JP2658379B2 - 伝搬路特性測定装置 - Google Patents
伝搬路特性測定装置Info
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- JP2658379B2 JP2658379B2 JP1102243A JP10224389A JP2658379B2 JP 2658379 B2 JP2658379 B2 JP 2658379B2 JP 1102243 A JP1102243 A JP 1102243A JP 10224389 A JP10224389 A JP 10224389A JP 2658379 B2 JP2658379 B2 JP 2658379B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無線回線の遅延分散特性の測定手段に利用
する。特に、最適フィルタを用いて送受信機の遅延分散
特性を除くマルチパスフェージング伝搬路固有の遅延分
散特性を測定する回路に関する。
する。特に、最適フィルタを用いて送受信機の遅延分散
特性を除くマルチパスフェージング伝搬路固有の遅延分
散特性を測定する回路に関する。
〔概要〕 本発明は、マルチパス伝搬路の分散特性を測定する手
段において、 受信側の判定データを送信側と等しい帯域制限の位相
変調した信号を最適フィルタを通し、この最適フィルタ
をこの入力と入力パスバンド信号との誤差を最小にする
ように動作させることにより、 処理時間の短い数値計算で測定値を決定することがで
きるようにしたものである。
段において、 受信側の判定データを送信側と等しい帯域制限の位相
変調した信号を最適フィルタを通し、この最適フィルタ
をこの入力と入力パスバンド信号との誤差を最小にする
ように動作させることにより、 処理時間の短い数値計算で測定値を決定することがで
きるようにしたものである。
マルチパスフェージング伝搬路を有するディジタル無
線通信の回線には、伝搬路固有のインパルス応答または
その絶対値の２乗である遅延電力などの分散特性が必要
になる。
線通信の回線には、伝搬路固有のインパルス応答または
その絶対値の２乗である遅延電力などの分散特性が必要
になる。
従来、マルチパスフェージング回線では、インパルス
応答の分散によりひずみを取除く目的で回線のインパル
ス応答を推定し、それを等化する最適フィルタが用いら
れている。この場合に最適フィルタは送受信機および伝
搬路を含めた系全体のインパルス応答を推定するので、
この推定値に基づき伝搬路固有のインパルス応答を求め
るにはたたみ込み積分の逆算が必要になり、演算が困難
になる。
応答の分散によりひずみを取除く目的で回線のインパル
ス応答を推定し、それを等化する最適フィルタが用いら
れている。この場合に最適フィルタは送受信機および伝
搬路を含めた系全体のインパルス応答を推定するので、
この推定値に基づき伝搬路固有のインパルス応答を求め
るにはたたみ込み積分の逆算が必要になり、演算が困難
になる。
従来例では、第３図に示すように、送信データａ
（ｔ）は低域通過ろ波器１′で帯域制限を受け、位相変
調器２′で位相変調され、送信機３′で無線周波数に変
換され、さらに増幅され、送信アンテナ４′から送信さ
れる。マルチパスフェージング伝搬路を通過してきた信
号を受信アンテナ５′で受信し、受信機６′で中間周波
数のパスバンド信号に変換され、帯域通過ろ波器８′で
帯域外雑音が取り除かれた後に最適フィルタ10′に入力
される。最適フィルタ10′は回線全体のインパルス応答
ｈ（ｔ）を推定し、このインパルス応答ｈ（ｔ）の時間
反転の複素共役になるインパルス応答ｈ＊（−ｔ）を最
適フィルタ10′のインパルス応答にすることにより回線
全体のインパルス応答ｈ（ｔ）を等化す。最適フィルタ
10′で等化されたパスバンド信号は位相復調器９′で復
調され、判定データが得られる。ところで、帯域通過ろ
波器８′の出力信号をｒ（ｔ）とすると、 一方、 したがって、最適フィルタ10′の推定インパルス応答
ｈ（ｔ）から伝搬路固有のインパルス応答hC（ｔ）を求
めるには低域ろ波器１′のインパルス応答hT（ｔ）およ
び低域通過ろ波器７′のインパルス応答hR（ｔ）をあら
