JP2665769B2 - 歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段 - Google Patents
歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明は歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段に
関するものであり、特に、コレクタ出力および高ダイナ
ミクスを有する最終的増幅器段に関するものである。
関するものであり、特に、コレクタ出力および高ダイナ
ミクスを有する最終的増幅器段に関するものである。
第１図に具体例としてかつ簡略化された形式で示され
る、示された型の低周波数増幅器段においては、最大出
力電圧は理論では電源電圧により制御される。実際に、
仮定の最良のものにおいては、出力電圧の最大エクスカ
ーションは 2VCC−VCEQ5,sat−VCEQ6,sat に等しい。
る、示された型の低周波数増幅器段においては、最大出
力電圧は理論では電源電圧により制御される。実際に、
仮定の最良のものにおいては、出力電圧の最大エクスカ
ーションは 2VCC−VCEQ5,sat−VCEQ6,sat に等しい。
たとえば楽音信号でラウドスピーカを駆動する低周波
数増幅器が幾度か最大エクスカーションに達すると、ク
リッピングのために歪が導入され、そのため結果として
生じる音が不快になる。
数増幅器が幾度か最大エクスカーションに達すると、ク
リッピングのために歪が導入され、そのため結果として
生じる音が不快になる。
それゆえ、この歪状態を認知して、ことによるとさら
なる歪を導入しないように適当な時定数によってフィル
タ動作されるこの情報を、増幅器の入力に送られる信号
を減じる機能を有する減衰器回路に送り、変動のない状
態で、所与の割合より高いクリッピングのためである出
力信号の歪を回避するようにする回路が考えられ得る。
なる歪を導入しないように適当な時定数によってフィル
タ動作されるこの情報を、増幅器の入力に送られる信号
を減じる機能を有する減衰器回路に送り、変動のない状
態で、所与の割合より高いクリッピングのためである出
力信号の歪を回避するようにする回路が考えられ得る。
このために、演算増幅器として概略的に表わされ得
る、増幅器段の入力に接続される回路が既に研究されて
いる。実際公知のように、これらの型の増幅器において
は、正常な線形動作中は入力間の電圧は理想的には零で
あるが、起こり得る最大出力電圧に達している（すなわ
ちクリッピングの発生のために）ので出力が比例して入
力に追従することが不可能なときには、零とは違うよう
になる。それゆえこの公知の課題解決法によれば、検出
器が増幅器の入力に接続されて、歪を示すそれらの不均
衡を検出する。このために、公知の検出器は少なくとも
２個のしきい値増幅器すなわち比較器と加算器回路とを
含む。
る、増幅器段の入力に接続される回路が既に研究されて
いる。実際公知のように、これらの型の増幅器において
は、正常な線形動作中は入力間の電圧は理想的には零で
あるが、起こり得る最大出力電圧に達している（すなわ
ちクリッピングの発生のために）ので出力が比例して入
力に追従することが不可能なときには、零とは違うよう
になる。それゆえこの公知の課題解決法によれば、検出
器が増幅器の入力に接続されて、歪を示すそれらの不均
衡を検出する。このために、公知の検出器は少なくとも
２個のしきい値増幅器すなわち比較器と加算器回路とを
含む。
しかしながら前記公知の課題解決法は、クリッピング
の検出を実際に可能にはするが、高程度の回路の複雑さ
および、たとえば増幅器段の入力インピーダンスの減少
および入力バイアス電流の増加を鑑みれば有害となり得
る入力との相互作用による不利がある。
の検出を実際に可能にはするが、高程度の回路の複雑さ
および、たとえば増幅器段の入力インピーダンスの減少
および入力バイアス電流の増加を鑑みれば有害となり得
る入力との相互作用による不利がある。
したがって、この発明の目標は、先行技術の特徴であ
る不利な点を除くことが可能な、示された型の高ダイナ
ミクス増幅器段においてクリッピングのためである歪を
検出するためのシステムを提供することである。
る不利な点を除くことが可能な、示された型の高ダイナ
ミクス増幅器段においてクリッピングのためである歪を
検出するためのシステムを提供することである。
この目標内にあっては、この発明の特別な目的は、前
記増幅器段と容易に統合可能であり、かつ前記増幅器の
複雑さを実質的に増す必要がないようにする、簡単な歪
検出回路を提供することである。
記増幅器段と容易に統合可能であり、かつ前記増幅器の
複雑さを実質的に増す必要がないようにする、簡単な歪
検出回路を提供することである。
この発明のなお別な目的は、特に入力インピーダンス
および入力バイアス電流に関して、関連する増幅器段の
電気特性を変えない歪検出器を提供することである。
および入力バイアス電流に関して、関連する増幅器段の
電気特性を変えない歪検出器を提供することである。
この発明のなお別な目的は、信頼できる動作をしかつ
歪の存在の検出を常に確かめることができる、示された
型の増幅器段における歪検出器を提供することである。
歪の存在の検出を常に確かめることができる、示された
型の増幅器段における歪検出器を提供することである。
この発明の少なからぬ目的は、増幅器段の製造の際の
経費の増加をもたらさないようにする、示された型の増
幅器段に統合可能な歪検出器を提供することである。
経費の増加をもたらさないようにする、示された型の増
幅器段に統合可能な歪検出器を提供することである。
示された目標は、言及された目的および後で明らかに
なる他のものは、前掲の特許請求の範囲で規定されるよ
うな、歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段によって
達成される。
なる他のものは、前掲の特許請求の範囲で規定されるよ
うな、歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段によって
達成される。
この発明の特徴および利点は、添付の図面で非限定的
な具体例としてのみ例示された、好ましくしかも排他的
でない実施例の説明から明らかになるであろう。
な具体例としてのみ例示された、好ましくしかも排他的
でない実施例の説明から明らかになるであろう。
第１図を参照すると、低ドロップアウト（すなわち高
ダイナミクス）を有する公知の低周波数増幅器段は、１
対の基準電位線＋VCC、−VCC間に直列に接続されかつ、
一般には電圧／電流変換装置段により形成される、入力
段を規定する１対の入力電流源I1、I2を含む。トランジ
スタQ1ないしQ4および定電流源Q7は抵抗器R1とともに駆
動回路を表わし、一方トランジスタQ5およびQ6は、線路
＋VCC、−VCC間に接続されかつそれらの間に点Ｄで、負
荷RLに接続される増幅器の出力を規定する２個の最終的
トランジスタを形成する。
ダイナミクス）を有する公知の低周波数増幅器段は、１
対の基準電位線＋VCC、−VCC間に直列に接続されかつ、
一般には電圧／電流変換装置段により形成される、入力
段を規定する１対の入力電流源I1、I2を含む。トランジ
スタQ1ないしQ4および定電流源Q7は抵抗器R1とともに駆
動回路を表わし、一方トランジスタQ5およびQ6は、線路
＋VCC、−VCC間に接続されかつそれらの間に点Ｄで、負
荷RLに接続される増幅器の出力を規定する２個の最終的
トランジスタを形成する。
既に言及されたように、前記公知の回路は 2VCC−VCEQ5,sat−VCEQ6,sat に等しい最大ダイナミクスを有し、そのため出力信号が
その最大エクスカーションに達すると、既に説明された
クリッピングが起こる。
その最大エクスカーションに達すると、既に説明された
クリッピングが起こる。
この発明によれば、前記クリッピングのためである歪
を除去するために、第２図の図が使用され、ここでは１
は示された型の最終的な増幅器段を概略的に示してい
る。図でわかるように、OUTで示されかつラウドスピー
カ２を駆動する増幅器１の出力は、検出された歪に比例
する信号を発生するクリッピング検出回路３に送られ
る。このクリッピング信号は、ここではコンデンサ５お
よび抵抗器６により例示される適当な遅延回路４を介し
て、増幅器１の前方でかつ厳密には有用な信号の入力８
と増幅器１の入力９の間に接続される電圧制御減衰器７
に送られる。検出器３により検出された歪状態に従っ
て、前記減衰器７は増幅器の入力で送られた信号を減
じ、したがって前記歪を減じる。
を除去するために、第２図の図が使用され、ここでは１
は示された型の最終的な増幅器段を概略的に示してい
る。図でわかるように、OUTで示されかつラウドスピー
カ２を駆動する増幅器１の出力は、検出された歪に比例
する信号を発生するクリッピング検出回路３に送られ
る。このクリッピング信号は、ここではコンデンサ５お
よび抵抗器６により例示される適当な遅延回路４を介し
て、増幅器１の前方でかつ厳密には有用な信号の入力８
と増幅器１の入力９の間に接続される電圧制御減衰器７
に送られる。検出器３により検出された歪状態に従っ
て、前記減衰器７は増幅器の入力で送られた信号を減
じ、したがって前記歪を減じる。
この発明とともに提示される歪検出器は第３図に示さ
れており、この図は検出回路を完備する増幅器段の一般
的な回路図を例示している。
れており、この図は検出回路を完備する増幅器段の一般
的な回路図を例示している。
第３図に示される増幅器回路は、本件と同一出願人の
名で1987年４月21日に出願されかつここに引用として含
まれている公告されたイタリア特許出願第20 195 A/8
7の課題解決物を採用しており、出力トランジスタの高
い飽和を減じることができる。
名で1987年４月21日に出願されかつここに引用として含
まれている公告されたイタリア特許出願第20 195 A/8
7の課題解決物を採用しており、出力トランジスタの高
い飽和を減じることができる。
第３図でわかるように、示された増幅器段ははなお、
２個の入力電流源I1およびI2と、トランジスタQ1ないし
Q4およびQ7（定電流源を形成している）を含む駆動部分
とを含み、正および負の電源すなわち基準電位線＋
VCC、−VCC間に接続される２個の出力トランジスタQ5お
よびQ6を駆動する。２個の出力トランジスタのコレクタ
はこの段の出力を表わす点Ｄで相互接続され、ここでは
抵抗器RLによって表わされている負荷に給電する。
２個の入力電流源I1およびI2と、トランジスタQ1ないし
Q4およびQ7（定電流源を形成している）を含む駆動部分
とを含み、正および負の電源すなわち基準電位線＋
VCC、−VCC間に接続される２個の出力トランジスタQ5お
よびQ6を駆動する。２個の出力トランジスタのコレクタ
はこの段の出力を表わす点Ｄで相互接続され、ここでは
抵抗器RLによって表わされている負荷に給電する。
上述の特許出願におけるように、トランジスタQ4およ
びQ3のコレクタにより構成される駆動段の出力（点Ｂお
よびＣ）とそれぞの出力トランジスタQ5およびQ6のベー
スとの間には飽和制御回路が接続され、これら飽和制御
回路はそれぞれの抵抗器RBおよびRA、およびトランジス
タQBおよびQAにより構成され、これら抵抗器RBおよびRA
は各々駆動出力とそれぞれの出力トランジスタの間に接
続され、さらにトランジスタQBおよびQAは各々そのベー
スがそれぞれの駆動出力に接続され、かつそのエミッタ
およびコレクタ端子で増幅器段の出力Ｄと電流源I1およ
びI2の間の中間点として規定されるそれの入力Ａの間に
接続される。
びQ3のコレクタにより構成される駆動段の出力（点Ｂお
よびＣ）とそれぞの出力トランジスタQ5およびQ6のベー
スとの間には飽和制御回路が接続され、これら飽和制御
回路はそれぞれの抵抗器RBおよびRA、およびトランジス
タQBおよびQAにより構成され、これら抵抗器RBおよびRA
は各々駆動出力とそれぞれの出力トランジスタの間に接
続され、さらにトランジスタQBおよびQAは各々そのベー
スがそれぞれの駆動出力に接続され、かつそのエミッタ
およびコレクタ端子で増幅器段の出力Ｄと電流源I1およ
びI2の間の中間点として規定されるそれの入力Ａの間に
接続される。
この発明によれば、この公知の回路には、同じ電流が
流れるように各々制御回路のトランジスタに接続される
１対のトランジスタＱ′ＡおよびＱ′Ｂを本質的に含む
歪検出回路が接続される。詳細には、トランジスタＱ′
ＡのベースはトランジスタQAのベースに接続され、その
コレクタはQAのコレクタに接続される。したがって、
Ｑ′ＡはQAのものに等しいベース−コレクタ電圧を有
し、さらにQAは逆線形領域で動作するように作られてい
るので、Ｑ′Ａもまたその逆線形領域で動作してエミッ
タ電流を供給し、このエミッタ電流はエミッタからコレ
クタに向かって流れ、QAを介して流れる電流に等しい。
流れるように各々制御回路のトランジスタに接続される
１対のトランジスタＱ′ＡおよびＱ′Ｂを本質的に含む
歪検出回路が接続される。詳細には、トランジスタＱ′
ＡのベースはトランジスタQAのベースに接続され、その
コレクタはQAのコレクタに接続される。したがって、
Ｑ′ＡはQAのものに等しいベース−コレクタ電圧を有
し、さらにQAは逆線形領域で動作するように作られてい
るので、Ｑ′Ａもまたその逆線形領域で動作してエミッ
タ電流を供給し、このエミッタ電流はエミッタからコレ
クタに向かって流れ、QAを介して流れる電流に等しい。
同様に、トランジスタＱ′ＢはそのベースがQBのベー
スに接続されかつそのエミッタがQBのエミッタに接続さ
れる。したがって、トランジスタQBおよびＱ′Ｂは同じ
ベース−エミッタ電圧で動作し、それゆえ等しいコレク
タ電流を有する。
スに接続されかつそのエミッタがQBのエミッタに接続さ
れる。したがって、トランジスタQBおよびＱ′Ｂは同じ
ベース−エミッタ電圧で動作し、それゆえ等しいコレク
タ電流を有する。
第３図に示された具体例においては、クリッピング検
出器回路はその基本的構造においては本質的にトランジ
スタＱ′ＡおよびＱ′Ｂのうち一方しか含まないが、こ
