JPH0449892B2 - - Google Patents
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- JPH0449892B2 JPH0449892B2 JP60283644A JP28364485A JPH0449892B2 JP H0449892 B2 JPH0449892 B2 JP H0449892B2 JP 60283644 A JP60283644 A JP 60283644A JP 28364485 A JP28364485 A JP 28364485A JP H0449892 B2 JPH0449892 B2 JP H0449892B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01B—MEASURING LENGTH, THICKNESS OR SIMILAR LINEAR DIMENSIONS; MEASURING ANGLES; MEASURING AREAS; MEASURING IRREGULARITIES OF SURFACES OR CONTOURS
- G01B7/00—Measuring arrangements characterised by the use of electric or magnetic techniques
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Length Measuring Devices With Unspecified Measuring Means (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は、角度や位置などの変位を検出する
際に用いて好適なエンコーダ用変位検出装置に関
する。
際に用いて好適なエンコーダ用変位検出装置に関
する。
「従来の技術」
アナログの角度信号をデジタル信号に変換する
回路としては、第４図に示す回路が一般に知られ
ている。この図に示す回路は、レゾルバ信号をデ
ジタル角度信号に変換する回路である。図におい
て、１はレゾルバ信号を出力する角度検出部であ
り、回転トランスの一種であるシンクロと、この
シンクロの出力信号レゾルバ信号に変換するスコ
ツトトランス等からなつている。この場合、シン
クロのロータに搬送波信号sinω0tを供給すると、
そのステータからはロータの回転角θに対応した
シンクロ信号が得られ、このシンクロ信号をスコ
ツトトランスの１次側に供給すると、スコツトト
ランスの２次側からはsinθ・sinω0tおよびcosθ・
sinω0tなるレゾルバ信号が得られるようになつて
いる。
回路としては、第４図に示す回路が一般に知られ
ている。この図に示す回路は、レゾルバ信号をデ
ジタル角度信号に変換する回路である。図におい
て、１はレゾルバ信号を出力する角度検出部であ
り、回転トランスの一種であるシンクロと、この
シンクロの出力信号レゾルバ信号に変換するスコ
ツトトランス等からなつている。この場合、シン
クロのロータに搬送波信号sinω0tを供給すると、
そのステータからはロータの回転角θに対応した
シンクロ信号が得られ、このシンクロ信号をスコ
ツトトランスの１次側に供給すると、スコツトト
ランスの２次側からはsinθ・sinω0tおよびcosθ・
sinω0tなるレゾルバ信号が得られるようになつて
いる。
次に、２，３は各々復調器であり、同期検波等
を行うことにより、レゾルバ信号から搬送波信号
を除いてsinθおよびcosθの各角度信号を抽出す
る。この復調器２，３の各出力信号は、各々アナ
ログ乗算器４，５の一方の入力端に供給され、ア
ナログ乗算器４，５の出力信号は減算器６に供給
されて差が検出される。減算器６の出力信号は
VCO（電圧制御発振器）７に供給され、VOC７
の出力信号はアツプダウンカウンタ８に供給され
る。
を行うことにより、レゾルバ信号から搬送波信号
を除いてsinθおよびcosθの各角度信号を抽出す
る。この復調器２，３の各出力信号は、各々アナ
ログ乗算器４，５の一方の入力端に供給され、ア
ナログ乗算器４，５の出力信号は減算器６に供給
されて差が検出される。減算器６の出力信号は
VCO（電圧制御発振器）７に供給され、VOC７
の出力信号はアツプダウンカウンタ８に供給され
る。
この場合、減算器６の出力信号が正のときは、
VOC７の出力信号はアツプダウンカウンタ８の
アツプカウント端子に供給され、減算器６の出力
信号が負のときは、VOC７の出力信号はダウン
カウント端子に供給される。このアツプダウンカ
ウンタ８の出力信号Φは、アナログ関数発生器９
に入力端に供給され、この結果、アナログ関数発
生器９は、カウンタ出力Φに対応する正弦および
余弦信号（sinΦおよびcosΦ）を出力する。そし
て、信号sinΦはアナログ乗算器５の他方の入力
端に供給され、信号cosΦはアナログ乗算器４の
他方の入力端に供給される。
VOC７の出力信号はアツプダウンカウンタ８の
アツプカウント端子に供給され、減算器６の出力
信号が負のときは、VOC７の出力信号はダウン
カウント端子に供給される。このアツプダウンカ
ウンタ８の出力信号Φは、アナログ関数発生器９
に入力端に供給され、この結果、アナログ関数発
生器９は、カウンタ出力Φに対応する正弦および
余弦信号（sinΦおよびcosΦ）を出力する。そし
て、信号sinΦはアナログ乗算器５の他方の入力
端に供給され、信号cosΦはアナログ乗算器４の
他方の入力端に供給される。
上述した回路によれば、アナログ乗算器４，５
の出力信号は、各々sinθ.cosΦおよびcosθ・sinΦ
となる。したがつて、減算器６の出力信号は、 sinθ・cosΦ−cosθ・sinΦ＝sin（θ−Φ） ……(1) となり、VCO７の出力信号は、sin（θ−Φ）の
値に対応した周波数となる。そして、アツプダウ
ンカウンタ８の出力信号Φは、sin（θ−Φ）の値
に応じてアツプダウンするから、結局、上述した
回路はsin（θ−Φ）の値を０とするような、すな
わち、θ＝Φとするようなフエイズロツクドルー
