JP2014143537A - 負荷電流検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 シャント抵抗の両端の同相電圧の振れが大きくても、正確に電流量を測定する。
【解決手段】 第1オペアンプOp1は非反転入力端子が接地された反転増幅器10を構成しており、抵抗R2は抵抗R1の数分の1以下の抵抗値とされていることから増幅度が数分の1以下の反転増幅器として機能している。この第1オペアンプOp1から出力される数分の1以下とされた反転された電圧と電圧信号Vs1とが第2オペアンプOp2で構成される反転加算器11で加算されることにより、第2オペアンプOp2から電圧信号Vsを増幅した電圧が出力されるようになる。このように、差動増幅器に替えて反転増幅器と反転加算器とを用いてシャント抵抗Rsの両端の電圧差を増幅した電圧を得ていることから、第1オペアンプ、第2オペアンプの入力に大きな同相電圧が加わることはないため、測定される電流量にノイズが乗りにくく、また、第1オペアンプ、第2オペアンプのCMRR特性による出力誤差も生じにくいようになる。
【選択図】 図1
【解決手段】 第1オペアンプOp1は非反転入力端子が接地された反転増幅器10を構成しており、抵抗R2は抵抗R1の数分の1以下の抵抗値とされていることから増幅度が数分の1以下の反転増幅器として機能している。この第1オペアンプOp1から出力される数分の1以下とされた反転された電圧と電圧信号Vs1とが第2オペアンプOp2で構成される反転加算器11で加算されることにより、第2オペアンプOp2から電圧信号Vsを増幅した電圧が出力されるようになる。このように、差動増幅器に替えて反転増幅器と反転加算器とを用いてシャント抵抗Rsの両端の電圧差を増幅した電圧を得ていることから、第1オペアンプ、第2オペアンプの入力に大きな同相電圧が加わることはないため、測定される電流量にノイズが乗りにくく、また、第1オペアンプ、第2オペアンプのCMRR特性による出力誤差も生じにくいようになる。
【選択図】 図1
Description
この発明は、パワーアンプの負荷電流を検出して、スピーカやアンプを保護する保護回路のための負荷電流検出回路に関する。
従来のオーディオ用のパワーアンプ100の回路構成を示す回路ブロック図を図2に示す。
図2に示すパワーアンプ100において、入力端子INからの入力信号はDSP130に入力される。DSP130は、1ないし複数のDSP(Digital Signal Processor)を備えており、信号処理部130aにおいて入力されたディジタルの入力信号に信号処理を行っている。信号処理は、クロスオーバ処理、ディレイ処理、イコライザ処理、リミッタ処理、ハイパスフィルタ処理、音量制御処理などの信号処理とされ、信号処理後の入力信号をDAC131に出力している。DAC131はD/A変換器により構成されており、音響信号はアナログ信号に変換されてアンプ(AMP)132に出力されている。アンプ132は、電力増幅部であり、パルス幅変調器(PWM)132aにより、アナログの音響信号がPWM信号に変換される。このPWM132aは、入力信号と発生させた三角波とのレベルを比較器で比較することによりパルス幅変調する他励式PWM回路、あるいは、三角波発生器に入力信号を印加することにより三角波の傾きを変化させることでパルス幅変調する自励式PWM回路のいずれとしてもよい。なお、PWM信号のキャリア周波数は数百kHz(好適には200kHzないし500kHz)とされる。
図2に示すパワーアンプ100において、入力端子INからの入力信号はDSP130に入力される。DSP130は、1ないし複数のDSP(Digital Signal Processor)を備えており、信号処理部130aにおいて入力されたディジタルの入力信号に信号処理を行っている。信号処理は、クロスオーバ処理、ディレイ処理、イコライザ処理、リミッタ処理、ハイパスフィルタ処理、音量制御処理などの信号処理とされ、信号処理後の入力信号をDAC131に出力している。DAC131はD/A変換器により構成されており、音響信号はアナログ信号に変換されてアンプ(AMP)132に出力されている。アンプ132は、電力増幅部であり、パルス幅変調器(PWM)132aにより、アナログの音響信号がPWM信号に変換される。このPWM132aは、入力信号と発生させた三角波とのレベルを比較器で比較することによりパルス幅変調する他励式PWM回路、あるいは、三角波発生器に入力信号を印加することにより三角波の傾きを変化させることでパルス幅変調する自励式PWM回路のいずれとしてもよい。なお、PWM信号のキャリア周波数は数百kHz(好適には200kHzないし500kHz)とされる。
PWM132aから出力されるPWM信号によりスイッチングトランジスタS1とスイッチングトランジスタS2とが相補的に駆動される。スイッチングトランジスタS1,S2としては、例えばMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)が用いられる。スイッチングトランジスタS1により正側電源(+B)がスイッチングされ、スイッチングトランジスタS2により負側電源(−B)がスイッチングされる。また、正側電源(+B)とアース間には平滑コンデンサC101が並列接続されており、トランジスタS1を流れる電流は正側電源(+B)とコンデンサC101とから供給される。さらに、負側電源(−B)には平滑コンデンサC102が並列接続されており、トランジスタS2を流れる電流は負側電源(−B)とコンデンサC102とから供給される。スイッチングトランジスタS1とスイッチングトランジスタS2との接続点から出力される電力増幅されたPWM信号は、ディスクリート回路とされているLC形のLPF132bにより不要周波数成分が除去されて音響信号が抽出される。この音響信号により、電流センサ133を介して一端がアースされたスピーカ103が駆動され、スピーカ103から大音量の音響信号を放音することが可能とされる。
電流センサ133は、アンプ132から負荷とされるスピーカ103に流れる負荷電流を検出しており、電流センサ133からは負荷電流を示す電圧信号が出力され、アナログ−ディジタル変換器(ADC)140により負荷電流値を示すディジタル信号とされて制御部141に出力される。制御部141では、電流センサ133で検出された電流の大きさから過電流を検出し、過電流が検出された際にアンプ132の動作を停止させるように制御したり、信号処理部130aにおいて入力信号にリミッタ処理を施すことにより、アンプ132の出力電力を制限して、スピーカ103に過大な電力が供給されないように制御している。電流センサとしては、電流値を電磁気的に検出するカレントトランスやホール素子を用いた電流検出回路が一般的に用いられているが、カレントトランスやホール素子を用いた電流検出回路は、回路構成が複雑となりコストがかかることになる。これに替えて、負荷電流が流れる電流路に直列に小さな抵抗値のシャント抵抗を挿入して、シャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより電流値を検出する構成とするとコストダウンを図ることができる。
スピーカ103に流れる負荷電流を、負荷電流が流れる電流路に直列にシャント抵抗を挿入して、シャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより検出する電流センサ133の従来の回路例を図3に示す。
図3に示す電流センサ133では、アンプ132のアンプ出力のホット側に直列にシャント抵抗Rs10が挿入されており、アンプ132の出力電圧信号Viはシャント抵抗Rs10を介してスピーカ103のホット側に供給されている。シャント抵抗Rs10の両端間に生じる電圧信号Vs10は、スピーカ103に流れる負荷電流をILとすると、
Vs10=Rs10・IL (1)
と表される。電圧信号Vs10は、スピーカ103に流れる負荷電流ILを示す電圧信号である。また、シャント抵抗Rs10のアンプ側の端子の電圧信号をVs11とし、スピーカ103側の端子の電圧信号をVs12とすると、電圧信号Vs10は、シャント抵抗Rs10の両端の電圧差であるから、
Vs10=Vs11−Vs12 (2)
と表される。
図3に示す電流センサ133では、アンプ132のアンプ出力のホット側に直列にシャント抵抗Rs10が挿入されており、アンプ132の出力電圧信号Viはシャント抵抗Rs10を介してスピーカ103のホット側に供給されている。シャント抵抗Rs10の両端間に生じる電圧信号Vs10は、スピーカ103に流れる負荷電流をILとすると、
Vs10=Rs10・IL (1)
と表される。電圧信号Vs10は、スピーカ103に流れる負荷電流ILを示す電圧信号である。また、シャント抵抗Rs10のアンプ側の端子の電圧信号をVs11とし、スピーカ103側の端子の電圧信号をVs12とすると、電圧信号Vs10は、シャント抵抗Rs10の両端の電圧差であるから、
Vs10=Vs11−Vs12 (2)
と表される。
電圧信号Vs11は、抵抗R13と一端がアースされたポテンショメータRxとの直列回路で分圧されて、この分圧された電圧が第1オペアンプOp11の非反転入力端子(+)に入力されている。また、電圧信号Vs12は抵抗R11を介して第1オペアンプOp11の反転入力端子(−)に入力され、第1オペアンプOp11の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗R12が接続されている。ここで、抵抗R11と抵抗R13との値を等しくすると共に、抵抗R12とポテンショメータRxの値とを等しくすると、第1オペアンプOp11の出力電圧信号Vo133は、
Vo133=(Vs11−Vs12)・R12/R11 (3)
で表される。ポテンショメータRxを用いるのは、ポテンショメータRxを調整して、抵抗R11ないし抵抗R13の抵抗値の誤差を吸収するためである。上記(3)式と上記(2)式を組み合わせると、
Vo133=Vs10・R12/R11 (4)
となる。このように、第1オペアンプOp11は電圧信号Vs10を増幅する差動増幅器133aを構成している。この差動増幅器133aの増幅度は(4)式に示す通り(R12/R11)となる。
Vo133=(Vs11−Vs12)・R12/R11 (3)
で表される。ポテンショメータRxを用いるのは、ポテンショメータRxを調整して、抵抗R11ないし抵抗R13の抵抗値の誤差を吸収するためである。上記(3)式と上記(2)式を組み合わせると、
Vo133=Vs10・R12/R11 (4)
となる。このように、第1オペアンプOp11は電圧信号Vs10を増幅する差動増幅器133aを構成している。この差動増幅器133aの増幅度は(4)式に示す通り(R12/R11)となる。
そして、差動増幅器133aでは所望とするレベルの出力電圧が得られない場合は、図3に示すように差動増幅器133aの出力電圧信号Vo133を増幅する反転増幅器133bを設ける。反転増幅器133bは第2オペアンプOp12を備えており、差動増幅器133aの出力電圧信号Vo133は抵抗R14を介して第2オペアンプOp12の反転入力端子(−)に入力され、第2オペアンプOp12の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗R15が接続されている。また、第2オペアンプOp12の非反転入力端子(+)はアースされて、反転増幅器133bが構成されている。反転増幅器133bの出力電圧信号Vo134は、
Vo134=−Vo133・R15/R14 (5)
で表される。反転増幅器133bの出力電圧信号Vo134は、スピーカ103に流れる負荷電流ILを示す電圧信号であり、コンデンサC10を介してADC140に供給される。反転増幅器133bの増幅度は(5)式に示すように(R15/R14)となる。
Vo134=−Vo133・R15/R14 (5)
で表される。反転増幅器133bの出力電圧信号Vo134は、スピーカ103に流れる負荷電流ILを示す電圧信号であり、コンデンサC10を介してADC140に供給される。反転増幅器133bの増幅度は(5)式に示すように(R15/R14)となる。
ここで、シャント抵抗Rs10をスピーカ103のコールド側とアースとの間に直列に挿入することが考えられるが、シャント抵抗Rs10をスピーカ103のホット側に直列に挿入するのは、次の理由による。アンプ132はBTL可能なパワーアンプとされている。BTL接続する場合はアンプ132を2台用意して、第1のアンプと第2のアンプとする。入力信号は第1のアンプに入力されると共に、第2のアンプには位相反転されて入力される。そして、第1のアンプにおけるアンプ出力のホット側がスピーカのホット側に接続され、第2のアンプにおけるアンプ出力のホット側がスピーカのコールド側に接続される。これにより、スピーカに供給される出力電圧は実質的に2倍となり、出力電力は実質的に4倍となる。このようなBTL接続においては、スピーカの電流はアンプ出力のホット側のみに流れ、アンプ出力のコールド側(グラウンド)には流れないので、該コールド側で電圧測定しても負荷電流は検出できない。このため、BTL可能なパワーアンプでは、BTL接続された場合であっても負荷電流を検出できるように、シャント抵抗をアンプ出力のホット側に挿入し、その両端の電圧を測定して負荷電流を測定するようになっているのである。
このように、シャント抵抗Rs10をスピーカ103のホット側に挿入していることから、 シャント抵抗Rs10の両端の電圧は大きく振れることになる。例えば、スピーカ103が8Ωで、出力が1250Wの場合、アンプ132の出力電圧信号Viの振幅電圧は最大±141Vになる。このように、シャント抵抗Rs10の両端の電圧信号Vs11,Vs12が第1オペアンプOp11の動作可能範囲を超えて高くなることから、電圧信号Vs11は、抵抗R13とポテンショメータRxとの直列回路で分圧されて第1オペアンプOp11の非反転入力端子に印加され、電圧信号Vs12は、抵抗R11と抵抗R13との直列回路で分圧されて第1オペアンプOp11の反転入力端子に印加される。また、挿入するシャント抵抗Rs10の値は、数十ミリΩ〜数百ミリΩであり、出力電圧信号Viの振れ幅に比べて、シャント抵抗Rs10の両端の電圧差である電圧信号Vs10はかなり小さくなる。上記したように抵抗R11と抵抗R13との値は等しく、抵抗R12とポテンショメータRxとの値は等しいことから、電圧信号Vs11,Vs12の分圧比は等しくされる。この分圧比は、電圧信号Vs11,Vs12が第1オペアンプOp11の動作可能範囲になるように、例えば、1/20とされる。分圧比は、Rx/(R13+Rx)=R12/(R11+R12であることから、差動増幅器133aの増幅度は1/19(約−25.6dB)となり、差動増幅器133aは減衰器として作用する。この場合、電圧信号Vs10はかなり小さいことから、負荷電流検出の感度を十分に確保するためには、差動増幅器133aと反転増幅器133bとを総合した増幅度を十分確保する必要がある。そして、差動増幅器133aは減衰器として作用しているので、反転増幅器133bには大きな増幅度が求められるが、反転増幅器133bの後にさらに反転増幅器を縦続接続して全体の増幅度を確保するようにしてもよい。
図3に示す電流センサ133では、差動増幅器133aの増幅度を下げざるを得ず、また、電圧信号Vs11,Vs12における同相電圧は、電圧信号Vs10よりかなり大きいことから、測定される電流量にノイズが乗りやすく、また、第1オペアンプOp11のCMRR特性(コモンモード除去比)による出力誤差が生じやすくなってしまうという問題点があった。
図3に示す電流センサ133では、差動増幅器133aの増幅度を下げざるを得ず、また、電圧信号Vs11,Vs12における同相電圧は、電圧信号Vs10よりかなり大きいことから、測定される電流量にノイズが乗りやすく、また、第1オペアンプOp11のCMRR特性(コモンモード除去比)による出力誤差が生じやすくなってしまうという問題点があった。
そこで、本発明は、シャント抵抗の両端の同相電圧の振れが大きくても、正確に電流量を測定できる負荷電流検出回路を提供することを目的としている。
上記目的を達成するために、本発明の負荷電流検出回路は、負荷電流路に直列に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより、負荷電流を検出する負荷電流検出回路であって、前記シャント抵抗の一端の第1電圧信号が入力される減衰器として機能している反転増幅器と、前記シャント抵抗の他端の第2電圧信号と前記反転増幅器から出力される出力電圧信号とを加算して、前記第1電圧信号と前記第2電圧信号との差の電圧信号を出力する反転加算器とを備え、前記第1電圧信号に対する前記反転増幅器と前記反転加算器との増幅度の和が、前記第2電圧信号に対する前記反転加算器の増幅度とほぼ等しくされていることを最も主要な特徴としている。なお、ここでの「増幅度の和」は、増幅度の単位として用いられるデシベルスケールにおける「和」であり、リニアスケールの「乗算」に相当する。
本発明によれば、シャント抵抗の一端の第1電圧信号は反転増幅器に入力され、反転増幅器は減衰器として機能している。そして、シャント抵抗の他端の第2電圧信号と反転増幅器から出力される出力電圧信号とを加算する反転加算器から、第1電圧信号と第2電圧信号との差の電圧信号を出力している。このように、差動増幅器に替えて反転増幅器と反転加算器とを用いてシャント抵抗の両端の電圧差の電圧信号を得ており、反転増幅器は減衰器として機能していることから、反転増幅器および反転加算器の入力に大きな同相電圧が加わることがないため、測定される電流検出値にノイズが乗りにくく、また、反転増幅器および反転加算器がオペアンプで構成されていてもCMRR特性による出力誤差も生じにくいようになる。
本発明の実施例の負荷電流検出回路1の回路構成を示す回路図を図1に示すが、本発明の実施例の負荷電流検出回路1は、図2に示すパワーアンプ100における電流センサ133として用いることができる。本発明の負荷電流検出回路1では、第1オペアンプOp1、第2オペアンプOp2、第3オペアンプOp3が用いられているが、これらのオペアンプは一般的なオペアンプとされている。1
図1に示す負荷電流検出回路1は、一端がアースされたスピーカ(SP)2のホット側に直列に挿入されたシャント抵抗Rsを備え、パワーアンプ100からの出力電圧信号Viはシャント抵抗Rsを介してスピーカ2のホット側に供給されている。シャント抵抗Rsの両端間に生じる電圧信号Vsは、スピーカ2に流れる負荷電流をILとすると、
Vs=Rs・IL (6)
と表される。電圧信号Vsは、スピーカ2に流れる負荷電流ILを示す電圧信号である。また、シャント抵抗Rsのアンプ側の端子の電圧信号をVs1とし、スピーカ2側の端子の電圧信号をVs2とすると、電圧信号Vsは、シャント抵抗Rsの両端の電圧差であるから、
Vs=Vs1−Vs2 (7)
と表される。
図1に示す負荷電流検出回路1は、一端がアースされたスピーカ(SP)2のホット側に直列に挿入されたシャント抵抗Rsを備え、パワーアンプ100からの出力電圧信号Viはシャント抵抗Rsを介してスピーカ2のホット側に供給されている。シャント抵抗Rsの両端間に生じる電圧信号Vsは、スピーカ2に流れる負荷電流をILとすると、
Vs=Rs・IL (6)
と表される。電圧信号Vsは、スピーカ2に流れる負荷電流ILを示す電圧信号である。また、シャント抵抗Rsのアンプ側の端子の電圧信号をVs1とし、スピーカ2側の端子の電圧信号をVs2とすると、電圧信号Vsは、シャント抵抗Rsの両端の電圧差であるから、
Vs=Vs1−Vs2 (7)
と表される。
電圧信号Vs2は抵抗R1を介して第1オペアンプOp1の反転入力端子(−)に入力され、第1オペアンプOp1の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗R2が接続されている。また、第1オペアンプOp1の非反転入力端子(+)は接地されて、第1オペアンプOp1により反転増幅器10が構成されている。この反転増幅器10の増幅度は(R2/R1)となり、その出力電圧信号Vo10は、
Vo10=−Vs2・R2/R1 (8)
と表される。ここで、抵抗R2の抵抗値は抵抗R1の抵抗値の数分の1以下とされており、反転増幅器10の出力電圧信号Vo10は、電圧信号Vs2の数分の1以下となると共に、第1オペアンプOp11の電源電圧以内(絶対値が該電源電圧以下)とされる。例えば、抵抗R2を約6.8kΩ、抵抗R1を約100kΩとすると、出力電圧信号Vo10は、約−0.068Vs2と、約15分の1になる。この場合、パワーアンプ100の出力電圧信号Viの振幅電圧が上記したように±141Vになっても、出力電圧信号Vo10は約±9.6Vとなり、一般的なオペアンプの電源電圧(±10V〜±20V)以内となる。
Vo10=−Vs2・R2/R1 (8)
と表される。ここで、抵抗R2の抵抗値は抵抗R1の抵抗値の数分の1以下とされており、反転増幅器10の出力電圧信号Vo10は、電圧信号Vs2の数分の1以下となると共に、第1オペアンプOp11の電源電圧以内(絶対値が該電源電圧以下)とされる。例えば、抵抗R2を約6.8kΩ、抵抗R1を約100kΩとすると、出力電圧信号Vo10は、約−0.068Vs2と、約15分の1になる。この場合、パワーアンプ100の出力電圧信号Viの振幅電圧が上記したように±141Vになっても、出力電圧信号Vo10は約±9.6Vとなり、一般的なオペアンプの電源電圧(±10V〜±20V)以内となる。
反転増幅器10の出力電圧信号Vo10は、抵抗R4を介して第2オペアンプOp2の反転入力端子(−)に入力され、第2オペアンプOp2の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗R5が接続されている。また、電圧信号Vs1が抵抗R3を介して第2オペアンプOp2の反転入力端子に入力されており、第2オペアンプOp2の反転入力端子には、電圧信号Vs1と出力電圧信号Vo10とが加算されて入力されるようになる。さらに、第2オペアンプOp2の非反転入力端子(+)は接地されて、第2オペアンプOp2により反転加算器11が構成されている。この反転加算器11の出力電圧信号Vo11は、
Vo11=Vo10・R5/R4+Vs1・R5/R3 (9)
と表される。(9)式に(8)式を代入すると、反転加算器11の出力電圧信号Vo11は、
Vo11=(−Vs2・R2/R1)・R5/R4+Vs1・R5/R3
=−Vs2・R2・R5/R1・R4+Vs1・R5/R3 (10)
と表される。ここで、抵抗R4の抵抗値を抵抗R2の抵抗値と等しくすると共に、抵抗R3の抵抗値を抵抗R1の抵抗値と等しくする。すると、上記(10)式は次のように表される。
Vo11=−Vs2・R2・R5/R1・R4+Vs1・R5/R3
=−Vs2・R5/R1+Vs1・R5/R1
=(Vs1−Vs2)・R5/R1=Vs・R5/R1 (11)
(11)式のように、反転加算器11の出力電圧信号Vo11は、シャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsを、増幅度(R5/R1)で増幅した電圧となる。例えば、抵抗R5を330kΩとし、抵抗R1を約100kΩとすると、出力電圧信号Vo11は、約3.3Vsと増幅された電圧となる。
Vo11=Vo10・R5/R4+Vs1・R5/R3 (9)
と表される。(9)式に(8)式を代入すると、反転加算器11の出力電圧信号Vo11は、
Vo11=(−Vs2・R2/R1)・R5/R4+Vs1・R5/R3
=−Vs2・R2・R5/R1・R4+Vs1・R5/R3 (10)
と表される。ここで、抵抗R4の抵抗値を抵抗R2の抵抗値と等しくすると共に、抵抗R3の抵抗値を抵抗R1の抵抗値と等しくする。すると、上記(10)式は次のように表される。
Vo11=−Vs2・R2・R5/R1・R4+Vs1・R5/R3
=−Vs2・R5/R1+Vs1・R5/R1
=(Vs1−Vs2)・R5/R1=Vs・R5/R1 (11)
(11)式のように、反転加算器11の出力電圧信号Vo11は、シャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsを、増幅度(R5/R1)で増幅した電圧となる。例えば、抵抗R5を330kΩとし、抵抗R1を約100kΩとすると、出力電圧信号Vo11は、約3.3Vsと増幅された電圧となる。
本発明の実施例の負荷電流検出回路1は、反転増幅器10と反転加算器11とを組み合わせることにより、等価的に差動増幅器を構成して、シャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsを検出している。そして、第1オペアンプOp1と第2オペアンプOp2との非反転入力端子が接地されており、反転入力端子と非反転入力端子とに同相入力が印加されないことから、反転増幅器10から出力される電圧信号に誤差となる同相成分が混入され難くなる。すなわち、反転増幅器10と反転加算器11とからなる等価的な差動増幅器は、CMRRの影響を受けることはないのである。
また、反転増幅器10では、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値の、パワーアンプの電源電圧に対する、オペアンプの電源電圧の比(電源電圧比)以下とされて、実質的に減衰器として機能している。これは、パワーアンプからの出力電圧信号Viが百数十ボルトになることがあり、このように高い出力電圧信号Viが反転増幅器10の第1オペアンプOp1に入力された際に、第1オペアンプOp1の出力電圧が最大出力電圧でリミットされないようにするためである。
このように、本発明の実施例の負荷電流検出回路1では、電圧信号Vs2を上記電源電圧比以下とすると共に極性を反転させる反転増幅器10と、反転加算器11とを組合せ、抵抗R4の抵抗値を抵抗R2の抵抗値と等しくすると共に、抵抗R3の抵抗値を抵抗R1の抵抗値と等しくすることにより、反転加算器11からシャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsが出力される構成を特徴としている。そして、本発明の実施例の負荷電流検出回路1では、シャント抵抗Rsの両端の同相電圧の振れが大きくても、シャント抵抗Rsが挿入された電流路の負荷電流の電流量を正確に測定することができるようになる。
また、反転増幅器10では、抵抗R2の抵抗値が抵抗R1の抵抗値の、パワーアンプの電源電圧に対する、オペアンプの電源電圧の比(電源電圧比)以下とされて、実質的に減衰器として機能している。これは、パワーアンプからの出力電圧信号Viが百数十ボルトになることがあり、このように高い出力電圧信号Viが反転増幅器10の第1オペアンプOp1に入力された際に、第1オペアンプOp1の出力電圧が最大出力電圧でリミットされないようにするためである。
このように、本発明の実施例の負荷電流検出回路1では、電圧信号Vs2を上記電源電圧比以下とすると共に極性を反転させる反転増幅器10と、反転加算器11とを組合せ、抵抗R4の抵抗値を抵抗R2の抵抗値と等しくすると共に、抵抗R3の抵抗値を抵抗R1の抵抗値と等しくすることにより、反転加算器11からシャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsが出力される構成を特徴としている。そして、本発明の実施例の負荷電流検出回路1では、シャント抵抗Rsの両端の同相電圧の振れが大きくても、シャント抵抗Rsが挿入された電流路の負荷電流の電流量を正確に測定することができるようになる。
なお、負荷電流検出回路1において、反転加算器11から得られる出力電圧信号Vo11が所望とするレベルに達しない場合は、反転加算器11の出力電圧信号Vo11を増幅する第2の反転増幅器12を、反転加算器11に縦続して設ける。第2の反転増幅器12では、反転加算器11の出力電圧信号Vo11が抵抗R6を介して第3オペアンプOp3の反転入力端子(−)に入力され、第3オペアンプOp3の反転入力端子と出力端子間には負帰還用の抵抗R7が接続されている。また、第3オペアンプOp3の非反転入力端子(+)は接地されて、第3オペアンプOp3により反転増幅器12が構成されている。この第2の反転増幅器12の増幅度は(R7/R6)となり、その出力電圧信号Vo12は、
Vo12=−Vo11・R7/R6=−(Vs・R5/R1)・R7/R6
=−Vs・(R5・R7/R1・R6) (12)
と表される。ここで、抵抗R6を1kΩ、抵抗R7を8.2kΩとし、抵抗R1ないし抵抗R5を上記の通りの抵抗値とすると、第2の反転増幅器12の出力電圧信号Vo112は、約−27Vsに増幅された電圧となる。この出力電圧信号Vo12は、スピーカ2に流れる負荷電流ILを示す電圧信号であり、直流成分をカットするコンデンサC1を介してA−D変換器(ADC)に入力されてディジタル信号に変換される。
上記したように、本発明の実施例の負荷電流検出回路1においては、出力電圧信号Viの振れ幅に比べて、シャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsがかなり小さくても、同相電圧が出力に混入する誤差を排除することができることから、正確に負荷電流量を測定することができるようになる。
Vo12=−Vo11・R7/R6=−(Vs・R5/R1)・R7/R6
=−Vs・(R5・R7/R1・R6) (12)
と表される。ここで、抵抗R6を1kΩ、抵抗R7を8.2kΩとし、抵抗R1ないし抵抗R5を上記の通りの抵抗値とすると、第2の反転増幅器12の出力電圧信号Vo112は、約−27Vsに増幅された電圧となる。この出力電圧信号Vo12は、スピーカ2に流れる負荷電流ILを示す電圧信号であり、直流成分をカットするコンデンサC1を介してA−D変換器(ADC)に入力されてディジタル信号に変換される。
上記したように、本発明の実施例の負荷電流検出回路1においては、出力電圧信号Viの振れ幅に比べて、シャント抵抗Rsの両端の電圧差である電圧信号Vsがかなり小さくても、同相電圧が出力に混入する誤差を排除することができることから、正確に負荷電流量を測定することができるようになる。
上記の説明では、オーディオパワーアンプの負荷電流を検出する負荷電流検出回路としたが、これに限ることはなく、他の電力を扱う回路にも適用できる。例えば、電磁モーターを駆動する回路や、電源のインバータ回路や、発光素子を駆動する回路などに適用することができる。
なお、本発明にかかる負荷電流検出回路において、もし、ゲイン調整用のポテンショメータを入れるとすれば、図1に示す抵抗R2に置き換えて入れるのが良い。そして、そのポテンショメータの調整は、Vs1とVs2に同じ電圧を印加したときに、反転加算器11の出力がゼロとなるように調整すればよい。
本発明は、最大出力電圧が一般的なオペアンプの電源電圧(±10V〜±20V)を超えるパワーアンプに広く適用できる。例えば、20〜160の多数のスピーカを負荷とする数百ワット以上の出力のパワーアンプに適用できる。また、ハイインピーダンス接続用の数百Ω〜数kΩのスピーカを負荷とする10ワット以上のパワーアンプに適用できる。その場合、そのパワーアンプの出力が最大電圧ないし最小電圧になった場合でも、該反転増幅器の出力が、オペアンプの最大出力電圧の範囲を超えてクリップしてしまわないように、負荷電流検出回路の反転増幅器の増幅率(R2/R1)を、パワーアンプの最大出力電圧に応じて決定する必要がある。各アンプの最大出力電圧はその出力段の電源電圧で決まるので、ここでは、該増幅率(R2/R1)が、上述した電源電圧比以下になるよう設計すればよい。より具体的に言うと、パワーアンプの電源電圧を±Vpa、オペアンプの電源電圧±Vopとすると、R2/R1≦Vop/Vpaの条件を満たすよう、抵抗R2およびR1の抵抗値を適宜決定すればよい。
なお、本発明にかかる負荷電流検出回路において、もし、ゲイン調整用のポテンショメータを入れるとすれば、図1に示す抵抗R2に置き換えて入れるのが良い。そして、そのポテンショメータの調整は、Vs1とVs2に同じ電圧を印加したときに、反転加算器11の出力がゼロとなるように調整すればよい。
本発明は、最大出力電圧が一般的なオペアンプの電源電圧(±10V〜±20V)を超えるパワーアンプに広く適用できる。例えば、20〜160の多数のスピーカを負荷とする数百ワット以上の出力のパワーアンプに適用できる。また、ハイインピーダンス接続用の数百Ω〜数kΩのスピーカを負荷とする10ワット以上のパワーアンプに適用できる。その場合、そのパワーアンプの出力が最大電圧ないし最小電圧になった場合でも、該反転増幅器の出力が、オペアンプの最大出力電圧の範囲を超えてクリップしてしまわないように、負荷電流検出回路の反転増幅器の増幅率(R2/R1)を、パワーアンプの最大出力電圧に応じて決定する必要がある。各アンプの最大出力電圧はその出力段の電源電圧で決まるので、ここでは、該増幅率(R2/R1)が、上述した電源電圧比以下になるよう設計すればよい。より具体的に言うと、パワーアンプの電源電圧を±Vpa、オペアンプの電源電圧±Vopとすると、R2/R1≦Vop/Vpaの条件を満たすよう、抵抗R2およびR1の抵抗値を適宜決定すればよい。
1 負荷電流検出回路、2 スピーカ、10 反転増幅器、11 反転加算器、12 反転増幅器、100 パワーアンプ、103 スピーカ、130a 信号処理部、131 DAC、132 アンプ、132a PWM、132b LPF、133 電流センサ、133a 差動増幅器、133b 反転増幅器、141 制御部、Op1 第1オペアンプ、Op2 第2オペアンプ、Op3 第3オペアンプ、Op11 オペアンプ、Op12 オペアンプ、Rs シャント抵抗、Rs10 シャント抵抗、Rx ポテンショメータ
Claims (5)
- 負荷電流路に直列に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより、負荷電流を検出する負荷電流検出回路であって、
前記シャント抵抗の一端の第1電圧信号が入力される減衰器として機能している反転増幅器と、
前記シャント抵抗の他端の第2電圧信号と前記反転増幅器から出力される出力電圧信号とを加算して、前記第1電圧信号と前記第2電圧信号との差の電圧信号を出力する反転加算器とを備え、
前記第1電圧信号に対する前記反転増幅器と前記反転加算器との増幅度の和が、前記第2電圧信号に対する前記反転加算器の増幅度とほぼ等しくされていることを特徴とする負荷電流検出回路。 - 前記第1電圧信号および前記第2電圧信号の電圧は、前記反転増幅器および前記反転加算器が出力可能な電圧範囲を超えた範囲で変動可能な電圧であって、
前記反転増幅器の増幅度が、該反転増幅器に入力される前記第1電圧信号の電圧が最大値ないし最小値となっても、該反転増幅器の出力が前記電圧範囲を超えてクリップしないよう、前記第1電圧信号の電圧を減衰させる値とされていることを特徴とする請求項1に記載の負荷電流検出回路。 - 負荷電流路に直列に挿入されたシャント抵抗の両端の電圧差を検出することにより、負荷電流を検出する負荷電流検出回路であって、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子に前記シャント抵抗の一端が第1抵抗を介して接続され、該反転入力端子と出力端子との間に第2抵抗が接続されて反転増幅器を構成している第1オペアンプと、
非反転入力端子が接地され、反転入力端子に前記シャント抵抗の他端が第3抵抗を介して接続されていると共に前記第1オペアンプの出力端子が第4抵抗を介して接続され、該反転入力端子と出力端子との間に第5抵抗が接続されて反転加算器を構成している第2オペアンプとを備え、
前記第1抵抗と前記第3抵抗は、ともに第1の抵抗値を、また、前記第2の抵抗と前記第4の抵抗は、ともに第2の抵抗値をそれぞれ有しており、
前記第1のオペアンプが出力可能な電圧範囲は、前記シャント抵抗の両端の電圧の変動可能範囲よりも狭くされ、前記第1の抵抗値に対する前記第2の抵抗値の比は、前記反転増幅器を、該シャント抵抗の一端の電圧を前記電圧範囲内に入るよう減衰させる減衰器として動作させる値とされていることを特徴とする負荷電流検出回路。 - 前記シャント抵抗は、オーディオパワーアンプの出力段とスピーカとの間に直列に挿入されていることを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載の負荷電流検出回路。
- 前記シャント抵抗は、負荷の接地されていない側に直列に挿入されていることを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載の負荷電流検出回路。
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- 2013-01-23 JP JP2013010282A patent/JP2014143537A/ja active Pending
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