こではまたトランジスタQS1およびQS2により構成される
加算器回路を含む。詳細には、トランジスタQS1はＱ′
Ａと同じ電流が流れるようにさらなる基準電圧線Ｖ′CC
とＱ′Ａの間で直列にダイオード接続され、一方トラン
ジスタQS2はQS1とミラーを形成し、それゆえQS1と同
じ、したがってＱ′Ａと同じ電流が流れるが、そのコレ
クタはＱ′Ｂのコレクタに結合され、そのためＱ′Ｂお
よびQS2のコレクタに接続される線路20を流れる電流は
Ｑ′ＡおよびＱ′Ｂにより検出された電流の和になる。
例示された具体例においては、加算器回路の下流方向に
しきい値比較器が設けられ、増幅器段の出力で検出され
た歪が所与の値を超過するときのみ制御信号を供給す
る。このために、線路20はしきい値増幅器すなわち比較
器21の正の入力に接続され、比較器21は抵抗器RREFのた
めに前記入力で既存の歪に比例する電圧を受ける。基準
電圧VREFを比較器21の負の入力に与えることにより、比
較器21はその出力で最小の歪を示す制御信号を発生し、
その信号はしたがって第２図の図によれば減衰器７に送
られ得て、減衰器７は電源I1およびI2に従うことにより
増幅器１の入力で送られた信号を対応して減衰する。
出器回路はその基本的構造においては本質的にトランジ
スタＱ′ＡおよびＱ′Ｂのうち一方しか含まないが、こ
こではまたトランジスタQS1およびQS2により構成される
加算器回路を含む。詳細には、トランジスタQS1はＱ′
Ａと同じ電流が流れるようにさらなる基準電圧線Ｖ′CC
とＱ′Ａの間で直列にダイオード接続され、一方トラン
ジスタQS2はQS1とミラーを形成し、それゆえQS1と同
じ、したがってＱ′Ａと同じ電流が流れるが、そのコレ
クタはＱ′Ｂのコレクタに結合され、そのためＱ′Ｂお
よびQS2のコレクタに接続される線路20を流れる電流は
Ｑ′ＡおよびＱ′Ｂにより検出された電流の和になる。
例示された具体例においては、加算器回路の下流方向に
しきい値比較器が設けられ、増幅器段の出力で検出され
た歪が所与の値を超過するときのみ制御信号を供給す
る。このために、線路20はしきい値増幅器すなわち比較
器21の正の入力に接続され、比較器21は抵抗器RREFのた
めに前記入力で既存の歪に比例する電圧を受ける。基準
電圧VREFを比較器21の負の入力に与えることにより、比
較器21はその出力で最小の歪を示す制御信号を発生し、
その信号はしたがって第２図の図によれば減衰器７に送
られ得て、減衰器７は電源I1およびI2に従うことにより
増幅器１の入力で送られた信号を対応して減衰する。
この発明に従った歪検出回路を有する増幅器の動作は
次のとおりである。
次のとおりである。
上述の特許出願で既に示されたように、電源I1により
届けられた電流が電源I2により届けられた電流よりも小
さい（すなわちI1＜I2）であるとまず仮定すれば、トラ
ンジスタQ1、Q2、Q3、Q6はオフになり、トランジスタQ4
およびQ5はオンになる。したがって、出力点Ｄの電圧は
正の電源電圧VCCまで上昇する傾向にある。したがっ
て、トランジスタQBのベースとエミッタの間の電圧も上
昇し、それはそのスイッチオンしきい値に達するとQBの
スイッチオンを引き起こし、したがってQBはそのエミッ
タとそのコレクタの間で電流を通す。入力点Ａに送られ
る、QBのこのコレクタ電流はQ1のベースに給電し、それ
の完全なスイッチオフを防ぐ。実際、Q1のベース電流を
無視すると、QBを介する電流は実際上はI1とI2の間の不
均衡に等しく、すなわち ICI2−I1 である。
届けられた電流が電源I2により届けられた電流よりも小
さい（すなわちI1＜I2）であるとまず仮定すれば、トラ
ンジスタQ1、Q2、Q3、Q6はオフになり、トランジスタQ4
およびQ5はオンになる。したがって、出力点Ｄの電圧は
正の電源電圧VCCまで上昇する傾向にある。したがっ
て、トランジスタQBのベースとエミッタの間の電圧も上
昇し、それはそのスイッチオンしきい値に達するとQBの
スイッチオンを引き起こし、したがってQBはそのエミッ
タとそのコレクタの間で電流を通す。入力点Ａに送られ
る、QBのこのコレクタ電流はQ1のベースに給電し、それ
の完全なスイッチオフを防ぐ。実際、Q1のベース電流を
無視すると、QBを介する電流は実際上はI1とI2の間の不
均衡に等しく、すなわち ICI2−I1 である。
その代わりに電源I1により届けられた電流が電源I2に
より届けられた電流よりも大きければ、すなわちI1＞I2
であれば、電流I1の超過電流はトランジスタQ2およびト
ランジスタQ6を飽和する傾向にあり、その出力を負の電
源に近づけさせる。ここでまた、点Ｃと点Ｄの間の電圧
差がおよそ0.6Vに達すると、トランジスタQAのベース−
コレクタ接続点に直接バイアスを加えて、トランジスタ
QAは逆バイアスでスイッチオンになり、そのエミッタと
そのコレクタの間で電流を通す。この場合、ICは次のよ
うに示される。
より届けられた電流よりも大きければ、すなわちI1＞I2
であれば、電流I1の超過電流はトランジスタQ2およびト
ランジスタQ6を飽和する傾向にあり、その出力を負の電
源に近づけさせる。ここでまた、点Ｃと点Ｄの間の電圧
差がおよそ0.6Vに達すると、トランジスタQAのベース−
コレクタ接続点に直接バイアスを加えて、トランジスタ
QAは逆バイアスでスイッチオンになり、そのエミッタと
そのコレクタの間で電流を通す。この場合、ICは次のよ
うに示される。
ICI1−I2 したがって、歪検出トランジスタＱ′ＡおよびＱ′Ｂ
を関連する制御トランジスタQAおよびQBに接続したため
に、これらには電流I1とI2の間の不均衡に比例する電流
が選択的に流れる。
を関連する制御トランジスタQAおよびQBに接続したため
に、これらには電流I1とI2の間の不均衡に比例する電流
が選択的に流れる。
完全な増幅器においては、一定の限界内で、かつ想像
し得る任意の場合におけるように、この不均衡は特に出
力信号の最大ダイナミクスの達成（クリッピング）のた
めに増幅器により生じられる歪の割合の関数であること
が示され得る。
し得る任意の場合におけるように、この不均衡は特に出
力信号の最大ダイナミクスの達成（クリッピング）のた
めに増幅器により生じられる歪の割合の関数であること
が示され得る。
したがって、トランジスタＱ′ＡおよびＱ′Ｂは歪の
割合の関数である電流を供給し、したがって第２図の減
衰器７を駆動するために使用され得る。
割合の関数である電流を供給し、したがって第２図の減
衰器７を駆動するために使用され得る。
トランジスタＱ′ＡおよびＱ′Ｂが加算器回路により
接続される、例示された場合においては、出力トランジ
スタQ5およびQ6が交互に動作するのでＱ′ＡまたはＱ′
Ｂにより交互に検出される歪に結合される信号が線路20
で得られる。線路20にある歪信号はしきい値比較器21に
送られ、したがってこの比較器21は歪が予め設定された
最小値に達したときのみ、抵抗器RREFまたは基準電圧V
REFにより調整可能な駆動信号を出力22で発生する。次
にこの駆動信号は回路４によりフィルタ動作され、減衰
器７に送られる。
接続される、例示された場合においては、出力トランジ
スタQ5およびQ6が交互に動作するのでＱ′ＡまたはＱ′
Ｂにより交互に検出される歪に結合される信号が線路20
で得られる。線路20にある歪信号はしきい値比較器21に
送られ、したがってこの比較器21は歪が予め設定された
最小値に達したときのみ、抵抗器RREFまたは基準電圧V
REFにより調整可能な駆動信号を出力22で発生する。次
にこの駆動信号は回路４によりフィルタ動作され、減衰
器７に送られる。
上の説明からわかるように、この発明は提案された目
標および目的を充分に達成する。実際、場合によっては
２個の検出トランジスタＱ′ＡまたはＱ′Ｂのうち一方
しか含み得ない、クリッピングのためである歪を検出す
るための極度に簡単な回路を含む増幅器段が設けられて
おり、それは回路の複雑さを増したり嵩を大きくしたり
する必要なしに出力増幅器の構造に容易に集積可能であ
り、かつ増幅器全体の製造に必要な同じ工程段の間に製
造され得て、そのためこの増幅器は総経費が公知の増幅
器と同等である。
標および目的を充分に達成する。実際、場合によっては
２個の検出トランジスタＱ′ＡまたはＱ′Ｂのうち一方
しか含み得ない、クリッピングのためである歪を検出す
るための極度に簡単な回路を含む増幅器段が設けられて
おり、それは回路の複雑さを増したり嵩を大きくしたり
する必要なしに出力増幅器の構造に容易に集積可能であ
り、かつ増幅器全体の製造に必要な同じ工程段の間に製
造され得て、そのためこの増幅器は総経費が公知の増幅
器と同等である。
示された課題解決法はまたその信頼性に関してかつま
た増幅器段の電気特性を鑑みれば有利であり、その電気
特性は、その入力特性を変えない前記段の最終部分で動
作する歪検出回路を加えることによっては事実上修正さ
れない。
た増幅器段の電気特性を鑑みれば有利であり、その電気
特性は、その入力特性を変えない前記段の最終部分で動
作する歪検出回路を加えることによっては事実上修正さ
れない。
このように考えられてきたこの発明は、この発明の概
念の範囲に入る無数の修正および変更をすることが可能
である。特に、両方の出力トランジスタでの歪検出を有
しかつ情報の統一および比較のためのさらなる下流方向
の回路を有する完全な図が第３図に示されているけれど
も、これが充分であるときには、２個の歪検出トランジ
スタのうちの一方だけを設けることおよび前記トランジ
スタにより供給される信号に従って減衰器を直接制御す
ることが可能であるという事実が強調される。
念の範囲に入る無数の修正および変更をすることが可能
である。特に、両方の出力トランジスタでの歪検出を有
しかつ情報の統一および比較のためのさらなる下流方向
の回路を有する完全な図が第３図に示されているけれど
も、これが充分であるときには、２個の歪検出トランジ
スタのうちの一方だけを設けることおよび前記トランジ
スタにより供給される信号に従って減衰器を直接制御す
ることが可能であるという事実が強調される。
両方の歪検出回路を設けることが好ましいとしても、
それらにより供給される情報は上で説明された統一化回
路を設けることなしに別々に使用され得て、あるいは第
３図に示されるものとは違ったように動作する２個の歪
検出回路により供給される情報を統一する回路を設ける
ことも可能である。
それらにより供給される情報は上で説明された統一化回
路を設けることなしに別々に使用され得て、あるいは第
３図に示されるものとは違ったように動作する２個の歪
検出回路により供給される情報を統一する回路を設ける
ことも可能である。
しきい値比較器は省かれてもよく、さらに得られた歪
信号はことによると特定の場合に必要とされるさらなる
処理を受けることもことによるとあり得るという事実が
さらに強調される。
信号はことによると特定の場合に必要とされるさらなる
処理を受けることもことによるとあり得るという事実が
さらに強調される。
最終的に、すべての詳細は他の技術的に同等なものと
置換され得る。
置換され得る。
任意の請求項で言及される技術的特徴には参照符号が
伴っているが、それら参照符号は請求項のわかり良さを
増すためだけに含まれており、したがってそのような参
照符号はそのような参照符号により具体例として同定さ
れる各要素の範囲にはいかなる限定的影響も及ぼさな
い。
伴っているが、それら参照符号は請求項のわかり良さを
増すためだけに含まれており、したがってそのような参
照符号はそのような参照符号により具体例として同定さ
れる各要素の範囲にはいかなる限定的影響も及ぼさな
い。
第１図は公知の増幅器の最終段の簡略化された図であ
る。 第２図はクリッピングのためである歪を低減するため
の、この発明に従った全ループの簡略化されたブロック
図である。 第３図はこの発明に従った増幅器段の簡略化された電気
図である。 図において、I1およびI2は入力電流源、＋VCCおよび−V
CCは基準電位線、Ｄは出力端子、Q1ないしQ4およびQ7は
トランジスタ、Q5およびQ6は出力トランジスタ、QAおよ
びQBは制御トランジスタ、Ｑ′ＡおよびＱ′Ｂは歪検出
トランジスタ、R1は抵抗器である。
る。 第２図はクリッピングのためである歪を低減するため
の、この発明に従った全ループの簡略化されたブロック
図である。 第３図はこの発明に従った増幅器段の簡略化された電気
図である。 図において、I1およびI2は入力電流源、＋VCCおよび−V
CCは基準電位線、Ｄは出力端子、Q1ないしQ4およびQ7は
トランジスタ、Q5およびQ6は出力トランジスタ、QAおよ
びQBは制御トランジスタ、Ｑ′ＡおよびＱ′Ｂは歪検出
トランジスタ、R1は抵抗器である。
Claims (7)
- 【請求項１】歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段で
あって、１対の基準電位線（＋VCC,−VCC）間に直列に
接続される１対の入力電流源（I1,I2）と、前記１対の
基準電位線間に接続されかつそれらの間で前記増幅器段
の出力端子（Ｄ）を規定する１対の出力トランジスタ
（Q5,Q6）と、能動要素を含みかつ前記入力電流源と前
記出力トランジスタの間に置かれる駆動回路（Q1ないし
Q4,Q7,R1）と、そのベース端子が前記駆動回路に接続さ
れかつそのコレクタおよびエミッタ端子が前記出力トラ
ンジスタ（Q6,Q5）の一方と入力電流源との間に接続さ
れる少なくとも１個の制御トランジスタ（QA,QB）を含
む少なくとも１個の飽和制御回路（RA,RB,QA,QB）とを
含み、前記制御トランジスタを介して流れる電流に比例
しかつ前記増幅器段により発生される歪と相関関係にあ
る歪検出電流を供給するように前記制御トランジスタ
（QA,QB）に接続される少なくとも１個の歪検出トラン
ジスタ（Ｑ′A,Q′Ｂ）を特徴とする、高ダイナミクス
増幅器段。 - 【請求項２】ベース端子が前記駆動回路（Q1ないしQ4,Q
7,R1）に接続される少なくとも第１の制御トランジスタ
（QB）と第２の制御トランジスタ（QA）をそれぞれ含む
１対の飽和制御回路（RA,RB,QA,QB）を含み、前記第１
の制御トランジスタ（QB）はそのエミッタ端子が前記出
力端子（Ｄ）に接続されかつそのコレクタ端子が前記入
力電流源（I1,I2）に接続され、さらに前記第２の制御
トランジスタ（QA）はそのコレクタ端子が前記出力端子
（Ｄ）に接続されかつそのエミッタ端子が前記入力電流
源に接続され、それ自体のベース端子が前記第１の制御
トランジスタ（QB）のベース端子に接続されかつそれ自
体のエミッタ端子が前記第１の制御トランジスタのエミ
ッタ端子に接続される第１の歪検出トランジスタ（Ｑ′
Ｂ）と、それ自体のベース端子が前記第２の制御トラン
ジスタ（QA）のベース端子に接続されかつそれ自体のコ
レクタ端子が前記第２の制御トランジスタのコレクタ端
子に接続される第２の歪検出トランジスタ（Ｑ′Ａ）と
を特徴とし、前記歪検出トランジスタが関連する制御ト
ランジスタを介して流れる電流に比例しかつ前記段によ
り発生された歪と相関関係にある歪検出電流を供給す
る、請求項１に記載の高ダイナミクス増幅器段。 - 【請求項３】前記歪検出電流（単数または複数）が前記
増幅器段（１）の前方に接続される制御された減衰器
（７）に送られることを特徴とする、請求項１または請
求項２に記載の増幅器段。 - 【請求項４】前記歪検出トランジスタ（単数または複
数）と前記制御された減衰器（７）の間に配置される遅
延回路（5,6）を特徴とする、請求項１ないし請求項３
のいずれかに記載の増幅器段。 - 【請求項５】前記歪検出トランジスタと前記制御された
減衰器（７）の間に置かれ、かつ第１の入力が前記第１
の検出トランジスタ（Ｑ′Ｂ）のコレクタ端子に接続さ
れかつ第２の入力が前記第２の検出トランジスタ（Ｑ′
Ａ）のエミッタ端子に接続されて、前記検出トランジス
タを介して流れる電流の和に等しい電流信号を出力で発
生するための加算器回路（QS1,QS2）を特徴とする、請
求項２ないし請求項４のいずれかに記載の増幅器段。 - 【請求項６】前記加算器回路が第１および第２の加算器
トランジスタ（QS1,QS2）を含む電流ミラー回路を含む
ことを特徴とし、前記第１の加算器トランジスタ
（QS1）はそのコレクタ端子が前記第２の検出トランジ
スタ（Ｑ′Ａ）のエミッタ端子と、それ自体のベース端
子と、前記第２の加算器トランジスタ（QS2）のベース
端子とに接続され、前記加算器トランジスタは相互に接
続されるエミッタ端子を有し、さらに前記第２の加算器
トランジスタ（QS2）はそれ自体のコレクタ端子が前記
第１の検出トランジスタ（Ｑ′Ｂ）のコレクタ端子に接
続されて前記加算器回路の出力を形成する、請求項５に
記載の増幅器段。 - 【請求項７】前記加算器回路の前記出力が、電流−電圧
変換装置（RREF）を介して、第２の入力（−）がしきい
値基準電圧に設定される比較器回路（21）の第１の入力
（＋）に接続されることを特徴とし、前記検出トランジ
スタにより検出された歪が前記しきい値基準電圧を超過
すると前記比較器回路がその出力で制御信号を発生す
る、請求項５および請求項６に記載の増幅器段。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT20950A/87 | 1987-06-18 | ||
| IT8720950A IT1208223B (it) | 1987-06-18 | 1987-06-18 | Stadio aplificatore ad elevata dinamica con rivelazione della distorsione. |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6417504A JPS6417504A (en) | 1989-01-20 |
| JP2665769B2 true JP2665769B2 (ja) | 1997-10-22 |
Family
ID=11174504
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|---|---|---|---|
| JP63151055A Expired - Fee Related JP2665769B2 (ja) | 1987-06-18 | 1988-06-17 | 歪検出を有する高ダイナミクス増幅器段 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4849713A (ja) |
| EP (1) | EP0295497B1 (ja) |
| JP (1) | JP2665769B2 (ja) |
| DE (1) | DE3883858T2 (ja) |
| IT (1) | IT1208223B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| NL8900507A (nl) * | 1989-03-02 | 1990-10-01 | Philips Nv | Versterkerschakeling met verzadigingsdetectie. |
| IT1229777B (it) * | 1989-05-22 | 1991-09-11 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuito per la limitazione della temperatura senza distorsione per amplificatori audio di potenza. |
| US5239693A (en) * | 1990-10-31 | 1993-08-24 | Motorola, Inc. | Amplifier level-setting apparatus |
| EP0507966A4 (en) * | 1990-11-02 | 1993-04-28 | Sumitomo Chemical Company Limited | Thermoplastic resin composition |
| JP3656758B2 (ja) * | 1991-05-08 | 2005-06-08 | 富士通株式会社 | 動作状態検出回路 |
| US5278994A (en) * | 1991-06-03 | 1994-01-11 | Motorola, Inc. | Power amplifier saturation detection and correction method and apparatus |
| US5327101A (en) * | 1993-07-02 | 1994-07-05 | Ford Motor Company | Distortion-free limiter for a power amplifier |
| IT1268475B1 (it) * | 1993-11-12 | 1997-03-04 | Sgs Thomson Microelectronics | Controllo della distorsione in amplificatori a tensione di alimentazione variabile e massima dinamica di uscita |
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| EP1164695B1 (en) | 2000-06-13 | 2006-09-06 | STMicroelectronics S.r.l. | Circuit for detecting distortion in an amplifier, in particular an audio amplifier |
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| DE60026962T2 (de) * | 2000-09-01 | 2007-04-05 | Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza | Einstellbarer Detektor für harmonische Verzerrungen und Verfahren mit Hilfe dieses Detektors |
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| WO2012078937A1 (en) | 2010-12-10 | 2012-06-14 | Zoll Medical Corporation | Wearable therapeutic device |
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-
1988
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- 1988-06-01 DE DE88108772T patent/DE3883858T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-06-06 US US07/202,846 patent/US4849713A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-06-17 JP JP63151055A patent/JP2665769B2/ja not_active Expired - Fee Related
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