プとなる。この場合にΦを10ビツト程度に設定す
れば、回転角０〜2πの範囲を1024分割する分解
能とすることができる。
の出力信号は、各々sinθ.cosΦおよびcosθ・sinΦ
となる。したがつて、減算器６の出力信号は、 sinθ・cosΦ−cosθ・sinΦ＝sin（θ−Φ） ……(1) となり、VCO７の出力信号は、sin（θ−Φ）の
値に対応した周波数となる。そして、アツプダウ
ンカウンタ８の出力信号Φは、sin（θ−Φ）の値
に応じてアツプダウンするから、結局、上述した
回路はsin（θ−Φ）の値を０とするような、すな
わち、θ＝Φとするようなフエイズロツクドルー
プとなる。この場合にΦを10ビツト程度に設定す
れば、回転角０〜2πの範囲を1024分割する分解
能とすることができる。
「発明が解決しようとする問題点」
ところで、第４図に示す変換回路においては、
アナログ系の信号を主とする回路であるため、集
積度に限界があり、現状ではハイブリツドICタ
イプのもので50×50mm程度の大きさとなつてい
る。また、VOC７の温度特性や電源電圧の変動
に伴うドリフトが発生し易く、このため、信頼性
や精度点で問題があつた。また、上記従来例は角
度検出する変位測定装置の例であつたが、直線的
な変位を検出する従来の変位装置においても、そ
の分解能や精度の点は未だ充分と言える程ではな
かつた。
アナログ系の信号を主とする回路であるため、集
積度に限界があり、現状ではハイブリツドICタ
イプのもので50×50mm程度の大きさとなつてい
る。また、VOC７の温度特性や電源電圧の変動
に伴うドリフトが発生し易く、このため、信頼性
や精度点で問題があつた。また、上記従来例は角
度検出する変位測定装置の例であつたが、直線的
な変位を検出する従来の変位装置においても、そ
の分解能や精度の点は未だ充分と言える程ではな
かつた。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたもの
で、処理のほとんどをデジタル信号によつて行
い、これにより、アナログ回路要素をなくすこと
ができるので、単一のモノシリツク半導体基体上
において集積度を高く構成できるとともに、ドリ
フトを解消して精度を向上させ、合わせて分解能
を高めることができるエンコーダ用変位検出装置
を提供することを目的としている。
で、処理のほとんどをデジタル信号によつて行
い、これにより、アナログ回路要素をなくすこと
ができるので、単一のモノシリツク半導体基体上
において集積度を高く構成できるとともに、ドリ
フトを解消して精度を向上させ、合わせて分解能
を高めることができるエンコーダ用変位検出装置
を提供することを目的としている。
「問題点を解決するための手段」
この発明は上記問題点を解決するために、所定
の軌道から一定の区間毎に直接正弦波のみが得ら
れるように信号発生源が付与されているスケール
と、各々が前記軌道上に対し相対的に移動自在で
あるとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強
さに対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正
弦波の波長に対して位相が90°ずれるようにして
設けられる第１、第２のセンサと、この第１、第
２のセンサの出力信号を各々デジタル信号に変換
する第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力
信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号の
乗算結果を出力する関数発生乗算部と、この関数
発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手段
と、この減算手段において検出された差に対応す
るカウントを行うとともに、前記差の正負により
カウントのアツプ／ダウンを切り変え、このカウ
ント結果を前記関数発生乗算部に前記所定データ
として供給するカウント手段と、前記カウント手
段のカウント結果の時間当りの変化率を算出する
速度検出手段と、前記第１、第２の磁気センサの
出力信号を波形整形して位相が90°異なる２相の
矩形波を作成し、この矩形波から前記第１もしく
は第２の磁気センサが前記軌道上の検出区間をい
くつ通過したかを検出する通過区間検出部とを具
備するとともに、前記関数発生乗算部、前記減算
手段および前記カウント手段がフエイズロツクド
ループとなるようにし、前記カウント手段と前記
通過区間検出部の出力信号を変位データとして出
力するとともに前記速度検出手段の出力信号を前
記検出区間内の通過速度として出力することを特
徴としている。
の軌道から一定の区間毎に直接正弦波のみが得ら
れるように信号発生源が付与されているスケール
と、各々が前記軌道上に対し相対的に移動自在で
あるとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強
さに対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正
弦波の波長に対して位相が90°ずれるようにして
設けられる第１、第２のセンサと、この第１、第
２のセンサの出力信号を各々デジタル信号に変換
する第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力
信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号の
乗算結果を出力する関数発生乗算部と、この関数
発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手段
と、この減算手段において検出された差に対応す
るカウントを行うとともに、前記差の正負により
カウントのアツプ／ダウンを切り変え、このカウ
ント結果を前記関数発生乗算部に前記所定データ
として供給するカウント手段と、前記カウント手
段のカウント結果の時間当りの変化率を算出する
速度検出手段と、前記第１、第２の磁気センサの
出力信号を波形整形して位相が90°異なる２相の
矩形波を作成し、この矩形波から前記第１もしく
は第２の磁気センサが前記軌道上の検出区間をい
くつ通過したかを検出する通過区間検出部とを具
備するとともに、前記関数発生乗算部、前記減算
手段および前記カウント手段がフエイズロツクド
ループとなるようにし、前記カウント手段と前記
通過区間検出部の出力信号を変位データとして出
力するとともに前記速度検出手段の出力信号を前
記検出区間内の通過速度として出力することを特
徴としている。
「作用」
各磁気センサから搬送波を含まないsin，cos信
号が出力され、また、前記磁気センサの信号がデ
ジタル信号に変換された後、デジタル処理による
フエイズドロツクループに供給され、このフエイ
ズドロツクループの出力信号から前記磁気センサ
の磁化区間内における変位データが出力される。
号が出力され、また、前記磁気センサの信号がデ
ジタル信号に変換された後、デジタル処理による
フエイズドロツクループに供給され、このフエイ
ズドロツクループの出力信号から前記磁気センサ
の磁化区間内における変位データが出力される。
「実施例」
以下、図面を参照して、磁気スケールを用いた
場合のこの発明の実施例について説明する。
場合のこの発明の実施例について説明する。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。この図において、１５はスケール
であり、所定の軌道を一定周期の正弦波によつて
磁化することにより構成されている。この実施例
のスケール１５は、円盤状の磁性体表面に円軌道
を設定し、この円軌道を磁化することにより構成
されている。また、磁化に用いる正弦波の波長λ
は、数十〜数百μｍ程度に設定されている。１
６，１７は各々磁気センサであり、スケール１５
上の磁化の強さに対応するレベル信号を出力す
る。すなわち、磁気センサ１６，１７としては、
その出力信号に搬送波を含まないものが用いら
れ、例えば、半導体素子の使用したセンサが用い
られる。また、磁気センサ１７は、磁気センサ１
６に対し1/4λ（90°）ずれるように設定されてい
る。したがつて、磁気センサ１６，１７の間隔は
（ｍ±1/4）λとなる（ただし、ｍは正整数）よう
に設定されている。この磁気センサ１６，１７と
スケール１５とは、相対的に移動自在となつてお
り、いずれか一方を固定したとすると、他方は回
転運動を行うようになつている。そして、上述し
たことから判るように、磁気センサ１６が出力す
る信号をsin波とすれば、磁気センサ１７が出力
する信号はcos波となる。したがつて、磁化正弦
波の一周期の間隔（スケール１５の極から極ま
で）をθ＝０〜2πとすれば、磁気センサ１６，
１７の各出力信号は、各々sinθおよびcosθとな
る。
ツク図である。この図において、１５はスケール
であり、所定の軌道を一定周期の正弦波によつて
磁化することにより構成されている。この実施例
のスケール１５は、円盤状の磁性体表面に円軌道
を設定し、この円軌道を磁化することにより構成
されている。また、磁化に用いる正弦波の波長λ
は、数十〜数百μｍ程度に設定されている。１
６，１７は各々磁気センサであり、スケール１５
上の磁化の強さに対応するレベル信号を出力す
る。すなわち、磁気センサ１６，１７としては、
その出力信号に搬送波を含まないものが用いら
れ、例えば、半導体素子の使用したセンサが用い
られる。また、磁気センサ１７は、磁気センサ１
６に対し1/4λ（90°）ずれるように設定されてい
る。したがつて、磁気センサ１６，１７の間隔は
（ｍ±1/4）λとなる（ただし、ｍは正整数）よう
に設定されている。この磁気センサ１６，１７と
スケール１５とは、相対的に移動自在となつてお
り、いずれか一方を固定したとすると、他方は回
転運動を行うようになつている。そして、上述し
たことから判るように、磁気センサ１６が出力す
る信号をsin波とすれば、磁気センサ１７が出力
する信号はcos波となる。したがつて、磁化正弦
波の一周期の間隔（スケール１５の極から極ま
で）をθ＝０〜2πとすれば、磁気センサ１６，
１７の各出力信号は、各々sinθおよびcosθとな
る。
次に、第１図に示す１８，１９は、各々磁気セ
ンサ１６，１７の出力信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器であり、デジタル化されたsinθ
およびcosθをデジタル乗算器２０，２１の一方の
入力端に供給する。乗算器２０，２１の出力信号
は、各々デジタル減算器２２の一方および他方の
入力端に供給され、減算器２２の出力信号はデジ
タル比較器２３に供給される。このデジタル比較
器２３は、減算器２２の減算結果が正の場合は、
カウンタ２４（８〜10ビツトのカウンタ）にアツ
プパルスを供給し、減算結果が負の場合は、カウ
ンタ２７にダウンパルスを供給する。２５は関数
発生ROMであり、カウンタ２４のカウント値Φ
に対応する正弦および余弦データを出力するもの
である。すなわち、関数発生ROM２５内には予
めsinΦおよびcosΦのデータが記憶されており、
この記憶されたデータがカウント値Φに応じて順
次読み出されるようになつている。そして、デー
タcosΦがデジタル乗算器２０の他方の入力端に
供給され、デジタルsinΦがデジタル乗算器２１
と他方の入力端に供給される。上記構成による
と、減算器２２の出力は、前述した第４図に示す
回路の場合と同様にsin（θ−Φ）となる。したが
つて、比較器は２３はsin（θ−Φ）の値が正の場
合はアツプパルス、負の場合はダウンパルスを出
力し、この結果、カウンタ２４のカウント値Φ
は、sin（θ−Φ）の値に応じて増減する。なお、
上記構成中乗算器２０，２１、および関数発生
ROM２５で関数発生乗算部２８が構成され。比
較器２３およびカウンタ２４でカウント手段２９
が構成されている。
ンサ１６，１７の出力信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器であり、デジタル化されたsinθ
およびcosθをデジタル乗算器２０，２１の一方の
入力端に供給する。乗算器２０，２１の出力信号
は、各々デジタル減算器２２の一方および他方の
入力端に供給され、減算器２２の出力信号はデジ
タル比較器２３に供給される。このデジタル比較
器２３は、減算器２２の減算結果が正の場合は、
カウンタ２４（８〜10ビツトのカウンタ）にアツ
プパルスを供給し、減算結果が負の場合は、カウ
ンタ２７にダウンパルスを供給する。２５は関数
発生ROMであり、カウンタ２４のカウント値Φ
に対応する正弦および余弦データを出力するもの
である。すなわち、関数発生ROM２５内には予
めsinΦおよびcosΦのデータが記憶されており、
この記憶されたデータがカウント値Φに応じて順
次読み出されるようになつている。そして、デー
タcosΦがデジタル乗算器２０の他方の入力端に
供給され、デジタルsinΦがデジタル乗算器２１
と他方の入力端に供給される。上記構成による
と、減算器２２の出力は、前述した第４図に示す
回路の場合と同様にsin（θ−Φ）となる。したが
つて、比較器は２３はsin（θ−Φ）の値が正の場
合はアツプパルス、負の場合はダウンパルスを出
力し、この結果、カウンタ２４のカウント値Φ
は、sin（θ−Φ）の値に応じて増減する。なお、
上記構成中乗算器２０，２１、および関数発生
ROM２５で関数発生乗算部２８が構成され。比
較器２３およびカウンタ２４でカウント手段２９
が構成されている。
次に、第１図に示す２６は、カウンタ２４の出
力信号Φを時間ｔで微分して出力する速度検出部
である。この速度検出部２６の速度検出原理につ
いては後述する。
力信号Φを時間ｔで微分して出力する速度検出部
である。この速度検出部２６の速度検出原理につ
いては後述する。
一方、第１図に示す３０，３１は、各々磁気セ
ンサ１６，１７の出力信号を所定のしきい値で判
定することにより、“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベル
の２値信号に変換する波形整形回路である。この
場合、波形整形回路３０，３１の出力信号P1，
P2は、各々第２図イ，ロに示すように位相が
π／２ずれた矩形波となるよう構成されており、
また、磁気センサ１６，１７の移動が正方向の場
合は、パルスP1が進み、移動が負方向の場合は、
パルスP2が進むようになつている。３３は磁気
センサ１６，１７の移動方向を判別する方向判別
回路であり、例えば、パルスP1の立ち上がり時
におけるパルスP2のレベルが“Ｈ”か“Ｌ”か
によつて方向を判別するようにしている。この方
向判別回路３３の出力信号Swは、カウンタ３４
のアツプダウン切換端子に供給されるとともに、
外部に出力されるようになつている。カウンタ３
４は、信号Swによつてアツプかダウンの切換を
行いながら、パルスP1をカウントするようにな
つている。この実施例では、磁気センサ１６，１
７が正方向に移動しているときにアツプカウン
ト、負方向に移動しているときにダウンカウント
が行なわれるようになつている。また、磁気セン
サ１６，１７がスケール１５を１回転する毎に、
その基準位置において出力される０点信号Szが、
波形整形回路３２を介した後に０点パルスPzと
なり、この０点パルスPzがカウンタ３４のリセ
ツト端子Ｒに供給されるようになつており、この
結果、カウンタ３４は、磁気センサ１６，１７が
基準位置に達する毎にリセツトされる。したがつ
て、カウンタ３４のカウント値は、磁気センサ１
６，１７の現在位置と基準位置との間でにおい
て、磁気センサ１６，１７が通過したスケール１
５上の磁気区間の数（磁気極数）に対応する値と
なる。そして、このカウンタ３４の出力信号と、
カウンタ２４の出力信号とが、アブソリユート位
置データDoutとして外部に出力されるようにな
つている。この場合、カウンタ３４の出力信号Ｎ
がデータDoutの上位側ビツトのデータを構成し、
カウンタ２４のカウント値ΦがデータDoutの下
位側ビツトのデータを構成する。
ンサ１６，１７の出力信号を所定のしきい値で判
定することにより、“Ｈ”レベルと“Ｌ”レベル
の２値信号に変換する波形整形回路である。この
場合、波形整形回路３０，３１の出力信号P1，
P2は、各々第２図イ，ロに示すように位相が
π／２ずれた矩形波となるよう構成されており、
また、磁気センサ１６，１７の移動が正方向の場
合は、パルスP1が進み、移動が負方向の場合は、
パルスP2が進むようになつている。３３は磁気
センサ１６，１７の移動方向を判別する方向判別
回路であり、例えば、パルスP1の立ち上がり時
におけるパルスP2のレベルが“Ｈ”か“Ｌ”か
によつて方向を判別するようにしている。この方
向判別回路３３の出力信号Swは、カウンタ３４
のアツプダウン切換端子に供給されるとともに、
外部に出力されるようになつている。カウンタ３
４は、信号Swによつてアツプかダウンの切換を
行いながら、パルスP1をカウントするようにな
つている。この実施例では、磁気センサ１６，１
７が正方向に移動しているときにアツプカウン
ト、負方向に移動しているときにダウンカウント
が行なわれるようになつている。また、磁気セン
サ１６，１７がスケール１５を１回転する毎に、
その基準位置において出力される０点信号Szが、
波形整形回路３２を介した後に０点パルスPzと
なり、この０点パルスPzがカウンタ３４のリセ
ツト端子Ｒに供給されるようになつており、この
結果、カウンタ３４は、磁気センサ１６，１７が
基準位置に達する毎にリセツトされる。したがつ
て、カウンタ３４のカウント値は、磁気センサ１
６，１７の現在位置と基準位置との間でにおい
て、磁気センサ１６，１７が通過したスケール１
５上の磁気区間の数（磁気極数）に対応する値と
なる。そして、このカウンタ３４の出力信号と、
カウンタ２４の出力信号とが、アブソリユート位
置データDoutとして外部に出力されるようにな
つている。この場合、カウンタ３４の出力信号Ｎ
がデータDoutの上位側ビツトのデータを構成し、
カウンタ２４のカウント値ΦがデータDoutの下
位側ビツトのデータを構成する。
次に、上記構成によるこの実施例の動作につい
て説明する。
て説明する。
まず、磁気センサ１６，１７が正方向に移動を
開始したとすると、カウンタ３４は磁気センサ１
６，１７が磁気区間（磁化ピツチ）を通過する毎
にアツプカウントを行つて行き、このカウント値
がデータDoutの上位側ビツトに出力される。し
たがつて、データDoutの上位側ビツトをみれば、
磁気センサ１６，１７が磁化区間をいくつ通過し
たか、すなわち、現時点の磁気センサ１６，１７
が、基準位置から何ピツチ目に位置しているかが
判る。
開始したとすると、カウンタ３４は磁気センサ１
６，１７が磁気区間（磁化ピツチ）を通過する毎
にアツプカウントを行つて行き、このカウント値
がデータDoutの上位側ビツトに出力される。し
たがつて、データDoutの上位側ビツトをみれば、
磁気センサ１６，１７が磁化区間をいくつ通過し
たか、すなわち、現時点の磁気センサ１６，１７
が、基準位置から何ピツチ目に位置しているかが
判る。
一方、磁気センサ１６，１７から出力される信
号sinθ，cosθは、各々Ａ／Ｄ変換器１８，１９に
よつてデジタル信号に変換された後、関数発生
ROM２５が出力する信号cosΦ、sinΦと乗算され
る。そして、減算器２２に供給されてsin（θ−
Φ）が検出され、このsin（θ−Φ）の値が正の時
はカウンタ２４のカウント値Φが増加し、また、
sin（θ−Φ）が負の時はカウント値Φが減少す
る。そして、関数発生ROMの出力sinΦ、cosΦ
は、各々カウント値Φに応じて増減するから、結
局、第１図に示す回路は第４図に示す回路と同様
にsin（θ−Φ）の値を０とするような、すなわ
ち、θ＝Φとするようなフエイズロツクドループ
となる。したがつて、カウンタ２４のカウント値
Φは、磁気センサ１６が磁化区間のどの位置にい
るか、言い替えれば、磁気センサ１６が磁極と磁
極の間のどの位置にいるかを示すデータとなる。
したがつて、データDoutの下位側ビツトは、磁
気センサ１６の磁化区間内における微少位置を示
すデータとなる。この場合、カウンタ２４は、前
述のように８〜10ビツトで構成されているから、
上記微少位置の分解能は、磁化区間の1/256〜1/2
０４８程度の精度となる。
号sinθ，cosθは、各々Ａ／Ｄ変換器１８，１９に
よつてデジタル信号に変換された後、関数発生
ROM２５が出力する信号cosΦ、sinΦと乗算され
る。そして、減算器２２に供給されてsin（θ−
Φ）が検出され、このsin（θ−Φ）の値が正の時
はカウンタ２４のカウント値Φが増加し、また、
sin（θ−Φ）が負の時はカウント値Φが減少す
る。そして、関数発生ROMの出力sinΦ、cosΦ
は、各々カウント値Φに応じて増減するから、結
局、第１図に示す回路は第４図に示す回路と同様
にsin（θ−Φ）の値を０とするような、すなわ
ち、θ＝Φとするようなフエイズロツクドループ
となる。したがつて、カウンタ２４のカウント値
Φは、磁気センサ１６が磁化区間のどの位置にい
るか、言い替えれば、磁気センサ１６が磁極と磁
極の間のどの位置にいるかを示すデータとなる。
したがつて、データDoutの下位側ビツトは、磁
気センサ１６の磁化区間内における微少位置を示
すデータとなる。この場合、カウンタ２４は、前
述のように８〜10ビツトで構成されているから、
上記微少位置の分解能は、磁化区間の1/256〜1/2
０４８程度の精度となる。
ここで、速度検出回路２６の検出原理について
説明する。上述のように、カウント値Φはθに等
しくなるように制御されるから、カウント値Φは
磁気センサ１６，１７の相対速度に応じて変化す
る。したがつて、カウント値Φの変化率（dΦ／
dt）は磁気センサ１６，１７の相対速度に対応し
た値となり、速度検出回路２６からは速度信号が
出力され、また、速度信号が正値であるか負値で
あるかを判断することにより、方向判別を行うこ
とも可能である。
説明する。上述のように、カウント値Φはθに等
しくなるように制御されるから、カウント値Φは
磁気センサ１６，１７の相対速度に応じて変化す
る。したがつて、カウント値Φの変化率（dΦ／
dt）は磁気センサ１６，１７の相対速度に対応し
た値となり、速度検出回路２６からは速度信号が
出力され、また、速度信号が正値であるか負値で
あるかを判断することにより、方向判別を行うこ
とも可能である。
なお、この実施例においては、回路のほとんど
がデジタル信号を処理するようになつているの
で、アナログ回路要素をなくすことができ、単一
のモノシリツク半導体基板上において集積度を高
く構成することができる。そして、実際にICを
製作したところ、縦、横、高さが５×７×１（mm）
程度のフラツトパツケージに収納することができ
た。これは、従来のこの種の変換回路はアナログ
信号を処理するためのハイブリツドICしかなく、
その大きさが50×50×10（mm）程度であつたこと
と比べると、飛躍的な小形化であると言える。
がデジタル信号を処理するようになつているの
で、アナログ回路要素をなくすことができ、単一
のモノシリツク半導体基板上において集積度を高
く構成することができる。そして、実際にICを
製作したところ、縦、横、高さが５×７×１（mm）
程度のフラツトパツケージに収納することができ
た。これは、従来のこの種の変換回路はアナログ
信号を処理するためのハイブリツドICしかなく、
その大きさが50×50×10（mm）程度であつたこと
と比べると、飛躍的な小形化であると言える。
また、温度変化（−20〜＋80℃）および電源電
圧変化（±20％）に対するドリフトを第４図に示
す回路と比べたところ、第４図に示す回路におい
ては、温度および電圧の変化に対して共に±２ビ
ツトのドリフトがあつたが、本願においては、同
一条件において±１ビツトの低ドリフトであつ
た。この場合、本願におけるデータDoutの最下
位ビツトは、磁化区間内の微少位置を示すデータ
の最下位ビツトであるから、そのドリフトの影響
は極めて小さいという利点がある。
圧変化（±20％）に対するドリフトを第４図に示
す回路と比べたところ、第４図に示す回路におい
ては、温度および電圧の変化に対して共に±２ビ
ツトのドリフトがあつたが、本願においては、同
一条件において±１ビツトの低ドリフトであつ
た。この場合、本願におけるデータDoutの最下
位ビツトは、磁化区間内の微少位置を示すデータ
の最下位ビツトであるから、そのドリフトの影響
は極めて小さいという利点がある。
次に、第３図はこの実施例の一変形例の構成を
示すブロツク図である。なお、この変形例は前述
した関数発生乗算部２８を変形した場合の例であ
り、その他の部分については、前述した実施例と
全く同様の構成となつている。
示すブロツク図である。なお、この変形例は前述
した関数発生乗算部２８を変形した場合の例であ
り、その他の部分については、前述した実施例と
全く同様の構成となつている。
第３図において、４０，４１は各々対数テーブ
ルであり、sinおよびcosの対数値が予め０〜2πに
渡つて記憶されている。この対数テーブル４０，
４１は、各々Ａ／Ｄ変換器１８，１９から供給さ
れるデータに対応したsinおよびcosの対数値を加
算器４２，４３の一方の入力端子に供給する。４
７はカウント値Φが供給されると、log（cosΦ）
およびlog（sinΦ）を加算器４２，４３の他方の
入力端に供給する関数発生ROMであり、これら
の対数値が、予め０〜2μの範囲で記憶されてい
る。加算器４２，４３の加算結果は、逆対数回路
４５，４６に入力されて逆対数が取られる。した
がつて、逆対数回路４５，４６の出力信号は、
各々sinθ・cosΦおよびcosθ・sinΦとなり、この
結果、減算器２２の出力信号はsin（θ−Φ）とな
る。
ルであり、sinおよびcosの対数値が予め０〜2πに
渡つて記憶されている。この対数テーブル４０，
４１は、各々Ａ／Ｄ変換器１８，１９から供給さ
れるデータに対応したsinおよびcosの対数値を加
算器４２，４３の一方の入力端子に供給する。４
７はカウント値Φが供給されると、log（cosΦ）
およびlog（sinΦ）を加算器４２，４３の他方の
入力端に供給する関数発生ROMであり、これら
の対数値が、予め０〜2μの範囲で記憶されてい
る。加算器４２，４３の加算結果は、逆対数回路
４５，４６に入力されて逆対数が取られる。した
がつて、逆対数回路４５，４６の出力信号は、
各々sinθ・cosΦおよびcosθ・sinΦとなり、この
結果、減算器２２の出力信号はsin（θ−Φ）とな
る。
上述したことから判るように、この変形例にお
ける動作は、前述した実施例と全く同様である。
すなわち、この実施例においては、いつたんsin
とcosの対数をとり、この対数を加算することで
事実上の乗算を行うようにしている。
ける動作は、前述した実施例と全く同様である。
すなわち、この実施例においては、いつたんsin
とcosの対数をとり、この対数を加算することで
事実上の乗算を行うようにしている。
なお、上述した各実施例は、磁化軌道が円形の
場合の実施例であり、この発明のロータリエンコ
ーダに適用した場合の実施例であるが、この発明
は磁気軌道が直線の場合、すなわち、リニアタイ
プのエンコーダにも勿論適用することができる。
また、実施例は磁気スケールを用いた場合に基づ
いて説明したが、光学式のエンコーダに適用する
ことも容易に可能である。
場合の実施例であり、この発明のロータリエンコ
ーダに適用した場合の実施例であるが、この発明
は磁気軌道が直線の場合、すなわち、リニアタイ
プのエンコーダにも勿論適用することができる。
また、実施例は磁気スケールを用いた場合に基づ
いて説明したが、光学式のエンコーダに適用する
ことも容易に可能である。
「発明の効果」
以上説明したように、この発明によれば、所定
の軌道から一定の区間毎に直接正弦波のみが得ら
れるように信号発生源が付与されているスケール
と、各々が前記軌道上に対し相対的に移動自在で
あるとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強
さに対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正
弦波の波長に対して位相が90°ずれるようにして
設けられる第１、第２のセンサと、この第１、第
２のセンサの出力信号を各々デジタル信号に変換
する第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力
信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号の
乗算結果を出力する関数発生乗算部と、この関数
発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手段
と、この減算手段において検出された差に対応す
るカウントを行うとともに、前記差の正負により
カウントのアツプ／ダウンを切り換え、このカウ
ント結果を前記関数発生乗算部に前記所定データ
として供給するカウント手段と、前記カウント手
段のカウント結果の時間当りの変化率を算出する
速度検出手段と、前記第１、第２の磁気センサの
出力信号を波形整形して位相が90°異なる２相の
矩形波を作成し、この矩形波から前記第１もしく
は第２の磁気センサが前記軌道上の検出区間をい
くつ通過したかを検出する通過区間検出部とを具
備するとともに、前記関数発生乗算部、前記減算
手段および前記カウント手段がフエイズロツクド
ループとなるようにし、前記カウント手段と前記
通過区間検出部の出力信号を変位データとして出
力するとともに前記速度検出手段の出力信号を前
記検出区間内の通過速度として出力するようにし
たので、処理のほとんどがデジタル信号によつて
行なわれ、これによりアナログ回路要素をなくす
ことができ、単一のモノシリツク半導体基板上に
おいて集積度を高く構成できるとともに、ドリフ
トが解消されて精度が向上し、かつ、分解能が高
上するという利点を得ることができる。また、速
度検出手段により検出区間内の通過速度が正確に
検出されるので、検出速度に対応した制御が可能
となるという利点がある。
の軌道から一定の区間毎に直接正弦波のみが得ら
れるように信号発生源が付与されているスケール
と、各々が前記軌道上に対し相対的に移動自在で
あるとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強
さに対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正
弦波の波長に対して位相が90°ずれるようにして
設けられる第１、第２のセンサと、この第１、第
２のセンサの出力信号を各々デジタル信号に変換
する第１、第２のＡ／Ｄ変換器と、所定データに
対応する余弦値と前記第１のＡ／Ｄ変換器の出力
信号との乗算結果および前記所定データに対応す
る正弦値と前記第２のＡ／Ｄ変換器の出力信号の
乗算結果を出力する関数発生乗算部と、この関数
発生乗算部の各乗算結果の差を検出する減算手段
と、この減算手段において検出された差に対応す
るカウントを行うとともに、前記差の正負により
カウントのアツプ／ダウンを切り換え、このカウ
ント結果を前記関数発生乗算部に前記所定データ
として供給するカウント手段と、前記カウント手
段のカウント結果の時間当りの変化率を算出する
速度検出手段と、前記第１、第２の磁気センサの
出力信号を波形整形して位相が90°異なる２相の
矩形波を作成し、この矩形波から前記第１もしく
は第２の磁気センサが前記軌道上の検出区間をい
くつ通過したかを検出する通過区間検出部とを具
備するとともに、前記関数発生乗算部、前記減算
手段および前記カウント手段がフエイズロツクド
ループとなるようにし、前記カウント手段と前記
通過区間検出部の出力信号を変位データとして出
力するとともに前記速度検出手段の出力信号を前
記検出区間内の通過速度として出力するようにし
たので、処理のほとんどがデジタル信号によつて
行なわれ、これによりアナログ回路要素をなくす
ことができ、単一のモノシリツク半導体基板上に
おいて集積度を高く構成できるとともに、ドリフ
トが解消されて精度が向上し、かつ、分解能が高
上するという利点を得ることができる。また、速
度検出手段により検出区間内の通過速度が正確に
検出されるので、検出速度に対応した制御が可能
となるという利点がある。
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図、第２図は同実施例における波形成形回路
３０，３１の出力信号波形を示す波形図、第３図
は同実施例の一変形例を示すブロツク図、第４図
は従来の変位検出装置の構成を示す回路図であ
る。 １５……スケール、１６，１７……磁気センサ
（第１、第２の磁気センサ）、１８，１９……Ａ／
Ｄ変換器（第１、第２のＡ／Ｄ変換器）、２２…
…減算器、２８……関数発生乗算部、２９……カ
ウント手段、４０，４０……対数テーブル、４
２，４３……加算器、４５，４６……逆対数回
路、４７……関数発生ROM（以上４０，４１，
４２，４３，４５，４６，４７は関数発生乗算
部）。
ツク図、第２図は同実施例における波形成形回路
３０，３１の出力信号波形を示す波形図、第３図
は同実施例の一変形例を示すブロツク図、第４図
は従来の変位検出装置の構成を示す回路図であ
る。 １５……スケール、１６，１７……磁気センサ
（第１、第２の磁気センサ）、１８，１９……Ａ／
Ｄ変換器（第１、第２のＡ／Ｄ変換器）、２２…
…減算器、２８……関数発生乗算部、２９……カ
ウント手段、４０，４０……対数テーブル、４
２，４３……加算器、４５，４６……逆対数回
路、４７……関数発生ROM（以上４０，４１，
４２，４３，４５，４６，４７は関数発生乗算
部）。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定の軌道から一定の区間毎に直接正弦波の
みが得られるように信号発生源が付与されている
スケールと、 各々が前記軌道上に対し相対的に移動自在であ
るとともに、前記軌道の信号発生源の信号の強さ
に対応するレベル信号を出力し、かつ、前記正弦
波の波長に対して位相が90°ずれるようにして設
けられる第１、第２のセンサと、 この第１、第２のセンサの出力信号を各々デジ
タル信号に変換する第１、第２のＡ／Ｄ変換器
と、 所定データに対応する余弦値と前記第１のＡ／
Ｄ変換器の出力信号との乗算結果および前記所定
データに対応する正弦値と前記第２のＡ／Ｄ変換
器の出力信号の乗算結果を出力する関数発生乗算
部と、 この関数発生乗算部の各乗算結果の差を検出す
る減算手段と、 この減算手段において検出された差に対応する
カウントを行うとともに、前記差の正負によりカ
ウントのアツプ／ダウンを切り換え、このカウン
ト結果を前記関数発生乗算部に前記所定データと
して供給するカウント手段と、 前記カウント手段のカウント結果の時間当りの
変化率を算出する速度検出手段と、 前記第１、第２の磁気センサの出力信号を波形
整形して位相が90°異なる２相の矩形波を作成し、
この矩形波から前記第１もしくは第２の磁気セン
サが前記軌道上の検出区間をいくつ通過したかを
検出する通過区間検出部とを具備するとともに、
前記関数発生乗算部、前記減算手段および前記カ
ウント手段がフエイズロツクドループとなるよう
にし、前記カウント手段と前記通過区間検出部の
出力信号を変位データとして出力するとともに前
記速度検出手段の出力信号を前記検出区間内の通
過速度として出力することを特徴とするエンコー
ダ用変位検出装置。 ２ 前記第１、第２のＡ／Ｄ変換器、前記関数発
生部、前記減算手段、前記カウント手段、前記速
度検出手段および前記通過区間検出部を各々単一
のモノリシツク半導体基板上に組み込んだことを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載のエンコー
ダ用変位検出装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60283644A JPS62142221A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | エンコ−ダ用変位検出装置 |
| US06/940,545 US4811254A (en) | 1985-12-17 | 1986-12-12 | Displacement detector for an encoder |
| EP86810589A EP0226546A3 (en) | 1985-12-17 | 1986-12-15 | An improved displacement detector for an encoder |
| KR1019860010791A KR940007110B1 (ko) | 1985-12-17 | 1986-12-16 | 엔코우더용의 개선된 변위 검출장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60283644A JPS62142221A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | エンコ−ダ用変位検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62142221A JPS62142221A (ja) | 1987-06-25 |
| JPH0449892B2 true JPH0449892B2 (ja) | 1992-08-12 |
Family
ID=17668185
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60283644A Granted JPS62142221A (ja) | 1985-12-17 | 1985-12-17 | エンコ−ダ用変位検出装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62142221A (ja) |
| KR (1) | KR940007110B1 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3838291C1 (ja) * | 1988-11-11 | 1990-02-22 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh, 8225 Traunreut, De | |
| JPH0391914U (ja) * | 1990-01-09 | 1991-09-19 | ||
| JP5242117B2 (ja) * | 2007-10-04 | 2013-07-24 | Ｎｔｎ株式会社 | ドライブシャフトの軸トルク測定装置・測定方法 |
| JP5242120B2 (ja) * | 2007-10-15 | 2013-07-24 | Ｎｔｎ株式会社 | ドライブシャフトの軸トルク測定装置および測定方法 |
| JP5662176B2 (ja) * | 2011-01-25 | 2015-01-28 | 株式会社東芝 | 角度検出装置 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5355054A (en) * | 1976-10-28 | 1978-05-19 | Fujitsu Ltd | Sampling system |
| JPS57131014A (en) * | 1981-02-05 | 1982-08-13 | Seiko Epson Corp | Detecting circuit for incremental value type rotary encoder revolution amount |
| JPS5931016B2 (ja) * | 1980-06-17 | 1984-07-30 | 株式会社東芝 | 対象物識別装置 |
| JPS60216214A (ja) * | 1984-04-11 | 1985-10-29 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 位置検出方式 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5931016U (ja) * | 1982-08-23 | 1984-02-27 | 多摩川精機株式会社 | レゾルバを用いた位置検出装置 |
-
1985
- 1985-12-17 JP JP60283644A patent/JPS62142221A/ja active Granted
-
1986
- 1986-12-16 KR KR1019860010791A patent/KR940007110B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5355054A (en) * | 1976-10-28 | 1978-05-19 | Fujitsu Ltd | Sampling system |
| JPS5931016B2 (ja) * | 1980-06-17 | 1984-07-30 | 株式会社東芝 | 対象物識別装置 |
| JPS57131014A (en) * | 1981-02-05 | 1982-08-13 | Seiko Epson Corp | Detecting circuit for incremental value type rotary encoder revolution amount |
| JPS60216214A (ja) * | 1984-04-11 | 1985-10-29 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | 位置検出方式 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR870006389A (ko) | 1987-07-11 |
| KR940007110B1 (ko) | 1994-08-05 |
| JPS62142221A (ja) | 1987-06-25 |
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