かじめ測定しておき、（３）式を逆算してhC（ｔ）を求
めることになる。
（ｔ）は低域通過ろ波器１′で帯域制限を受け、位相変
調器２′で位相変調され、送信機３′で無線周波数に変
換され、さらに増幅され、送信アンテナ４′から送信さ
れる。マルチパスフェージング伝搬路を通過してきた信
号を受信アンテナ５′で受信し、受信機６′で中間周波
数のパスバンド信号に変換され、帯域通過ろ波器８′で
帯域外雑音が取り除かれた後に最適フィルタ10′に入力
される。最適フィルタ10′は回線全体のインパルス応答
ｈ（ｔ）を推定し、このインパルス応答ｈ（ｔ）の時間
反転の複素共役になるインパルス応答ｈ＊（−ｔ）を最
適フィルタ10′のインパルス応答にすることにより回線
全体のインパルス応答ｈ（ｔ）を等化す。最適フィルタ
10′で等化されたパスバンド信号は位相復調器９′で復
調され、判定データが得られる。ところで、帯域通過ろ
波器８′の出力信号をｒ（ｔ）とすると、 一方、 したがって、最適フィルタ10′の推定インパルス応答
ｈ（ｔ）から伝搬路固有のインパルス応答hC（ｔ）を求
めるには低域ろ波器１′のインパルス応答hT（ｔ）およ
び低域通過ろ波器７′のインパルス応答hR（ｔ）をあら
かじめ測定しておき、（３）式を逆算してhC（ｔ）を求
めることになる。
または、（３）式をラプラス変換すると Ｈ（ω）＝HT（ω）・HC（ω）・HR（ω）……（４）式 ここで、 HT（ω）、HC（ω）、HR（ω）はそれぞれ低域通過ろ
波器１′、マルチパス伝搬路、帯域通過ろ波器８′の伝
達関数 Ｈ（ω）は送受信機および伝搬路を含む系全体の伝達
関数 したがって、最適フィルタ10′の推定インパルス応答
をラプラス変換してＨ（ω）を求め、これをHT（ω）・
HR（ω）で割り、HC（ω）を求めた後にこれをラプラス
逆変換すれば伝搬路のインパルス応答hC（ｔ）が得られ
る。
波器１′、マルチパス伝搬路、帯域通過ろ波器８′の伝
達関数 Ｈ（ω）は送受信機および伝搬路を含む系全体の伝達
関数 したがって、最適フィルタ10′の推定インパルス応答
をラプラス変換してＨ（ω）を求め、これをHT（ω）・
HR（ω）で割り、HC（ω）を求めた後にこれをラプラス
逆変換すれば伝搬路のインパルス応答hC（ｔ）が得られ
る。
また、実際の伝搬路はフェージングを受けており、イ
ンパルス応答hC（ｔ）は常に時間変動している。したが
って、これを平均化して固有のインパルス応答を求める
には、多数の測定サンプルを収集し、この計算を多数回
にわたり繰返す必要があり困難が伴う。
ンパルス応答hC（ｔ）は常に時間変動している。したが
って、これを平均化して固有のインパルス応答を求める
には、多数の測定サンプルを収集し、この計算を多数回
にわたり繰返す必要があり困難が伴う。
このように、従来の伝搬路の遅延分散特性の測定で
は、たたみ込み積分を逆算して伝搬路固有のインパルス
応答を多数回求めてこれを平均化して伝搬路固有のイン
パルス応答としているので、計算処理に時間がかかり測
定が困難になる欠点がある。
は、たたみ込み積分を逆算して伝搬路固有のインパルス
応答を多数回求めてこれを平均化して伝搬路固有のイン
パルス応答としているので、計算処理に時間がかかり測
定が困難になる欠点がある。
本発明は、このような欠点を除去するもので、短い計
算処理時間で測定値を定めることができる伝搬路特性測
定装置を提供することを目的とする。
算処理時間で測定値を定めることができる伝搬路特性測
定装置を提供することを目的とする。
本発明は、マルチパス伝搬路を介して受信し、送信側
の低域通過ろ波器および位相変調器を含む変調手段を経
由したデータを中間周波数信号に変換する受信機に接続
された伝搬路特性測定装置において、この受信機の出力
を分岐する分岐手段と、この分岐手段の一方に受信側の
帯域通過ろ波器および位相復調器を経由して接続され、
上記変調手段とほぼ等しい特性の新たな変調手段と、こ
の変調手段の出力が与えられるタップを有する遅延線を
含む最適フイルタと、上記分岐手段の他方に接続され、
この分岐手段の出力に遅延を与えて上記最適フイルタの
出力との時間関係を一致させる遅延手段と、この遅延手
段の出力と上記最適フイルタの出力との間の誤差信号を
生成する第一演算手段とを備え、上記最適フイルタは、
さらに、この誤差信号を最小化する手段を含み、さら
に、上記最適フイルタのタップを経由する出力に基づき
この最適フイルタの出力の振幅強度および実効値を演算
する第二演算手段を備えたことを特徴とする。
の低域通過ろ波器および位相変調器を含む変調手段を経
由したデータを中間周波数信号に変換する受信機に接続
された伝搬路特性測定装置において、この受信機の出力
を分岐する分岐手段と、この分岐手段の一方に受信側の
帯域通過ろ波器および位相復調器を経由して接続され、
上記変調手段とほぼ等しい特性の新たな変調手段と、こ
の変調手段の出力が与えられるタップを有する遅延線を
含む最適フイルタと、上記分岐手段の他方に接続され、
この分岐手段の出力に遅延を与えて上記最適フイルタの
出力との時間関係を一致させる遅延手段と、この遅延手
段の出力と上記最適フイルタの出力との間の誤差信号を
生成する第一演算手段とを備え、上記最適フイルタは、
さらに、この誤差信号を最小化する手段を含み、さら
に、上記最適フイルタのタップを経由する出力に基づき
この最適フイルタの出力の振幅強度および実効値を演算
する第二演算手段を備えたことを特徴とする。
送信側で位相変調された送信信号を受信側にて受信
し、受信機で中間周波数に周波数変換されたパスバンド
信号をハイブリッドで２分岐し、一方は帯域通過ろ波器
を経由して位相復調器で復調した後に得られる判定デー
タを送信側と等しい特性の低域通過ろ波器および位相変
調器で送信側と同じ帯域制限された位相変調を行い、こ
の再変調波をタップ付遅延線で構成された最適フィルタ
に通して得られる出力を減算器に入力し、一方、ハイブ
リッドで二分岐された受信パスバンド信号の他方を減算
器で最適フィルタ出力の信号と時間関係が一致するよう
に遅延線で遅延時間調整した後に減算器に入力し、最適
フィルタ出力と受信パスバンド信号との誤差信号を発生
させ、この誤差信号に基づき誤差最小とするアルゴリズ
ムで最適フィルタを動作させる。この結果得られるマル
チパスフェージング伝搬路の時間変動しているインパル
ス応答の推定値を遅延分散検出回路に通し、インパルス
応答の実数部および虚数部に基づき振幅強度を求めさら
にその実効値を演算し、遅延分散特性を求める。
し、受信機で中間周波数に周波数変換されたパスバンド
信号をハイブリッドで２分岐し、一方は帯域通過ろ波器
を経由して位相復調器で復調した後に得られる判定デー
タを送信側と等しい特性の低域通過ろ波器および位相変
調器で送信側と同じ帯域制限された位相変調を行い、こ
の再変調波をタップ付遅延線で構成された最適フィルタ
に通して得られる出力を減算器に入力し、一方、ハイブ
リッドで二分岐された受信パスバンド信号の他方を減算
器で最適フィルタ出力の信号と時間関係が一致するよう
に遅延線で遅延時間調整した後に減算器に入力し、最適
フィルタ出力と受信パスバンド信号との誤差信号を発生
させ、この誤差信号に基づき誤差最小とするアルゴリズ
ムで最適フィルタを動作させる。この結果得られるマル
チパスフェージング伝搬路の時間変動しているインパル
ス応答の推定値を遅延分散検出回路に通し、インパルス
応答の実数部および虚数部に基づき振幅強度を求めさら
にその実効値を演算し、遅延分散特性を求める。
以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明
する。第１図はこの実施例の構成を示すブロック構成図
である。第２図は第１図に示す最適フィルタの構成を示
すブロック構成図である。
する。第１図はこの実施例の構成を示すブロック構成図
である。第２図は第１図に示す最適フィルタの構成を示
すブロック構成図である。
この実施例は、第１図に示すように、送信側は、低域
通過ろ波器１と、位相変調器２と、送信機３と、送信ア
ンテナ４とを備え、受信側は、受信アンテナ５と、受信
機６と、ハイブリッド７と、帯域通過ろ波器８と、位相
復調器９と、最適フィルタ10と、減算器11と、遅延分散
検出回路12と、低域通過ろ波器13と、位相変調器14と、
遅延線15とを備える。ここで、最適フィルタ10は、第２
図に示すように、ハイブリッド104と、相関器102と、遅
延線100と、乗算器101と、合成器103とを備える。すな
わち、この実施例は、マルチパス伝搬路を介して受信
し、送信側の低域通過ろ波器１および位相変調器２を含
む変調手段を経由したデータを中間周波数信号に変換す
る受信機６に接続され、この受信機６の出力を分岐する
分岐手段であるハイブリッド７と、この分岐手段の一方
に受信側の帯域通過ろ波器８および位相復調器９を経由
して接続され、上記変調手段とほぼ等しい特性の新たな
変調手段である低域通過ろ波器13および位相変調器14
と、この変調手段の出力が与えられるタップを有する遅
延線を含む最適フイルタ10と、上記分岐手段の他方に接
続され、この分岐手段の出力に遅延を与えて最適フイル
タ10の出力との時間関係を一致させる遅延手段である遅
延線15と、この遅延手段の出力と最適フイルタ10の出力
との間の誤差信号を生成する第一演算手段である減算器
11とを備え、最適フイルタ10は、さらに、この誤差信号
を最小化する手段を含み、さらに、最適フイルタ10のタ
ップを経由する出力に基づきこの最適フイルタの出力の
振幅強度および実効値を演算する第二演算手段である遅
延分散検出回路12を備える。
通過ろ波器１と、位相変調器２と、送信機３と、送信ア
ンテナ４とを備え、受信側は、受信アンテナ５と、受信
機６と、ハイブリッド７と、帯域通過ろ波器８と、位相
復調器９と、最適フィルタ10と、減算器11と、遅延分散
検出回路12と、低域通過ろ波器13と、位相変調器14と、
遅延線15とを備える。ここで、最適フィルタ10は、第２
図に示すように、ハイブリッド104と、相関器102と、遅
延線100と、乗算器101と、合成器103とを備える。すな
わち、この実施例は、マルチパス伝搬路を介して受信
し、送信側の低域通過ろ波器１および位相変調器２を含
む変調手段を経由したデータを中間周波数信号に変換す
る受信機６に接続され、この受信機６の出力を分岐する
分岐手段であるハイブリッド７と、この分岐手段の一方
に受信側の帯域通過ろ波器８および位相復調器９を経由
して接続され、上記変調手段とほぼ等しい特性の新たな
変調手段である低域通過ろ波器13および位相変調器14
と、この変調手段の出力が与えられるタップを有する遅
延線を含む最適フイルタ10と、上記分岐手段の他方に接
続され、この分岐手段の出力に遅延を与えて最適フイル
タ10の出力との時間関係を一致させる遅延手段である遅
延線15と、この遅延手段の出力と最適フイルタ10の出力
との間の誤差信号を生成する第一演算手段である減算器
11とを備え、最適フイルタ10は、さらに、この誤差信号
を最小化する手段を含み、さらに、最適フイルタ10のタ
ップを経由する出力に基づきこの最適フイルタの出力の
振幅強度および実効値を演算する第二演算手段である遅
延分散検出回路12を備える。
次に、この実施例の動作を説明する。
送信側では、送信データは低域ろ波器１で帯域制限さ
れ、位相変調器２で位相変調され、送信機３から送信ア
ンテナ４を経由して送信される。送信信号はマルチパス
フェージング伝搬路を介して受信アンテナ５で受信さ
れ、受信機６で中間周波数のパスバンド信号に変換さ
れ、ハイブリッド７で二分岐され、その内の一方は帯域
制限ろ波器８に入力されて帯域外雑音が除去され、位相
復調器９で復調されて判定データが得られる。ここで、
位相復調器９は最適フィルタまたは自動等化器などを含
んでいるものとする。したがって、マルチパスフェージ
ング伝搬路を有する系で位相復調器９の出力する判定デ
ータのひずみによる誤りは生じない。この判定データは
帯域通過ろ波器13で送信側と同じ帯域制限を受け、位相
変調器14で再変調される。したがって、受信側の判定デ
ータが送信側の送信データと一致している場合に、位相
変調器14の出力は位相変調器２の出力と一致する。位相
変調器14の出力は最適フィルタ10に入力され、その出力
は減算器11に入力される。ハイブリッド７の出力のうち
の他方は減算器11で最適フィルタ出力の信号と時間的に
一致するよう遅延線15で遅延調整され、減算器11に入力
される。減算器11では、最適フィルタ10を通過してきた
帯域制限された再変調信号と受信変調信号との差が取ら
れて誤差信号が得られる。この誤差が零になったときに
最適フィルタ10のインパルス応答がマルチパスフェージ
ング伝搬路のインパルス応答に等しくなる。減算器11か
らの誤差信号は最適フィルタ10に入力され、最適フィル
タ10はこの誤差信号が最小になるアルゴリズムに基づき
インパルス応答を推定する。ところで、送受信機のイン
パルス応答は主に低域通過ろ波器１および帯域通過ろ波
器８に依存しており、送信機３および受信器６は一般に
帯域制限の帯域より十分広く、それらのインパルス応答
の広がり（分散）は無視できる。したがって、受信側で
は、遅延線15を通って減算器11に入力される受信パスバ
ンド信号は帯域通過ろ波器８を通過していないので、帯
域通過ろ波器８のインパルス応答とのたたみ込みを含ま
ない。減算器11に入力される遅延線15の出力の受信パス
バンド信号は送信データと低域通過ろ波器１のインパル
スおよびマルチパス電送路のインパルス応答とのたたみ
込み積分になる。一方、位相変調器14の出力は位相変調
器２の出力と等しいので、これに最適フィルタ10のイン
パルス応答がたたみ込まれて減算器10に入り、減算器11
の他方の入力の受信パスバンド信号との誤差が最小であ
れば、最適フィルタ10はマルチパス伝搬路だけのインパ
ルス応答を推定したことになる。すなわち、たたみ込み
の逆算を行わないで伝搬路固有のインパルス応答が得ら
れることになる。最適フィルタ10の推定インパルス応答
値は遅延分散検出回路12に入力され、ここでインパルス
応答の実数部と虚数部とに基づき振幅強度が求められ
る。ところで、マルチパス伝搬路は一時にフェージング
を受け、インパルス応答は時間的に変動する。遅延分散
検出回路12は時間変動しているインパルス応答の振幅強
度を時間平均し、定常的な伝搬路固有のインパルス応答
の分散すなわち遅延電力分散を求めて出力する。最適フ
ィルタ10は、第２図に示すように、タップ付の遅延線10
0により構成され、インパルス応答の時間軸上のひろが
りを測定するための時間幅をτ秒とすれば、遅延線100
の遅延量はτ秒に設定される。位相変調器７からの位相
変調波は遅延線100に入力され、各タップの入力変調波
は相関器102で減算器11からの誤差信号と相関が取ら
れ、最小二乗法の誤差最小のアルゴリズムに基づきタッ
プ係数が求められる。誤差が最小になったときに、この
タップ係数が伝搬路のインパルス応答の推定値になる。
このタップ係数は乗算器101で各タップの再変調された
パスバンド信号に乗算され、それらを合成器103で合成
したパスバンド信号は受信機６の出力の受信パスバンド
信号と同じものになる。実際には、受信パスバンド信号
が位相変調器９で復調され、低域通過ろ波器13、位相変
調器14、遅延線100、乗算器101および合成器103を通過
して減衰器11に入力されるまでの処理時間が必要であ
り、ハイブリッド７で二分岐された信号が減算器11に入
力されるまでにはこの処理時間が必要である。そこで減
算器11で２つの入力信号が時間的に一致するように遅延
線15で遅延時間が調整される。遅延分散検出回路12は最
適フィルタ10の各タップ係数の実数部および虚数部より
振幅強度を求めて時間平均を行い、遅延電力分布をτ秒
間隔に測定結果として出力する。
れ、位相変調器２で位相変調され、送信機３から送信ア
ンテナ４を経由して送信される。送信信号はマルチパス
フェージング伝搬路を介して受信アンテナ５で受信さ
れ、受信機６で中間周波数のパスバンド信号に変換さ
れ、ハイブリッド７で二分岐され、その内の一方は帯域
制限ろ波器８に入力されて帯域外雑音が除去され、位相
復調器９で復調されて判定データが得られる。ここで、
位相復調器９は最適フィルタまたは自動等化器などを含
んでいるものとする。したがって、マルチパスフェージ
ング伝搬路を有する系で位相復調器９の出力する判定デ
ータのひずみによる誤りは生じない。この判定データは
帯域通過ろ波器13で送信側と同じ帯域制限を受け、位相
変調器14で再変調される。したがって、受信側の判定デ
ータが送信側の送信データと一致している場合に、位相
変調器14の出力は位相変調器２の出力と一致する。位相
変調器14の出力は最適フィルタ10に入力され、その出力
は減算器11に入力される。ハイブリッド７の出力のうち
の他方は減算器11で最適フィルタ出力の信号と時間的に
一致するよう遅延線15で遅延調整され、減算器11に入力
される。減算器11では、最適フィルタ10を通過してきた
帯域制限された再変調信号と受信変調信号との差が取ら
れて誤差信号が得られる。この誤差が零になったときに
最適フィルタ10のインパルス応答がマルチパスフェージ
ング伝搬路のインパルス応答に等しくなる。減算器11か
らの誤差信号は最適フィルタ10に入力され、最適フィル
タ10はこの誤差信号が最小になるアルゴリズムに基づき
インパルス応答を推定する。ところで、送受信機のイン
パルス応答は主に低域通過ろ波器１および帯域通過ろ波
器８に依存しており、送信機３および受信器６は一般に
帯域制限の帯域より十分広く、それらのインパルス応答
の広がり（分散）は無視できる。したがって、受信側で
は、遅延線15を通って減算器11に入力される受信パスバ
ンド信号は帯域通過ろ波器８を通過していないので、帯
域通過ろ波器８のインパルス応答とのたたみ込みを含ま
ない。減算器11に入力される遅延線15の出力の受信パス
バンド信号は送信データと低域通過ろ波器１のインパル
スおよびマルチパス電送路のインパルス応答とのたたみ
込み積分になる。一方、位相変調器14の出力は位相変調
器２の出力と等しいので、これに最適フィルタ10のイン
パルス応答がたたみ込まれて減算器10に入り、減算器11
の他方の入力の受信パスバンド信号との誤差が最小であ
れば、最適フィルタ10はマルチパス伝搬路だけのインパ
ルス応答を推定したことになる。すなわち、たたみ込み
の逆算を行わないで伝搬路固有のインパルス応答が得ら
れることになる。最適フィルタ10の推定インパルス応答
値は遅延分散検出回路12に入力され、ここでインパルス
応答の実数部と虚数部とに基づき振幅強度が求められ
る。ところで、マルチパス伝搬路は一時にフェージング
を受け、インパルス応答は時間的に変動する。遅延分散
検出回路12は時間変動しているインパルス応答の振幅強
度を時間平均し、定常的な伝搬路固有のインパルス応答
の分散すなわち遅延電力分散を求めて出力する。最適フ
ィルタ10は、第２図に示すように、タップ付の遅延線10
0により構成され、インパルス応答の時間軸上のひろが
りを測定するための時間幅をτ秒とすれば、遅延線100
の遅延量はτ秒に設定される。位相変調器７からの位相
変調波は遅延線100に入力され、各タップの入力変調波
は相関器102で減算器11からの誤差信号と相関が取ら
れ、最小二乗法の誤差最小のアルゴリズムに基づきタッ
プ係数が求められる。誤差が最小になったときに、この
タップ係数が伝搬路のインパルス応答の推定値になる。
このタップ係数は乗算器101で各タップの再変調された
パスバンド信号に乗算され、それらを合成器103で合成
したパスバンド信号は受信機６の出力の受信パスバンド
信号と同じものになる。実際には、受信パスバンド信号
が位相変調器９で復調され、低域通過ろ波器13、位相変
調器14、遅延線100、乗算器101および合成器103を通過
して減衰器11に入力されるまでの処理時間が必要であ
り、ハイブリッド７で二分岐された信号が減算器11に入
力されるまでにはこの処理時間が必要である。そこで減
算器11で２つの入力信号が時間的に一致するように遅延
線15で遅延時間が調整される。遅延分散検出回路12は最
適フィルタ10の各タップ係数の実数部および虚数部より
振幅強度を求めて時間平均を行い、遅延電力分布をτ秒
間隔に測定結果として出力する。
本発明は、以上説明したように、受信側の判定データ
を送信側と同じ帯域制限の位相変調を行い、これを最適
フィルタに通し、その出力と入力パスバンド信号との誤
差で動作させるので、複雑で処理時間のかかる数値計算
を行わずにマルチパスフェージング伝搬路固有の遅延分
散特性を簡単にかつ速やかに測定することができる効果
がある。
を送信側と同じ帯域制限の位相変調を行い、これを最適
フィルタに通し、その出力と入力パスバンド信号との誤
差で動作させるので、複雑で処理時間のかかる数値計算
を行わずにマルチパスフェージング伝搬路固有の遅延分
散特性を簡単にかつ速やかに測定することができる効果
がある。
第１図は本発明実施例の構成を示すブロック構成図。 第２図は第１図の最適フィルタの構成を示すブロック構
成図。 第３図は従来例の構成を示すブロック構成図。 第４図は第３図に示す各所のインパルス応答を示すグラ
フ。 １、１′、13……低域通過ろ波器、２、２′、14……位
相変調器、３、３′……送信機、４、４′……送信アン
テナ、５、５′……受信アンテナ、６、６′……受信
機、７、104……ハイブリッド、８、８′……帯域通過
ろ波器、９、９′……位相復調器、10、10′……最適フ
ィルタ、11……減算器、12……遅延分散検出回路、15、
100……遅延線、101……乗算器、102……相関器、103…
…合成器。
成図。 第３図は従来例の構成を示すブロック構成図。 第４図は第３図に示す各所のインパルス応答を示すグラ
フ。 １、１′、13……低域通過ろ波器、２、２′、14……位
相変調器、３、３′……送信機、４、４′……送信アン
テナ、５、５′……受信アンテナ、６、６′……受信
機、７、104……ハイブリッド、８、８′……帯域通過
ろ波器、９、９′……位相復調器、10、10′……最適フ
ィルタ、11……減算器、12……遅延分散検出回路、15、
100……遅延線、101……乗算器、102……相関器、103…
…合成器。
Claims (1)
- 【請求項１】マルチパス伝搬路を介して受信し、送信側
の低域通過ろ波器および位相変調器を含む変調手段を経
由したデータを中間周波数信号に変換する受信機に接続
された伝搬路特性測定装置において、 この受信機の出力を分岐する分岐手段と、 この分岐手段の一方に受信側の帯域通過ろ波器および位
相復調器を経由して接続され、上記変調手段とほぼ等し
い特性の新たな変調手段と、 この変調手段の出力が与えられるタップを有する遅延線
を含む最適フイルタと、 上記分岐手段の他方に接続され、この分岐手段の出力に
遅延を与えて上記最適フイルタの出力との時間関係を一
致させる遅延手段と、 この遅延手段の出力と上記最適フイルタの出力との間の
誤差信号を生成する第一演算手段と を備え、 上記最適フイルタは、さらに、この誤差信号を最小化す
る手段を含み、 さらに、上記最適フイルタのタップを経由する出力に基
づきこの最適フイルタの出力の振幅強度および実効値を
演算する第二演算手段を備えた ことを特徴とする伝搬路特性測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1102243A JP2658379B2 (ja) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | 伝搬路特性測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1102243A JP2658379B2 (ja) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | 伝搬路特性測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02280429A JPH02280429A (ja) | 1990-11-16 |
| JP2658379B2 true JP2658379B2 (ja) | 1997-09-30 |
Family
ID=14322179
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1102243A Expired - Fee Related JP2658379B2 (ja) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | 伝搬路特性測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2658379B2 (ja) |
-
1989
- 1989-04-20 JP JP1102243A patent/JP2658379B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02280429A (ja) | 1990-11-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |