス列信号NPを４進カウンタ（9c）で計数す
る。この場合４進カウンタ（9c）に於いてはキャリー出
力は無視されるので、計数終了時の値即ちRESはこのパ
ルス列信号NPのパルス数ΔＮの４を法（Modulo）とした
剰余となり、その値はＡ及びＢ出力信号の１周期内の絶
対位置に対応している（RESは０≦RES≦３なる整数とな
る。）。この４進カウンタ（9c）の出力信号Q1及びQ2を
初期化パルス選択回路（9d）に供給する。この初期化パ
ルス選択回路（9d）はこの４進カウンタ（9c）の計数終
了値（４通り）に応じて初期化パルスPIを選択し、２相
出力信号変換回路（４）を構成する２個のフリップフロ
ップ回路QA及びQBのセット（リセット）パルス▲▼
Ａ（▲▼Ａ）及び▲▼Ｂ（▲▼Ｂ）として
出力し、Ａ及びＢ出力信号の位相を格子寸法λ内の絶対
位置に同期する様に動作する。
上述の動作を具体的事例について説明するに格子寸法
λに於ける基準位置即ちに示す如きλ＝０の位置に於け
るＡ及びＢ出力信号の位相関係を第３図A,B及びＣに示
す如く定めるものとする。ここでλ＝０の位置は第４図
Ａの基準信号REFのアクティブエッジ（立ち上がり）と
考えることができる。今位相変調信号S1Dが格子寸法λ
内の14μｍの位置にあったとすると、このパルス列信号
NPのパルス数ΔＮは14となる（但し分解能λ/nを１μｍ
とする）。従って４進カウンタ（9c）の計数終了値RES
は「２」となり、この状態に於いてはこの２相出力信号
変換回路（４）を構成する２個のフリップフロップ回路
QA及びQBの論理レベルはフリップフロップ回路QAの出力
端子Ｑがローレベル“0"でフリップフロップ回路QBの出
力端子Ｑがハイレベル“1"となる必要がある。従って初
期化パルス選択回路（9d）は初期化パルス発生回路
（１）より初期化パルスPIが供給されたときに第４図Ｇ
及びＨに示す如く▲▼Ａ＝“0"SQB“0"なる初期設
定信号を出力し、２相出力信号変換回路（４）を構成す
る２個のフリップフロップ回路QA及びQBの初期設定を行
う。
λに於ける基準位置即ちに示す如きλ＝０の位置に於け
るＡ及びＢ出力信号の位相関係を第３図A,B及びＣに示
す如く定めるものとする。ここでλ＝０の位置は第４図
Ａの基準信号REFのアクティブエッジ（立ち上がり）と
考えることができる。今位相変調信号S1Dが格子寸法λ
内の14μｍの位置にあったとすると、このパルス列信号
NPのパルス数ΔＮは14となる（但し分解能λ/nを１μｍ
とする）。従って４進カウンタ（9c）の計数終了値RES
は「２」となり、この状態に於いてはこの２相出力信号
変換回路（４）を構成する２個のフリップフロップ回路
QA及びQBの論理レベルはフリップフロップ回路QAの出力
端子Ｑがローレベル“0"でフリップフロップ回路QBの出
力端子Ｑがハイレベル“1"となる必要がある。従って初
期化パルス選択回路（9d）は初期化パルス発生回路
（１）より初期化パルスPIが供給されたときに第４図Ｇ
及びＨに示す如く▲▼Ａ＝“0"SQB“0"なる初期設
定信号を出力し、２相出力信号変換回路（４）を構成す
る２個のフリップフロップ回路QA及びQBの初期設定を行
う。
従って本例に依ればＡ及びＢ出力信号の１周期は分解
能λ/nの加減算パルス（UP信号、Down信号）の４パルス
分に相当することから、分解能λ/n毎に変化するＡ及び
Ｂ出力信号の位相即ち２相出力信号変換回路（４）を構
成する２個のフリップフロップ回路QA及びQBの初期値を
電源投入時に於けるヘッド（1b）（1c）とスケール（1
a）との絶対位置に対応して設定することにより格子寸
法λに同期した位相関係を持つＡ及びＢ出力信号を生成
できる。従って電源投入毎にこのＡ及びＢ出力信号の位
相関係を常に第８図Ａ及びＢに示す関係とすることがで
き、原点信号Ｚのパルス幅がＡ及びＢ出力信号の１周期
分（分解能４パルス分）であっても、常に一定の現在値
カウンタのプリセット信号を得ることができる。
能λ/nの加減算パルス（UP信号、Down信号）の４パルス
分に相当することから、分解能λ/n毎に変化するＡ及び
Ｂ出力信号の位相即ち２相出力信号変換回路（４）を構
成する２個のフリップフロップ回路QA及びQBの初期値を
電源投入時に於けるヘッド（1b）（1c）とスケール（1
