JP3068642B2 - 出力の歪みを検知するための回路 - Google Patents
出力の歪みを検知するための回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、出力歪み、特にオーディオ装置の最終段
の出力歪みを検知するための回路に関する。
の出力歪みを検知するための回路に関する。
［従来の技術］ 公知のとおり、オーディオ装置は、第１図に模式的に
示されているもののように、最終段で帰還をうける演算
増幅器と同等の構成を有する。
示されているもののように、最終段で帰還をうける演算
増幅器と同等の構成を有する。
図示されているように、最終段３は、１対のトランジ
スタQ1,Q2を駆動する可聴周波増幅器により表わされ
る。これらのトランジスタQ1,Q2は、＋Vccおよび−Vcc
の２本の電力供給線の間に接続され、かつ、それらの間
にオーディオ装置の出力OUTが設けられる。このオーデ
ィオ装置には、ここではラウドスピーカ２により表わさ
れる負荷が接続されている。
スタQ1,Q2を駆動する可聴周波増幅器により表わされ
る。これらのトランジスタQ1,Q2は、＋Vccおよび−Vcc
の２本の電力供給線の間に接続され、かつ、それらの間
にオーディオ装置の出力OUTが設けられる。このオーデ
ィオ装置には、ここではラウドスピーカ２により表わさ
れる負荷が接続されている。
帰還回路は、１対の抵抗器R1、R2により構成される。
特に、抵抗器R1は増幅器１の反転入力と接地との間に接
続され、かつ抵抗器R2は、前記反転入力と出力OUTとの
間に接続される。入力信号VINは、増幅器の非反転入力
に与えられる。
特に、抵抗器R1は増幅器１の反転入力と接地との間に接
続され、かつ抵抗器R2は、前記反転入力と出力OUTとの
間に接続される。入力信号VINは、増幅器の非反転入力
に与えられる。
第１図に示された最終段では、出力の最大の振れは、
論理的には正の電源電圧と負の電源電圧の間の差（2Vc
c）により制限されるものの、実際には以下の式により
与えられる。
論理的には正の電源電圧と負の電源電圧の間の差（2Vc
c）により制限されるものの、実際には以下の式により
与えられる。
ΔVOUT＝2VCC−ＶCEQ1,SAT−ＶCEQ2,SAT 入力信号VINが以下の式に等しい或る動的範囲を超え
た場合を考える。
た場合を考える。
この場合、出力は線形の態様では入力信号の動的特性
にはもはや追随することができなくなり、かつ歪みが発
生する（これは、いわゆる「クリッピング」現象であ
る）。
にはもはや追随することができなくなり、かつ歪みが発
生する（これは、いわゆる「クリッピング」現象であ
る）。
入力信号の頂点の間での出力信号の歪みは、或るパー
センテージ、たとえば10％を超えてはならず、この値を
超えると音は実際不快なものになる。なぜならば、出力
信号は依然として受容可能な忠実度で聞こえるようにラ
ウンドスピーカを駆動するからである。
センテージ、たとえば10％を超えてはならず、この値を
超えると音は実際不快なものになる。なぜならば、出力
信号は依然として受容可能な忠実度で聞こえるようにラ
ウンドスピーカを駆動するからである。
［発明が解決しようとする課題］ この問題を解決するために、現時点での歪みを検知
し、かつ最終段の上流に接続された適切な減衰回路を駆
動することで、その入力信号を制限することが可能であ
る。
し、かつ最終段の上流に接続された適切な減衰回路を駆
動することで、その入力信号を制限することが可能であ
る。
歪みを検知するための解決方法としては、たとえば本
件出願人による1988年６月17日提出の日本特許出願番号
第63−151055号（特開平１−17504号）の例が知られて
いる。この文献においては最終トランジスタの飽和状態
を制御するセンサが設けられている。いくつかの事例に
おいては、これは十分に問題を解決するが、この解決法
にはどのような場合においても不利益がないというわけ
ではない。というのは、５−10％の歪みに関連する情報
はクリッピングセンサからの出力信号を積分することに
より得られ、これは積分の時定数のために直ちに入手可
能ではないから、この解決方法は、特定の出力段を有す
る増幅器においてのみ適用可能であり、かつ増幅器の出
力波形が対称に歪んでいる場合にのみ十分正確である。
件出願人による1988年６月17日提出の日本特許出願番号
第63−151055号（特開平１−17504号）の例が知られて
いる。この文献においては最終トランジスタの飽和状態
を制御するセンサが設けられている。いくつかの事例に
おいては、これは十分に問題を解決するが、この解決法
にはどのような場合においても不利益がないというわけ
ではない。というのは、５−10％の歪みに関連する情報
はクリッピングセンサからの出力信号を積分することに
より得られ、これは積分の時定数のために直ちに入手可
能ではないから、この解決方法は、特定の出力段を有す
る増幅器においてのみ適用可能であり、かつ増幅器の出
力波形が対称に歪んでいる場合にのみ十分正確である。
他の公知の解決法においては、入力または出力電圧信
号を考慮し、かつそれを基準電圧と比較する。このう
ち、入力信号が制御される解決法が、第２図の例により
示される。
号を考慮し、かつそれを基準電圧と比較する。このう
ち、入力信号が制御される解決法が、第２図の例により
示される。
図２においては、帰還回路網R1、R2を有する最終段３
が負荷RLを駆動する。入力電圧VINは、また比較器４の
正の入力にも与えられ、固定された基準電圧が前記比較
器４の負の入力に与えられる。比較記４がそのとき減衰
器を駆動するために使用されるエラー電圧V0を発生す
る。
が負荷RLを駆動する。入力電圧VINは、また比較器４の
正の入力にも与えられ、固定された基準電圧が前記比較
器４の負の入力に与えられる。比較記４がそのとき減衰
器を駆動するために使用されるエラー電圧V0を発生す
る。
しかしながら、これら既知の解決法では十分ではな
い。というのは、これらの解決法は、電源電圧および／
または接続される負荷の形式に依存する可聴周波増幅器
からの出力における信号の最大振れを考慮していないか
らである。
い。というのは、これらの解決法は、電源電圧および／
または接続される負荷の形式に依存する可聴周波増幅器
からの出力における信号の最大振れを考慮していないか
らである。
このような状況で、本件発明の意図することろは、既
知の検知回路の不利な点を解消することが可能な、特に
可聴化装置の最終段での出力歪みを検知するための回路
を提供することである。
知の検知回路の不利な点を解消することが可能な、特に
可聴化装置の最終段での出力歪みを検知するための回路
を提供することである。
この意図の範囲内で、この発明の特定の目的は、大変
正確であり、かつ特に電源電圧値、（可聴周波増幅器の
動作範囲における）周波数および出力信号の最大振れか
ら独立した出力歪み検知回路を提供することである。
正確であり、かつ特に電源電圧値、（可聴周波増幅器の
動作範囲における）周波数および出力信号の最大振れか
ら独立した出力歪み検知回路を提供することである。
この発明の重要な目的は、どのような形式の出力段を
有する可聴周波増幅器にも適用されることが可能な表示
された形式の回路を提供することである。
有する可聴周波増幅器にも適用されることが可能な表示
された形式の回路を提供することである。
この発明のもう１つの目的は、遅延をもたらすことな
く歪みの情報を直ちに提供することが可能な表示された
形式の回路を提供することである。
く歪みの情報を直ちに提供することが可能な表示された
形式の回路を提供することである。
この発明のもう１つの目的は、２つの半波の歪みの選
択的検知を可能にし、かつ特に出力信号の非対称の歪み
を検知することが可能な表示された形式の回路を提供す
ることである。
択的検知を可能にし、かつ特に出力信号の非対称の歪み
を検知することが可能な表示された形式の回路を提供す
ることである。
本件発明のさらにもう１つの目的は、かなり融通性が
あり、かつ特に要件に応じて調節され得る検知しきい値
を有する表示された形の回路を提供することである。
あり、かつ特に要件に応じて調節され得る検知しきい値
を有する表示された形の回路を提供することである。
この発明の少なからぬ目的は、信頼度が高くかつ簡単
で容易で集積化可能な構造を有する歪み検知回路を提供
することである。
で容易で集積化可能な構造を有する歪み検知回路を提供
することである。
［課題を解決するための手段］ 以下に明らかになるこの発明の意図、述べられた目的
等は、先行の請求項に定義されるように、特にオーディ
オ装置の最終段における、出力歪みを検知するための回
路により達成される。
等は、先行の請求項に定義されるように、特にオーディ
オ装置の最終段における、出力歪みを検知するための回
路により達成される。
すなわち、このような目的を達成するために、本発明
に係る、増幅器段（３）の出力歪みを検知するための回
路は、分圧器（R3,R4）と、比較器手段とを備える。
に係る、増幅器段（３）の出力歪みを検知するための回
路は、分圧器（R3,R4）と、比較器手段とを備える。
前記増幅器段（３）は、増幅されるべき電圧信号（V
IN）を受ける第１の入力と、帰還回路網（R1,R2）に接
続される第２の入力と、増幅された出力信号（VOUT）を
生成する出力とを有する。
IN）を受ける第１の入力と、帰還回路網（R1,R2）に接
続される第２の入力と、増幅された出力信号（VOUT）を
生成する出力とを有する。
分圧器（R3,R4）は、前記第１の入力と基準電圧線と
の間に配置される。前記分圧器（R3,R4）は、前記電圧
信号（VIN）と相関する第１の信号（VREF）を生成する
中間端子を有する。
の間に配置される。前記分圧器（R3,R4）は、前記電圧
信号（VIN）と相関する第１の信号（VREF）を生成する
中間端子を有する。
前記比較器手段は、前記電圧信号（VIN）に応じて変
化する活性化信号（V1）を生成するように設けられた第
１の比較器（８）と、前記活性化信号（V1）により活性
化され、歪み信号を生成するように設けられた第２の比
較器（５）とを含む。
化する活性化信号（V1）を生成するように設けられた第
１の比較器（８）と、前記活性化信号（V1）により活性
化され、歪み信号を生成するように設けられた第２の比
較器（５）とを含む。
前記第２の比較器（５）は、前記第１の信号（VREF）
と、前記出力信号（VOUT）に相関した第２の信号（Ｖ
−）が前記第１の信号（VREF）を絶対値において超えた
ときに前記歪み信号を生成することを特徴とする。
と、前記出力信号（VOUT）に相関した第２の信号（Ｖ
−）が前記第１の信号（VREF）を絶対値において超えた
ときに前記歪み信号を生成することを特徴とする。
この発明の特徴および利点は、添付の図面内に非制限
的な例としてのみ示される２つの好ましい実施例の記載
から明らかになるであろう。
的な例としてのみ示される２つの好ましい実施例の記載
から明らかになるであろう。
［実施例］ 第３図には、この発明に従う出力歪み検知回路の可能
な実施例の一般的な図が示される。この出力歪み検知回
路は、回路による調整が必要とされる歪みのパーセンテ
ージを調節する可能性を有し、かつ、２つの半波状の歪
みの選択的な検知のステップとを有する 図３において、出力段は、再び包括的な演算増幅器３
により表わされる。演算増幅器３は、その非反転入力上
で入力信号VINを受取り、かつ出力と反転入力との間に
設けられた抵抗器R1、R2により帰還が与えられる。した
がって、演算増幅器３は、出力において負荷（図示せ
ず）を駆動するための信号VOUTを発生する。
な実施例の一般的な図が示される。この出力歪み検知回
路は、回路による調整が必要とされる歪みのパーセンテ
ージを調節する可能性を有し、かつ、２つの半波状の歪
みの選択的な検知のステップとを有する 図３において、出力段は、再び包括的な演算増幅器３
により表わされる。演算増幅器３は、その非反転入力上
で入力信号VINを受取り、かつ出力と反転入力との間に
設けられた抵抗器R1、R2により帰還が与えられる。した
がって、演算増幅器３は、出力において負荷（図示せ
ず）を駆動するための信号VOUTを発生する。
この発明に従うと、出力段３の入力および出力双方に
相関する信号が少なくとも１つの比較器へ与えられる。
この比較器は、それらを比較して、出力段の不均衡、す
なわちクリッピングの存在を検知し、かつそこに与えら
れる入力信号を適切に減衰し、かつ歪みを予め設定され
た値内に保持するために、出力段３の上流に配置された
減衰回路を適切に駆動する。特に、第３図の回路は要件
に従い有利に調節され得る予め設定された歪みのパーセ
ンテージで調整を行なう。第３図に示された回路は、さ
らに信号の非対称の歪みを併せて検知できる。というの
は、この回路が正の半波および負の半波の歪みに対して
敏感だからである。
相関する信号が少なくとも１つの比較器へ与えられる。
この比較器は、それらを比較して、出力段の不均衡、す
なわちクリッピングの存在を検知し、かつそこに与えら
れる入力信号を適切に減衰し、かつ歪みを予め設定され
た値内に保持するために、出力段３の上流に配置された
減衰回路を適切に駆動する。特に、第３図の回路は要件
に従い有利に調節され得る予め設定された歪みのパーセ
ンテージで調整を行なう。第３図に示された回路は、さ
らに信号の非対称の歪みを併せて検知できる。というの
は、この回路が正の半波および負の半波の歪みに対して
敏感だからである。
この回路は、したがって、その出力段の入力と接地と
の間に直列に接続された抵抗器R3、R4により形成された
分圧器からと、抵抗器R1とR2の間の中間点からそれぞれ
とられた信号VREFおよびV-を、入力において受ける第１
の比較器５および第２の比較器６を備える。
の間に直列に接続された抵抗器R3、R4により形成された
分圧器からと、抵抗器R1とR2の間の中間点からそれぞれ
とられた信号VREFおよびV-を、入力において受ける第１
の比較器５および第２の比較器６を備える。
詳細には、電圧信号VREFは、線形に入力信号VINと相
関し、かつ入力信号VINの適切な部分を規定する。電圧
信号VREFは、比較器５の非反転の端子および比較器６の
反転端子へ与えられる。一方、電圧信号Ｖ−は、比較器
５の反転端子および比較器６の非反転端子へ与えられ
る。
関し、かつ入力信号VINの適切な部分を規定する。電圧
信号VREFは、比較器５の非反転の端子および比較器６の
反転端子へ与えられる。一方、電圧信号Ｖ−は、比較器
５の反転端子および比較器６の非反転端子へ与えられ
る。
入力電圧VINは、さらに比較器８の非反転の入力に与
えられ、比較器８の反転の端子は接地に接続される。電
圧V1を発生する比較器８の出力は、直接、第１の論理積
ゲート（ANDゲート）10の入力へ供給され、かつ、イン
バータ12により適切に反転された後、第２の論理積ゲー
ト（ANDゲート）11の入力へ供給される。ゲート10およ
び11は、さらにそれぞれ比較器５および６が発生する出
力信号V2およびV3を受ける。ゲート10および11の出力
は、否定論理和ゲート（NORゲート）13に与えられ、ゲ
ート13が出力において減衰器（図示せず）へ与えられる
信号V0を供給する。この減衰器は出力段３の入力に与え
られる信号を対応して減衰することが可能である。
えられ、比較器８の反転の端子は接地に接続される。電
圧V1を発生する比較器８の出力は、直接、第１の論理積
ゲート（ANDゲート）10の入力へ供給され、かつ、イン
バータ12により適切に反転された後、第２の論理積ゲー
ト（ANDゲート）11の入力へ供給される。ゲート10およ
び11は、さらにそれぞれ比較器５および６が発生する出
力信号V2およびV3を受ける。ゲート10および11の出力
は、否定論理和ゲート（NORゲート）13に与えられ、ゲ
ート13が出力において減衰器（図示せず）へ与えられる
信号V0を供給する。この減衰器は出力段３の入力に与え
られる信号を対応して減衰することが可能である。
第３図の回路は、以下のように動作する（第4a図−第
4g図および第５図も参照）。
4g図および第５図も参照）。
歪みがなければ、減衰された後、帰還R1、R2により出
力段３の反転入力上へ帰還される入力信号VOUTは、前記
出力段３の非反転入力上にある入力信号VINに等しい。
力段３の反転入力上へ帰還される入力信号VOUTは、前記
出力段３の非反転入力上にある入力信号VINに等しい。
入力信号VINが大きくなり過ぎると、その最大動的特
性（dynamics）に達した出力は、線形で入力の変化には
もはや追随せず歪み始める。この歪みはまた出力段３の
反転入力へ帰されるので、その２つの入力はもはや等し
くはなく、非反転の入力は反転入力より高い。
性（dynamics）に達した出力は、線形で入力の変化には
もはや追随せず歪み始める。この歪みはまた出力段３の
反転入力へ帰されるので、その２つの入力はもはや等し
くはなく、非反転の入力は反転入力より高い。
このような状況が第５図に明確に示される。第５図で
は電圧VIN、Ｖ−およびVREFが示される。図示されてい
るように、或る地点でＶ−はもはや入力信号VINに追随
せず、ΔＶに等しい電圧差が電圧ピークで生じる。前記
電圧差は歪みのパーセンテージの関数であり、すなわち
THD（全高調波歪み）が増大するほど、ΔＶが増大す
る。
は電圧VIN、Ｖ−およびVREFが示される。図示されてい
るように、或る地点でＶ−はもはや入力信号VINに追随
せず、ΔＶに等しい電圧差が電圧ピークで生じる。前記
電圧差は歪みのパーセンテージの関数であり、すなわち
THD（全高調波歪み）が増大するほど、ΔＶが増大す
る。
第３図の可変分周器は、装置の調整が必要とされる歪
みおよびそれに関連するΔＶを設定することを可能にす
る。
みおよびそれに関連するΔＶを設定することを可能にす
る。
詳細に説明すると、抵抗分圧器R3、R4に作用すること
により、検知回路の調整しきい値を表わす信号VREFの振
幅を調節することが可能である。実際、電圧Ｖ−がVREF
より高いままである限り（絶対値の観点から見て）、回
路は調整を行なわない。一方で、出力VOUTが設定された
歪みに達するとき、VREFおよびＶ−が振幅において等し
くなる。前記２つの信号の間の比較が結果的に存在する
歪みに関する情報を提供する。
により、検知回路の調整しきい値を表わす信号VREFの振
幅を調節することが可能である。実際、電圧Ｖ−がVREF
より高いままである限り（絶対値の観点から見て）、回
路は調整を行なわない。一方で、出力VOUTが設定された
歪みに達するとき、VREFおよびＶ−が振幅において等し
くなる。前記２つの信号の間の比較が結果的に存在する
歪みに関する情報を提供する。
この比較は、比較器５および６により達成される。比
較器５および６は、各々異なる半波において動作する。
特に、正の半波の歪みがVREFにより設定された値を超え
るとき、後者はＶ−（第4b図）より大きくなりかつ比較
器５の出力は高くなる（第4d図）。負の半波での歪みは
その代わり比較器６により検知され、その出力はVREFが
Ｖ−より小さくなるとすぐ高くなる（第4e図）。
較器５および６は、各々異なる半波において動作する。
特に、正の半波の歪みがVREFにより設定された値を超え
るとき、後者はＶ−（第4b図）より大きくなりかつ比較
器５の出力は高くなる（第4d図）。負の半波での歪みは
その代わり比較器６により検知され、その出力はVREFが
Ｖ−より小さくなるとすぐ高くなる（第4e図）。
比較器８は、関連する半波での比較器５および６から
の出力信号の歪みに関する情報を正しく手に入れること
を可能にする機能を有する。比較器８の反転入力は接地
に接続されているので、比較器８は、実際には第4c図に
示される方形信号をその出力で発生し、それは正の半波
においては正であり、かつゲート10、11の一方または他
方を交互に能動化するべく使用される。
の出力信号の歪みに関する情報を正しく手に入れること
を可能にする機能を有する。比較器８の反転入力は接地
に接続されているので、比較器８は、実際には第4c図に
示される方形信号をその出力で発生し、それは正の半波
においては正であり、かつゲート10、11の一方または他
方を交互に能動化するべく使用される。
一方、ゲート13は、歪みが設定された値を超えるとき
に、２つの個別の半波における歪みに関する情報の２つ
のアイテムが負のパルスを有する単一の信号へ組合わさ
れることを可能にする。
に、２つの個別の半波における歪みに関する情報の２つ
のアイテムが負のパルスを有する単一の信号へ組合わさ
れることを可能にする。
第６図および第７図は、第３図の実際的な実施例にそ
れぞれ関連する２つの回路図を示す。
れぞれ関連する２つの回路図を示す。
それら２つの回路の共通の部分では、第６図および第
７図の２つの図は同じ参照番号を与えられ、かつ第３図
に示されたブロックが強調されている。
７図の２つの図は同じ参照番号を与えられ、かつ第３図
に示されたブロックが強調されている。
図示されるように、比較器８は双方の実施例におい
て、結合されたエミッタを有するトランジスタQ3、Q4の
対により構成され、そのベースはそれぞれ接地と、電圧
VINを受ける出力段３の非反転入力に接続される。
て、結合されたエミッタを有するトランジスタQ3、Q4の
対により構成され、そのベースはそれぞれ接地と、電圧
VINを受ける出力段３の非反転入力に接続される。
比較器５および６は、第６図ではトランジスタQ5−Q8
およびQ9−Q12それぞれにより形成され、かつ第７図で
はQ5、Q6、Q16、Q17およびQ9、Q10、Q18、Q19それぞれ
（これはまたゲート10−12の機能も含むが動作の違いに
ついては後ほど説明することにする）により構成され、
一方、トランジスタQ13−Q15がNORゲート13を規定す
る。
およびQ9−Q12それぞれにより形成され、かつ第７図で
はQ5、Q6、Q16、Q17およびQ9、Q10、Q18、Q19それぞれ
（これはまたゲート10−12の機能も含むが動作の違いに
ついては後ほど説明することにする）により構成され、
一方、トランジスタQ13−Q15がNORゲート13を規定す
る。
第６図および第７図の回路は、実質的には第３図を参
照して既に説明されたように動作するが、以下のような
違いを有する。
照して既に説明されたように動作するが、以下のような
違いを有する。
すなわち、第３図の比較器５および６は常に動作し、
かつ比較器８は出力においてそれらの情報が入力信号の
半波に相応じて通過することを可能にする機能を有す
る。第６図および第７図においては、比較器５および６
は、その代わりに比較器８により能動化された場合につ
いてのみ動作する。
かつ比較器８は出力においてそれらの情報が入力信号の
半波に相応じて通過することを可能にする機能を有す
る。第６図および第７図においては、比較器５および６
は、その代わりに比較器８により能動化された場合につ
いてのみ動作する。
詳細には、第６図の回路の動作は以下のとおりであ
る。
る。
正の半波の間、比較器８（Q3、Q4）がQ3上で不均衡状
態にあり、したがってQ4は導通せずかつそのコレクタ電
流は０である。出力VOUTが設定された歪みを超えない限
りＶ−はVREFより高く、かつ差動回路Q9、Q10はQ9上で
不均衡状態になり、したがって導通する。
態にあり、したがってQ4は導通せずかつそのコレクタ電
流は０である。出力VOUTが設定された歪みを超えない限
りＶ−はVREFより高く、かつ差動回路Q9、Q10はQ9上で
不均衡状態になり、したがって導通する。
結果としてQ11およびQ12はオンであり（ゼロ電流で飽
和する）、かつQ13はオフである。この半波の間、トラ
ンジスタQ7、Q8はQ3によりオンに保たれ、したがってQ
14はオフであり、かつ同様にQ15もオフである。したが
って出力V0は高い。
和する）、かつQ13はオフである。この半波の間、トラ
ンジスタQ7、Q8はQ3によりオンに保たれ、したがってQ
14はオフであり、かつ同様にQ15もオフである。したが
って出力V0は高い。
代わりに、出力信号VOUTが設定された歪みより少し高
くなると、正の半波の間、Ｖ−がVREFより小さくなり、
したがって差分Q9、Q10がQ10上で不均衡状態になり、Q
10はソース20からの電流がそこを通る。結果として、Q
11はオフであり、かつそのコレクタ電流は０であり、か
つ同様にQ12の電流も０である。これは前記２つのトラ
ンジスタの間のミラー接続によるものである。したがっ
てQ10のコレクタ電位は高くなり、Q13およびQ14をオン
にスイッチし、したがって出力V0を低い状態にもたら
す。
くなると、正の半波の間、Ｖ−がVREFより小さくなり、
したがって差分Q9、Q10がQ10上で不均衡状態になり、Q
10はソース20からの電流がそこを通る。結果として、Q
11はオフであり、かつそのコレクタ電流は０であり、か
つ同様にQ12の電流も０である。これは前記２つのトラ
ンジスタの間のミラー接続によるものである。したがっ
てQ10のコレクタ電位は高くなり、Q13およびQ14をオン
にスイッチし、したがって出力V0を低い状態にもたら
す。
負の半波の間にも動作は類似しており、比較器８が比
較器５を不能化し、かつ比較器６がトランジスタQ14を
駆動し、かつしたがって予め設定された値の歪みが存在
するかしないかに依存して、Q10はオンまたはオフとな
る。
較器５を不能化し、かつ比較器６がトランジスタQ14を
駆動し、かつしたがって予め設定された値の歪みが存在
するかしないかに依存して、Q10はオンまたはオフとな
る。
第７図の回路は、第６図に関して記載されたものと同
様の動作をするが、第６図の回路が、−VCCと両立しな
いという違いがある。したがって、第６図の回路は、比
較器の入力が−VCCに接続されると、回路は正確に動作
しない。一方、第７図の回路は−VCCと両立し、かつし
たがって入力は−VCCにある状態においてさえ動作す
る。第７図の回路はしたがってより機能的であるが、よ
り複雑である。
様の動作をするが、第６図の回路が、−VCCと両立しな
いという違いがある。したがって、第６図の回路は、比
較器の入力が−VCCに接続されると、回路は正確に動作
しない。一方、第７図の回路は−VCCと両立し、かつし
たがって入力は−VCCにある状態においてさえ動作す
る。第７図の回路はしたがってより機能的であるが、よ
り複雑である。
［発明の効果］ 以上の説明からわかるように、この発明は提案された
意図および目的を十分に達成するものである。実際提案
された検知回路は入力と出力との間の不均衡の検知によ
り、電流電圧VCC、（オーディオ装置の動作範囲におけ
る）動作周波数および出力信号の最大振れに依存しない
情報をその出力において提供する。
意図および目的を十分に達成するものである。実際提案
された検知回路は入力と出力との間の不均衡の検知によ
り、電流電圧VCC、（オーディオ装置の動作範囲におけ
る）動作周波数および出力信号の最大振れに依存しない
情報をその出力において提供する。
この回路は出力信号を積分することなく、要求された
歪み情報を直ちに提供する。さらに特定の態様で出力段
が提供される必要はなく、異なる構造を有する出力段に
適用され得る。
歪み情報を直ちに提供する。さらに特定の態様で出力段
が提供される必要はなく、異なる構造を有する出力段に
適用され得る。
分圧器R3、R4の存在は、回路がそこで調整するべき歪
みのパーセンテージを予め設定することを可能にし、前
記パーセンテージは抵抗器の値の適切な選択による要件
に従い調整され得る。この点に関しては、この発明に従
う回路がディスクリートな態様で実行されるならば、抵
抗器R4は実際に可変のエレメント（ポテンショメータ）
により製作されることが可能である。一方、回路が集積
化されると、回路の実際の実行に先立って、要件に従い
適切に選択された、前記抵抗器の値は実質上固定され
る。
みのパーセンテージを予め設定することを可能にし、前
記パーセンテージは抵抗器の値の適切な選択による要件
に従い調整され得る。この点に関しては、この発明に従
う回路がディスクリートな態様で実行されるならば、抵
抗器R4は実際に可変のエレメント（ポテンショメータ）
により製作されることが可能である。一方、回路が集積
化されると、回路の実際の実行に先立って、要件に従い
適切に選択された、前記抵抗器の値は実質上固定され
る。
各々が異なる半波に対して動作する比較器の動作によ
り、２つの半波に関する別個の歪み検知が可能になる。
したがって良好な検知精度が出力段の出力信号の非対称
の歪みが生じたときにさえ得られる。
り、２つの半波に関する別個の歪み検知が可能になる。
したがって良好な検知精度が出力段の出力信号の非対称
の歪みが生じたときにさえ得られる。
この発明はさらに回路的に簡単であり、かつ容易に集
積化されることが可能で、したがってその製造コストは
意図されている応用と両立する。
積化されることが可能で、したがってその製造コストは
意図されている応用と両立する。
このように着想された発明は、そのすべてが発明の概
念の範囲内にある種々の修正および変更を受けることが
可能である。
念の範囲内にある種々の修正および変更を受けることが
可能である。
すべての詳細は、その上他の技術的に均等なものと置
き換えられ得る。
き換えられ得る。
第１図は、オーディオの適用例のための既知の最終段の
一般的な回路図である。 第２図は、既知の歪みセンサの一般的な回路図である。 第３図は、この発明に従う回路の可能な実施例のブロッ
ク図である。 第4a図−第4g図は、クリッピングが存在する第３図の回
路から得られる適切な信号のいくつかの波形を示す図で
ある。 第５図は、入力信号と、可聴周波増幅器の帰還回路網に
より入力へ帰される出力信号と、設定された歪みと等し
い値のクリッピングが存在する場合、第３図の回路に対
する入力信号に相関する基準信号とを示す。 第６図は、第３図のブロック図の２つの異なる実際的な
実施例のうちの第１の実施例に関連する図である。 図７図は、第３図のブロック図の２つの異なる実際的な
実施例のうちの第２の実施例に関連する図である。 ［符号の簡単な説明］ 図において、１は可聴周波増幅器、２はラウドスピー
カ、３は増幅器、5,6および８は比較器、10および11はA
NDゲート、12はインバータ、13はNORゲートである。
一般的な回路図である。 第２図は、既知の歪みセンサの一般的な回路図である。 第３図は、この発明に従う回路の可能な実施例のブロッ
ク図である。 第4a図−第4g図は、クリッピングが存在する第３図の回
路から得られる適切な信号のいくつかの波形を示す図で
ある。 第５図は、入力信号と、可聴周波増幅器の帰還回路網に
より入力へ帰される出力信号と、設定された歪みと等し
い値のクリッピングが存在する場合、第３図の回路に対
する入力信号に相関する基準信号とを示す。 第６図は、第３図のブロック図の２つの異なる実際的な
実施例のうちの第１の実施例に関連する図である。 図７図は、第３図のブロック図の２つの異なる実際的な
実施例のうちの第２の実施例に関連する図である。 ［符号の簡単な説明］ 図において、１は可聴周波増幅器、２はラウドスピー
カ、３は増幅器、5,6および８は比較器、10および11はA
NDゲート、12はインバータ、13はNORゲートである。
フロントページの続き (72)発明者 ファビリツィオ・ステファニ イタリア共和国、（プロビンス・オブ・ ベレーゼ）、21010 カルダノ・アル・ カンポ、ビア・アッペニーニ、16 (72)発明者 ダニエラ・ネブロニ イタリア共和国、（プロビンス・オブ・ ミラノ）、20010 バレッジオ、ビア・ クリスピ、21 (56)参考文献 特開 昭54−87156（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−147764（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−38008（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−17504（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−54802（ＪＰ，Ａ) 米国特許4006428（ＵＳ，Ａ) 米国特許4048573（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/32 ＰＣＩ（ＤＩＡＬＯＧ) ＷＰＩ（ＤＩＡＬＯＧ)
Claims (6)
- 【請求項１】増幅器段（３）の出力歪みを検知するため
の回路であって、 前記増幅器段（３）は、増幅されるべき電圧信号
（VIN）を受ける第１の入力と、帰還回路網（R1,R2）に
接続される第２の入力と、増幅された出力信号（VOUT）
を生成する出力とを有し、 前記第１の入力と基準電圧線との間に配置された分圧器
（R3,R4）を備え、 前記分圧器（R3,R4）は、前記電圧信号（VIN）と相関す
る第１の信号（VREF）を生成する中間端子を有し、 比較器手段をさらに備え、 前記比較器手段は、 前記電圧信号（VIN）に応じて変化する活性化信号
（V1）を生成するように設けられた第１の比較器（８）
と、 前記活性化信号（V1）により活性化され、歪み信号を生
成するように設けられた第２の比較器（５）とを含み、 前記第２の比較器（５）は、前記第１の信号（VREF）
と、前記出力信号（VOUT）に相関した第２の信号（Ｖ
−）とを入力に受けて、前記第２の信号（Ｖ−）が前記
第１の信号（VREF）を絶対値において超えたときに前記
歪み信号を生成することを特徴とする、回路。 - 【請求項２】前記分圧器（R3、R4）が少なくとも１つの
可変抵抗器（R4）を含むことを特徴とする、請求項１に
記載の回路。 - 【請求項３】前記第１の比較器（８）は、その入力が前
記増幅段（３）の第１の入力および前記基準電圧線とに
接続され、 前記第２の信号（Ｖ−）は前記増幅段（３）の帰還回路
網（R1,R2）の電圧レベルに対応することを特徴とす
る、請求項２に記載の回路。 - 【請求項４】前記第２の比較器（５）は、その非反転入
力が前記中間端子と結合し、その反転端子が前記帰還回
路網とに接続され、かつ、前記第１の比較器（８）は、
前記電圧信号（VIN）の正の半波の間に前記第２の比較
器（５）を能動化することを特徴とする、請求項３に記
載の回路。 - 【請求項５】前記比較器手段は、さらに、その反転入力
が前記中間端子と結合し、かつ、その非反転入力が前記
帰還回路網とに接続された第３の比較器（６）を含み、 前記第３の比較器（６）は、前記電圧信号（VIN）の負
の半波の間に前記第１の比較器（８）により能動化され
ることを特徴とする、請求項４に記載の回路。 - 【請求項６】前記第１、第２および第３の比較器の各々
は、差動回路（Q3−Q6、Q9、Q10）を含み、 前記第２および第３の比較器（５、６）を規定する差動
回路（Q5、Q6、Q9、Q10）の各々が、前記第２および第
３の比較器を規定する差動回路により能動化されたそれ
ぞれのカレントミラー回路（Q7、Q8、Q11、Q12）に出力
において接続され、 前記カレントミラー回路（Q7、Q8、Q11、Q12）の各々
が、論理和回路（10、11、13）のそれぞれのトランジス
タ（Q13−Q15）を駆動することを特徴とする、請求項５
に記載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| IT22306A/89 | 1989-11-08 | ||
| IT02230689A IT1236681B (it) | 1989-11-08 | 1989-11-08 | Circuito di rilevazione della distorsione d'uscita, in particolare di stadi finali di dispositivi audio. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03172006A JPH03172006A (ja) | 1991-07-25 |
| JP3068642B2 true JP3068642B2 (ja) | 2000-07-24 |
Family
ID=11194454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2302289A Expired - Fee Related JP3068642B2 (ja) | 1989-11-08 | 1990-11-07 | 出力の歪みを検知するための回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0427135B1 (ja) |
| JP (1) | JP3068642B2 (ja) |
| KR (1) | KR100196089B1 (ja) |
| DE (1) | DE69028482T2 (ja) |
| IT (1) | IT1236681B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5469510A (en) * | 1993-06-28 | 1995-11-21 | Ford Motor Company | Arbitration adjustment for acoustic reproduction systems |
| US5442316A (en) * | 1994-06-30 | 1995-08-15 | Delco Electronics Corporation | Temperature compensated and supply independent clipping distortion indicator |
| US6286127B1 (en) * | 1998-02-06 | 2001-09-04 | Texas Instruments Incorporated | Control circuit having multiple functions set by a single programmable terminal |
| US6081140A (en) * | 1998-02-06 | 2000-06-27 | Texas Instruments, Inc. | Control circuit with both positive and negative sensing |
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| DE60030543D1 (de) * | 2000-06-13 | 2006-10-19 | St Microelectronics Srl | Schaltung zur Detektion der Verzerrung bei einem Verstärker, insbesondere bei einem Audioverstärker |
| US6639463B1 (en) * | 2000-08-24 | 2003-10-28 | Lucent Technologies Inc. | Adaptive power amplifier system and method |
| EP2056453A3 (en) * | 2007-10-03 | 2016-10-26 | Yamaha Corporation | Amplifier |
| WO2013098874A1 (ja) * | 2011-12-26 | 2013-07-04 | 三菱電機株式会社 | アナログフィードバック増幅器 |
| US8712066B1 (en) | 2013-03-14 | 2014-04-29 | Rockford Corporation | Audio signal clip detection |
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|---|---|---|---|---|
| US4006428A (en) * | 1976-01-08 | 1977-02-01 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | Amplifier circuit having integral means for detecting and preventing non-linear operation |
| US4048573A (en) * | 1976-10-15 | 1977-09-13 | Mcintosh Laboratory, Incorporated | Amplifier improvements for limiting clipping |
| NL7713501A (nl) * | 1977-12-07 | 1979-06-11 | Philips Nv | Versterker bevattende een eerste en een tweede versterkerelement. |
| JPS5738008A (en) * | 1980-08-19 | 1982-03-02 | Hitachi Ltd | Output amplifier |
| US4742312A (en) * | 1987-05-22 | 1988-05-03 | Delco Electronics Corporation | Power limiting audio amplifier temperature protection circuit |
-
1989
- 1989-11-08 IT IT02230689A patent/IT1236681B/it active IP Right Grant
-
1990
- 1990-11-01 US US07/607,949 patent/US5068620A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-02 DE DE69028482T patent/DE69028482T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-11-02 EP EP90121025A patent/EP0427135B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-11-07 JP JP2302289A patent/JP3068642B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1990-11-08 KR KR1019900018053A patent/KR100196089B1/ko not_active IP Right Cessation
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| IT8922306A0 (it) | 1989-11-08 |
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| IT8922306A1 (it) | 1991-05-08 |
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| EP0427135A2 (en) | 1991-05-15 |
| DE69028482T2 (de) | 1997-01-30 |
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