a）との絶対位置に対応して設定することにより格子寸
法λに同期した位相関係を持つＡ及びＢ出力信号を生成
できる。従って電源投入毎にこのＡ及びＢ出力信号の位
相関係を常に第８図Ａ及びＢに示す関係とすることがで
き、原点信号Ｚのパルス幅がＡ及びＢ出力信号の１周期
分（分解能４パルス分）であっても、常に一定の現在値
カウンタのプリセット信号を得ることができる。
また上述の如くこの原点信号ＺをＡ又はＢ出力信号
（本例ではＢ出力信号）で同期化することによりこの原
点信号ＺとＡ及びＢ出力信号との同期関係を保つことが
できる。
（本例ではＢ出力信号）で同期化することによりこの原
点信号ＺとＡ及びＢ出力信号との同期関係を保つことが
できる。
また第５図は本発明の他の実施例を示す。この第５図
例は第１図例に於いて、Ａ及びＢ出力信号は加減算パル
ス（UP信号、Down信号）の４パルス分に相当することに
より、この第１図例の初期設定信号発生回路（９）に供
給する基準信号REFの代わりに内挿処理に用いる周波数n
fCのクロックパルスCKIの1/4の周波数を持つクロックパ
ルスCKIの1/4の周波数を持つクロックパルスCKAを用い
るようにしたもので、その他は第１図と同様に構成した
ものである。
例は第１図例に於いて、Ａ及びＢ出力信号は加減算パル
ス（UP信号、Down信号）の４パルス分に相当することに
より、この第１図例の初期設定信号発生回路（９）に供
給する基準信号REFの代わりに内挿処理に用いる周波数n
fCのクロックパルスCKIの1/4の周波数を持つクロックパ
ルスCKIの1/4の周波数を持つクロックパルスCKAを用い
るようにしたもので、その他は第１図と同様に構成した
ものである。
斯る第５図例に置いても第１図例と同様の作用効果が
得られることは容易に理解できよう。
得られることは容易に理解できよう。
尚上述実施例はマグネスケール（登録商標）を用いた
例につき述べたが、同様な検出方法を持つインダクトシ
ンあるいは２相の正弦波状の２相の出力信号を得、位相
変調信号に変換した後内挿処理を行う様に構成した光学
スケール等にも本発明を適用できることは勿論である。
また本発明は上述実施例に限ることなく、本発明の要旨
を逸脱することなくその他種々の構成が取り得ることは
勿論である。
例につき述べたが、同様な検出方法を持つインダクトシ
ンあるいは２相の正弦波状の２相の出力信号を得、位相
変調信号に変換した後内挿処理を行う様に構成した光学
スケール等にも本発明を適用できることは勿論である。
また本発明は上述実施例に限ることなく、本発明の要旨
を逸脱することなくその他種々の構成が取り得ることは
勿論である。
本発明に依れば、毎電源投入時即ち原点設定操作の度
毎に２相の出力信号がスケールの格子寸法λ内において
一定の位相関係となるので、常に原点信号がバラツクこ
とがなく、常に高精度な変位量検出ができる利益があ
る。
毎に２相の出力信号がスケールの格子寸法λ内において
一定の位相関係となるので、常に原点信号がバラツクこ
とがなく、常に高精度な変位量検出ができる利益があ
る。
第１図は本発明変位量検出装置の一実施例を示す構成
図、第２図は初期設定信号発生回路の例を示す構成図、
第３図、第４図及び第８図は夫々本発明の説明に供する
線図、第５図は本発明の他の実施例を示す構成図、第６
図は従来の変位量検出装置の例を示す構成図、第７図は
２相出力信号変換回路の例を示す構成図である。 （１）はスケール部、（1a）はスケール、（1b）及び
（1c）は夫々検出ヘッド、（２）はスケール信号検出回
路、（３）は内挿回路、（４）は２相出力信号変換回
路、（５）は定点信号発生部、（７）は制御回路、
（８）はλ信号発生回路、（９）は初期設定信号発生回
路、（9a）は絶対位置検出回路、（9b）はゲート回路、
（9c）は４進カウンタ、（9d）は初期化パルス選択回
路、（10）は同期微分回路、（11）は初期化パルス発生
回路である。
図、第２図は初期設定信号発生回路の例を示す構成図、
第３図、第４図及び第８図は夫々本発明の説明に供する
線図、第５図は本発明の他の実施例を示す構成図、第６
図は従来の変位量検出装置の例を示す構成図、第７図は
２相出力信号変換回路の例を示す構成図である。 （１）はスケール部、（1a）はスケール、（1b）及び
（1c）は夫々検出ヘッド、（２）はスケール信号検出回
路、（３）は内挿回路、（４）は２相出力信号変換回
路、（５）は定点信号発生部、（７）は制御回路、
（８）はλ信号発生回路、（９）は初期設定信号発生回
路、（9a）は絶対位置検出回路、（9b）はゲート回路、
（9c）は４進カウンタ、（9d）は初期化パルス選択回
路、（10）は同期微分回路、（11）は初期化パルス発生
回路である。
Claims (3)
- 【請求項１】２物体間の相対変位量をキャリヤ周波数fC
の位相変調信号として検出し、該位相変調信号の位相の
変化量を弁別して移動方向に応じた加減算パルスとして
取り出した後に、２相出力信号変換回路により90゜位相
差をもつ２相の出力信号に変換して出力するようにした
変位量検出装置に於いて、 電源投入時の前記位相変調信号の格子寸法λ内における
絶対位置を前記位相変調信号と前記位相変調信号のキャ
リヤ周波数fCと同じ周波数の基準信号との位相比較によ
り前記絶対位置に対応したパルス幅の信号に変換した
後、内挿クロックパルスを用いて前記絶対位置に対応し
たパルス数のパルス列信号に変換する手段と、該パルス
数に応じて前記２相の出力信号に変換する前記２相出力
信号変換回路の初期化を行う初期化手段とを有し、前記
２相の出力信号の位相を格子寸法λ内の位置に正しく対
応させる様にしたことを特徴とする変位量検出装置。 - 【請求項２】格子寸法λ内の絶対位置に対応したパルス
数のパルス列信号を４を法とする計数処理の後その剰余
に応じて初期化の為のパルス信号を選択し、２相出力信
号変換回路を構成する２つのフリップフロップ回路を初
期設定するようにしたことを特徴とする請求項１記載の
変位量検出装置。 - 【請求項３】請求項１記載に於ける位相変調信号の格子
寸法λ内に於ける絶対位置を前記位相変調信号と２相の
出力信号の１周期分に対応する信号と位相比較すること
により、該２相の出力信号の４種の状態に直接対応した
差分信号の形で取り出す様にしたことを特徴とする変位
量検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20009890A JP2700944B2 (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | 変位量検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20009890A JP2700944B2 (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | 変位量検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0484709A JPH0484709A (ja) | 1992-03-18 |
| JP2700944B2 true JP2700944B2 (ja) | 1998-01-21 |
Family
ID=16418814
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20009890A Expired - Fee Related JP2700944B2 (ja) | 1990-07-27 | 1990-07-27 | 変位量検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2700944B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114545022B (zh) * | 2022-01-28 | 2024-08-06 | 中国科学院电工研究所 | 一种高速直线电机定位测速实时仿真方法及系统 |
-
1990
- 1990-07-27 JP JP20009890A patent/JP2700944B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0484709A (ja) | 1992-03-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |