JPH10233754A - 周波数制御回路 - Google Patents
周波数制御回路Info
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- JPH10233754A JPH10233754A JP3769697A JP3769697A JPH10233754A JP H10233754 A JPH10233754 A JP H10233754A JP 3769697 A JP3769697 A JP 3769697A JP 3769697 A JP3769697 A JP 3769697A JP H10233754 A JPH10233754 A JP H10233754A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7087—Carrier synchronisation aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 移動局のキャリア信号局部発振器を安価に構
成することができる周波数制御回路を提供する。 【解決手段】 周波数制御回路１００は、受信信号を入
力する受信信号入力端子１と、複素受信信号から、最大
Μ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャネル推定値を
演算するマルチパスチャンネル推定部２と、最大Ｍ個の
マルチパスのそれぞれのパスのチャネル推定値に基づい
てキャリア信号の周波数更新量を演算する周波数更新量
演算部３とを備え、既知データ区間のシンボル相関値に
対しては既知データ値の複素共役値を、また、情報デー
タ区間のシンボル相関値に対してはそのデータの硬判定
値の複素共役値を乗算することにより、データ変調成分
が除去されたシンボル相関値を演算する。
成することができる周波数制御回路を提供する。 【解決手段】 周波数制御回路１００は、受信信号を入
力する受信信号入力端子１と、複素受信信号から、最大
Μ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャネル推定値を
演算するマルチパスチャンネル推定部２と、最大Ｍ個の
マルチパスのそれぞれのパスのチャネル推定値に基づい
てキャリア信号の周波数更新量を演算する周波数更新量
演算部３とを備え、既知データ区間のシンボル相関値に
対しては既知データ値の複素共役値を、また、情報デー
タ区間のシンボル相関値に対してはそのデータの硬判定
値の複素共役値を乗算することにより、データ変調成分
が除去されたシンボル相関値を演算する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信の移動
局の周波数制御回路に係り、詳細には、スペクトル拡散
（Spread Spectrum）に基づく移動体通信の移動局にお
けるキャリア信号局部発振器の周波数を制御する周波数
制御回路に関する。
局の周波数制御回路に係り、詳細には、スペクトル拡散
（Spread Spectrum）に基づく移動体通信の移動局にお
けるキャリア信号局部発振器の周波数を制御する周波数
制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信では、送信側と受信側の発振
周波数が高い精度で一致していることが求められる。
周波数が高い精度で一致していることが求められる。
【０００３】従来、スペクトル拡散に基づく移動体通信
の移動局におけるキャリア周波数制御技術としては、例
えば次の文献に記載されている方法がある。
の移動局におけるキャリア周波数制御技術としては、例
えば次の文献に記載されている方法がある。
【０００４】文献：“スペクトル拡散移動通信における
キャリア周波数制御方式の一検討”石月秀貴、佐藤慎
一、電子情報通信学会技術研究報告、ＲＣＳ９６−１０
５、ｐｐ．４５−５０、１９９６年１１月 上記文献で詳細に説明されているように、基地局がデー
タ変調を行わない拡散符号系列を基準信号（上記文献で
はパイロット信号と呼んでいる）として連続的に送信す
るシステムにおいて、移動局は基準信号の相関値を用い
てチャネル推定値を求め、得られたチャネル推定値に基
づきキャリア周波数制御を行っている。
キャリア周波数制御方式の一検討”石月秀貴、佐藤慎
一、電子情報通信学会技術研究報告、ＲＣＳ９６−１０
５、ｐｐ．４５−５０、１９９６年１１月 上記文献で詳細に説明されているように、基地局がデー
タ変調を行わない拡散符号系列を基準信号（上記文献で
はパイロット信号と呼んでいる）として連続的に送信す
るシステムにおいて、移動局は基準信号の相関値を用い
てチャネル推定値を求め、得られたチャネル推定値に基
づきキャリア周波数制御を行っている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のスペクトル拡散に基づく移動体通信の移動局
におけるキャリア周波数制御方法にあっては、基地局が
基準信号を常時送信しないシステム、例えば、送信する
情報データの間に間欠的に基準信号として既知データを
挿入して送信するシステムには適用が困難となる。
うな従来のスペクトル拡散に基づく移動体通信の移動局
におけるキャリア周波数制御方法にあっては、基地局が
基準信号を常時送信しないシステム、例えば、送信する
情報データの間に間欠的に基準信号として既知データを
挿入して送信するシステムには適用が困難となる。
【０００６】通常、既知データを挿入する間隔は０．５
ｍｓｅｃ程度、すなわち、１／０．５ｍｓｅｃ＝２ｋΗ
ｚ程度の周期で挿入される。そのため、挿入された既知
データのみを用いる方法では、サンプリング定理より、
最大２ｋＨｚ／２＝１ｋＨｚの周波数誤差の検出しか行
えず、キャリア周波数が２ＧＨｚ帯の場合、１ｋＨｚ／
２ＧＨｚ＝０．５ｐｐｍという高い精度のキャリア信号
局部発振器が移動局で要求される。一般的に、０．５ｐ
ｐｍ程度のキャリア信号局部発振器は非常に高価であ
り、移動局を低コストで構成することが困難となる。
ｍｓｅｃ程度、すなわち、１／０．５ｍｓｅｃ＝２ｋΗ
ｚ程度の周期で挿入される。そのため、挿入された既知
データのみを用いる方法では、サンプリング定理より、
最大２ｋＨｚ／２＝１ｋＨｚの周波数誤差の検出しか行
えず、キャリア周波数が２ＧＨｚ帯の場合、１ｋＨｚ／
２ＧＨｚ＝０．５ｐｐｍという高い精度のキャリア信号
局部発振器が移動局で要求される。一般的に、０．５ｐ
ｐｍ程度のキャリア信号局部発振器は非常に高価であ
り、移動局を低コストで構成することが困難となる。
【０００７】本発明は、移動局のキャリア信号局部発振
器を安価に構成することができる周波数制御回路を提供
することを目的とする。
器を安価に構成することができる周波数制御回路を提供
することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係る周波数制御
回路は、基地局側で、送信する情報データの間に予め定
めた時間間隔毎に予め定めた既知データを挿入して送信
する、スペクトル拡散に基づく移動通信システムの移動
局におけるキャリア信号局部発振器の周波数制御回路に
おいて、既知データ区間のシンボル相関値に対しては既
知データ値の複素共役値を、また、情報データ区間のシ
ンボル相関値に対してはそのデータの硬判定値の複素共
役値を乗算することにより、データ変調成分が除去され
たシンボル相関値を演算する手段と、シンボル相関値に
基づいてキャリア信号の周波数更新量を演算する周波数
更新量演算手段とを備え、周波数更新量に対応してキャ
リア信号局部発振器の周波数を調整して、データ変調を
行わない基準信号を連続的に送信しているシステムと等
価とするように構成する。
回路は、基地局側で、送信する情報データの間に予め定
めた時間間隔毎に予め定めた既知データを挿入して送信
する、スペクトル拡散に基づく移動通信システムの移動
局におけるキャリア信号局部発振器の周波数制御回路に
おいて、既知データ区間のシンボル相関値に対しては既
知データ値の複素共役値を、また、情報データ区間のシ
ンボル相関値に対してはそのデータの硬判定値の複素共
役値を乗算することにより、データ変調成分が除去され
たシンボル相関値を演算する手段と、シンボル相関値に
基づいてキャリア信号の周波数更新量を演算する周波数
更新量演算手段とを備え、周波数更新量に対応してキャ
リア信号局部発振器の周波数を調整して、データ変調を
行わない基準信号を連続的に送信しているシステムと等
価とするように構成する。
【０００９】本発明に係る周波数制御回路は、基地局側
で、送信する情報データの間に予め定めた時間間隔毎に
予め定めた既知データを挿入して送信する、スペクトル
拡散に基づく移動通信システムの移動局におけるキャリ
ア信号局部発振器の周波数制御回路において、受信ベー
スバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を虚数部と
する複素受信ベースバンド信号を入力とし、マルチパス
無線チャネルのひとつのパスあるいは複数パスのそれぞ
れのパスに対して、そのパスに同期した拡散符号を用い
て１シンボル区間の相関演算を行い、該演算結果をシン
ボル相関値として出力する相関演算部と、相関演算部の
出力のシンボル相関値が既知データ区間の場合には既知
データ値の複素共役値を、また、情報データ区間の場合
にはそのデータの硬判定値の複素共役値を、相関演算部
の出力のシンボル相関値に対して乗算することにより、
データ変調成分が除去されたシンボル相関値を演算する
データ成分補償部と、データ成分補償部の出力である、
データ変調成分が除去されたシンボル相関値の移動平均
を演算しチャネル推定値として出力する移動平均演算部
とから構成されるマルチパスチャネル推定部と、マルチ
パスチャネル推定部の出力であるチャネル推定値に基づ
いて周波数更新量を演算する周波数更新量演算部とを備
え、周波数更新量演算部の出力である周波数更新量に対
応してキャリア信号局部発振器の周波数を調整するよう
に構成する。
で、送信する情報データの間に予め定めた時間間隔毎に
予め定めた既知データを挿入して送信する、スペクトル
拡散に基づく移動通信システムの移動局におけるキャリ
ア信号局部発振器の周波数制御回路において、受信ベー
スバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を虚数部と
する複素受信ベースバンド信号を入力とし、マルチパス
無線チャネルのひとつのパスあるいは複数パスのそれぞ
れのパスに対して、そのパスに同期した拡散符号を用い
て１シンボル区間の相関演算を行い、該演算結果をシン
ボル相関値として出力する相関演算部と、相関演算部の
出力のシンボル相関値が既知データ区間の場合には既知
データ値の複素共役値を、また、情報データ区間の場合
にはそのデータの硬判定値の複素共役値を、相関演算部
の出力のシンボル相関値に対して乗算することにより、
データ変調成分が除去されたシンボル相関値を演算する
データ成分補償部と、データ成分補償部の出力である、
データ変調成分が除去されたシンボル相関値の移動平均
を演算しチャネル推定値として出力する移動平均演算部
とから構成されるマルチパスチャネル推定部と、マルチ
パスチャネル推定部の出力であるチャネル推定値に基づ
いて周波数更新量を演算する周波数更新量演算部とを備
え、周波数更新量演算部の出力である周波数更新量に対
応してキャリア信号局部発振器の周波数を調整するよう
に構成する。
【００１０】上記マルチパスチャネル推定部は、シンボ
ル相関値に、チャネル推定値の複素共役値を乗算し、す
べてのパスに対する乗算結果を加算し、該演算結果の正
負判定によりデータ判定を行うようにしたものであって
もよい。
ル相関値に、チャネル推定値の複素共役値を乗算し、す
べてのパスに対する乗算結果を加算し、該演算結果の正
負判定によりデータ判定を行うようにしたものであって
もよい。
【００１１】上記移動通信システムは、スペクトル拡散
若しくは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division
Multiple Access）を用いた移動体通信システムであっ
てもよい。
若しくは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division
Multiple Access）を用いた移動体通信システムであっ
てもよい。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明に係る周波数制御回路は、
例えば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Mu
ltiple Access）通信方式を用いた移動体通信システム
等に用いられる周波数制御回路に適用することができ
る。
例えば符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Mu
ltiple Access）通信方式を用いた移動体通信システム
等に用いられる周波数制御回路に適用することができ
る。
【００１３】まず、本発明に係る周波数制御回路が搭載
されている移動局が含まれる移動通信システムの基地局
送信側の前提について説明する。
されている移動局が含まれる移動通信システムの基地局
送信側の前提について説明する。
【００１４】以下の第１、第２の実施形態の周波数制御
回路は、基地局送信側において、情報データの間にＮｓ
シンボル間隔（ここで、Ｎｓは予め定めた整数）に既知
データをＮｐシンボル挿入した送信データを、所定の拡
散符号系列（例えば、ＰＮ系列）で直接拡散し、２相Ｐ
ＳＫ（Phase Shift Keying：直交位相偏移）変調して送
信する移動通信システムにおける、移動局の周波数制御
回路に適用する。
回路は、基地局送信側において、情報データの間にＮｓ
シンボル間隔（ここで、Ｎｓは予め定めた整数）に既知
データをＮｐシンボル挿入した送信データを、所定の拡
散符号系列（例えば、ＰＮ系列）で直接拡散し、２相Ｐ
ＳＫ（Phase Shift Keying：直交位相偏移）変調して送
信する移動通信システムにおける、移動局の周波数制御
回路に適用する。
【００１５】基地局送信側での送信データのフォーマッ
トを図３に示す。
トを図３に示す。
【００１６】図３に示すように、送信データは長さＮｓ
シンボルのフレーム構成をとり、１フレームはＮｐシン
ボルの既知データとその後に連続する（Ｎｓ−Ｎｐ）シ
ンボルの情報データからなる。基地局送信側における拡
散符号の符号速度はシンボル速度の整数倍である。ま
た、拡散符号周期は、１フレーム長あるいは１フレーム
長の整数倍である。これは、移動局受信側で、受信され
た拡散符号の位相に基づき、既知データの位置を検出す
るためである。
シンボルのフレーム構成をとり、１フレームはＮｐシン
ボルの既知データとその後に連続する（Ｎｓ−Ｎｐ）シ
ンボルの情報データからなる。基地局送信側における拡
散符号の符号速度はシンボル速度の整数倍である。ま
た、拡散符号周期は、１フレーム長あるいは１フレーム
長の整数倍である。これは、移動局受信側で、受信され
た拡散符号の位相に基づき、既知データの位置を検出す
るためである。
【００１７】図１は上記前提に基づく本発明の第１の実
施形態に係る移動体通信システムの移動局の周波数制御
回路の構成を示すブロック図である。
施形態に係る移動体通信システムの移動局の周波数制御
回路の構成を示すブロック図である。
【００１８】図１において、周波数制御回路１００は、
受信信号を入力する受信信号入力端子１と、複素受信信
号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャ
ネル推定値を演算するマルチパスチャンネル推定部２
と、最大Ｍ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャネル
推定値に基づいてキャリア信号の周波数更新量を演算す
る周波数更新量演算部３とから構成される。
受信信号を入力する受信信号入力端子１と、複素受信信
号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャ
ネル推定値を演算するマルチパスチャンネル推定部２
と、最大Ｍ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャネル
推定値に基づいてキャリア信号の周波数更新量を演算す
る周波数更新量演算部３とから構成される。
【００１９】上記マルチパスチャンネル推定部２は、パ
ス１処理部４1〜パスＭ処理部４Mから構成され、パスｍ
処理部４m（ｍ＝１〜Ｍ）は、相関演算部５、データ判
定部６、データ成分補償部７及び移動平均演算部８から
構成される。
ス１処理部４1〜パスＭ処理部４Mから構成され、パスｍ
処理部４m（ｍ＝１〜Ｍ）は、相関演算部５、データ判
定部６、データ成分補償部７及び移動平均演算部８から
構成される。
【００２０】上記パスｍ処理部４m（ｍ＝１〜Ｍ）は、
受信信号入力端子１からの複素受信信号から、第ｍ番目
のパスのチャネル推定値を演算する。
受信信号入力端子１からの複素受信信号から、第ｍ番目
のパスのチャネル推定値を演算する。
【００２１】上記相関演算部５は、第ｍ番目のパスに同
期した拡散符号系列を内部発生し、受信信号入力端子１
から入力された複素受信信号と拡散符号系列との相関演
算を行う。
期した拡散符号系列を内部発生し、受信信号入力端子１
から入力された複素受信信号と拡散符号系列との相関演
算を行う。
【００２２】上記データ判定部６は、相関演算部５から
のシンボル相関値と移動平均演算部８からのチャネル推
定値を入力とし、データの硬判定を行い、硬判定値を出
力する。
のシンボル相関値と移動平均演算部８からのチャネル推
定値を入力とし、データの硬判定を行い、硬判定値を出
力する。
【００２３】上記データ成分補償部７は、相関演算部５
の出力であるシンボル相関値と既知データ／情報データ
判定結果、及びデータ判定部６の出力であるデータ硬判
定値を入力し、シンボル相関値からデータ変調成分を除
去し出力する。
の出力であるシンボル相関値と既知データ／情報データ
判定結果、及びデータ判定部６の出力であるデータ硬判
定値を入力し、シンボル相関値からデータ変調成分を除
去し出力する。
【００２４】上記移動平均演算部８は、データ成分補償
部７からのデータ変調成分が除去されたシンボル相関値
を入力とし、既知データ区間長に等しいＮｐサンプルの
移動平均を演算する。
部７からのデータ変調成分が除去されたシンボル相関値
を入力とし、既知データ区間長に等しいＮｐサンプルの
移動平均を演算する。
【００２５】図２は上記周波数更新量演算部３の構成の
一例を示すブロック図である。
一例を示すブロック図である。
【００２６】図２において、周波数更新量演算部３は、
遅延部１０及び乗算部１１からなるパス１オフセット検
出部９1〜パスΜオフセット検出部９M、加算部１２、２
値化部１３、アップダウンカウンタ１４、及び定数乗算
部１５から構成される。
遅延部１０及び乗算部１１からなるパス１オフセット検
出部９1〜パスΜオフセット検出部９M、加算部１２、２
値化部１３、アップダウンカウンタ１４、及び定数乗算
部１５から構成される。
【００２７】上記パス１オフセット検出部９1〜パスΜ
オフセット検出部９Mは、パス１処理部４1〜パスΜ処理
部４Mからの第ｍ番目（ｍ＝１〜Ｍ）のパスのチャネル
推定値に基づいて後述する演算によりパス１〜パスΜオ
フセット検出値を検出する。
オフセット検出部９Mは、パス１処理部４1〜パスΜ処理
部４Mからの第ｍ番目（ｍ＝１〜Ｍ）のパスのチャネル
推定値に基づいて後述する演算によりパス１〜パスΜオ
フセット検出値を検出する。
【００２８】上記加算部１２は、パスｍオフセット検出
部９m（ｍ＝１〜Ｍ）からの第ｍ番目のパスのオフセッ
ト検出値を入力し、すべてのパスのオフセット検出値を
加算し、合成オフセット検出値として出力する。
部９m（ｍ＝１〜Ｍ）からの第ｍ番目のパスのオフセッ
ト検出値を入力し、すべてのパスのオフセット検出値を
加算し、合成オフセット検出値として出力する。
【００２９】上記２値化部１３は、合成オフセット検出
値の正負判定を行い、正負判定結果を出力する。
値の正負判定を行い、正負判定結果を出力する。
【００３０】上記アップダウンカウンタ１４は、大きさ
２Ｃのカウンタ（最小値０、最大値２Ｃ）を持ち、初期
値をＣとし、正負判定結果が正の場合はカウンタ値を１
加算し、また、正負判定結果が負の場合はカウンタ値を
１減算する。
２Ｃのカウンタ（最小値０、最大値２Ｃ）を持ち、初期
値をＣとし、正負判定結果が正の場合はカウンタ値を１
加算し、また、正負判定結果が負の場合はカウンタ値を
１減算する。
【００３１】上記定数乗算部１５は、アップダウンカウ
ンタ１４からの入力の＋１または−１に対し、予め決め
た定数Δを乗算し、周波数更新量として出力する。
ンタ１４からの入力の＋１または−１に対し、予め決め
た定数Δを乗算し、周波数更新量として出力する。
【００３２】以下、上述のように構成された周波数制御
回路１００の動作を説明する。
回路１００の動作を説明する。
【００３３】受信信号入力端子１には、受信ベースバン
ド信号が入力され、受信信号入力端子１から入力された
受信ベースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を
虚数部とする複素受信信号は、マルチパスチャネル推定
部２に与えられる。
ド信号が入力され、受信信号入力端子１から入力された
受信ベースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を
虚数部とする複素受信信号は、マルチパスチャネル推定
部２に与えられる。
【００３４】マルチパスチャネル推定部２では、複素受
信信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパスの
チャネル推定値を演算して周波数更新量演算部３に出力
する。ここで、Ｍは予め定めた定数である。
信信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパスの
チャネル推定値を演算して周波数更新量演算部３に出力
する。ここで、Ｍは予め定めた定数である。
【００３５】周波数更新量演算部３では、マルチパスチ
ャネル推定部２の出力である、最大Ｍ個のマルチパスの
それぞれのパスのチャネル推定値に基づき、キャリア信
号の周波数更新量を演算し、図示しないキャリア信号局
部発振器に出力する。
ャネル推定部２の出力である、最大Ｍ個のマルチパスの
それぞれのパスのチャネル推定値に基づき、キャリア信
号の周波数更新量を演算し、図示しないキャリア信号局
部発振器に出力する。
【００３６】キャリア信号局部発振器は、周波数更新量
演算部３の出力である周波数更新量に従い、発振周波数
の調整を行う。
演算部３の出力である周波数更新量に従い、発振周波数
の調整を行う。
【００３７】まず、マルチパスチャネル推定部２の動作
を詳細に説明する。
を詳細に説明する。
【００３８】マルチパスチャネル推定部２は、パス１処
理部４1〜パスＭ処理部４Mから構成されており、パスｍ
処理部４m（ｍ＝１〜Ｍ）は、受信信号入力端子１から
の複素受信信号から、第ｍ番目のパスのチャネル推定値
を演算して出力する。
理部４1〜パスＭ処理部４Mから構成されており、パスｍ
処理部４m（ｍ＝１〜Ｍ）は、受信信号入力端子１から
の複素受信信号から、第ｍ番目のパスのチャネル推定値
を演算して出力する。
【００３９】具体的には、パスｍ処理部４mは、相関演
算部５、データ判定部６、データ成分補償部７及び移動
平均演算部８から構成され、パスｍ処理部４mにおける
相関演算部５は、第ｍ番目のパスに同期した拡散符号系
列を内部発生し、受信信号入力端子１から入力された複
素受信信号と拡散符号系列との相関演算を行う。相関演
算は、１シンボル区間の積和演算である。
算部５、データ判定部６、データ成分補償部７及び移動
平均演算部８から構成され、パスｍ処理部４mにおける
相関演算部５は、第ｍ番目のパスに同期した拡散符号系
列を内部発生し、受信信号入力端子１から入力された複
素受信信号と拡散符号系列との相関演算を行う。相関演
算は、１シンボル区間の積和演算である。
【００４０】演算結果であるシンボル相関値は、データ
判定部６及びデータ成分補償部７に出力される。また、
拡散符号位相によって、演算されたシンボル相関値が既
知データに対応するものか、情報データに対応するもの
かを判定する。判定結果はデータ成分補償部７に出力さ
れる。
判定部６及びデータ成分補償部７に出力される。また、
拡散符号位相によって、演算されたシンボル相関値が既
知データに対応するものか、情報データに対応するもの
かを判定する。判定結果はデータ成分補償部７に出力さ
れる。
【００４１】ｎを整数、Ｔｓを１シンボル長とし、同相
成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数表現を用
いると、ｎ番目のシンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）は、近似
的に式（１）で表せられる。
成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数表現を用
いると、ｎ番目のシンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）は、近似
的に式（１）で表せられる。
【００４２】 Ｒ（ｎＴｓ）＝Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ））ｅｘｐ（ｊｄ） ＋ｗ（ｎＴｓ） …（１） ここで、Ａ、θはパスの振幅及び位相特性、Δｆは基地
局と移動局間のキャリア周波数誤差、ｄは送信データの
位相、ｗ（ｎＴｓ）は雑音成分である。さらに、ｅｘｐ
（ｊφ）は周知のように、ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφを指数
表現したものである。
局と移動局間のキャリア周波数誤差、ｄは送信データの
位相、ｗ（ｎＴｓ）は雑音成分である。さらに、ｅｘｐ
（ｊφ）は周知のように、ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφを指数
表現したものである。
【００４３】データ判定部６では、相関演算部５からの
シンボル相関値と移動平均演算部８からのチャネル推定
値を入力とし、データの硬判定を行い、硬判定値を出力
する。硬判定の処理は、シンボル相関値にチャネル推定
値の複素共役値を乗算し、その結果の正負判定で行われ
る。チャネル推定値は近似的に、Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔ
ｆｎＴｓ＋θ））と表せられる。そのため、シンボル相
関値にチャネル推定値の複素共役値を乗算した結果は、
雑音成分を無視すると、式（２）となり、ＢＰＳＫの場
合、ｄ＝±πであるので、乗算結果の正負判定で、デー
タの硬判定値ｅｘｐ（ｊｄ）が得られる。
シンボル相関値と移動平均演算部８からのチャネル推定
値を入力とし、データの硬判定を行い、硬判定値を出力
する。硬判定の処理は、シンボル相関値にチャネル推定
値の複素共役値を乗算し、その結果の正負判定で行われ
る。チャネル推定値は近似的に、Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔ
ｆｎＴｓ＋θ））と表せられる。そのため、シンボル相
関値にチャネル推定値の複素共役値を乗算した結果は、
雑音成分を無視すると、式（２）となり、ＢＰＳＫの場
合、ｄ＝±πであるので、乗算結果の正負判定で、デー
タの硬判定値ｅｘｐ（ｊｄ）が得られる。
【００４４】 Ｒ（ｎＴｓ）Ａｅｘｐ（−ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ））＝Ａ2ｅｘｐ（ｊｄ） …（２） データ成分補償部７では、相関演算部５の出力であるシ
ンボル相関値と既知データ／情報データ判定結果、及び
データ判定部６の出力であるデータ硬判定値を入力し、
シンボル相関値からデータ変調成分を除去し出力する。
シンボル相関値からデータ変調成分を除去する処理は、
シンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）にデータ変調成分ｅｘｐ
（ｉｄ）の複素共役値を乗算する処理である。ここで、
データ変調成分ｅｘｐ（ｊｄ）は、シンボル相関値が既
知データ区間の場合には予め決められている既知データ
であり、情報データ区間の場合にはデータ判定部６の出
力であるデータ硬判定値である。雑音成分を無視する
と、式（３）が得られる。
ンボル相関値と既知データ／情報データ判定結果、及び
データ判定部６の出力であるデータ硬判定値を入力し、
シンボル相関値からデータ変調成分を除去し出力する。
シンボル相関値からデータ変調成分を除去する処理は、
シンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）にデータ変調成分ｅｘｐ
（ｉｄ）の複素共役値を乗算する処理である。ここで、
データ変調成分ｅｘｐ（ｊｄ）は、シンボル相関値が既
知データ区間の場合には予め決められている既知データ
であり、情報データ区間の場合にはデータ判定部６の出
力であるデータ硬判定値である。雑音成分を無視する
と、式（３）が得られる。
【００４５】 Ｒ（ｎＴｓ）ｅｘｐ（−ｊｄ）＝Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ）） …（３） 移動平均演算部８では、データ成分補償部７からのデー
タ変調成分が除去されたシンボル相関値を入力とし、既
知データ区間長に等しいＮｐサンプルの移動平均を演算
する。
タ変調成分が除去されたシンボル相関値を入力とし、既
知データ区間長に等しいＮｐサンプルの移動平均を演算
する。
【００４６】一般的に、Δｆは数ｋＨｚ程度であり、ま
た、例えば、Ｎｐ＝４、Ｔｓ＝１／６４０００の場合、
移動平均区間長ＮｐＴｓ間では、Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔ
ｆｎＴｓ＋θ））はほぼ一定とみなすことができるた
め、移動平均処理は、データ変調成分が除去されたシン
ボル相関値に含まれる雑音成分を抑圧する処理となる。
演算結果はチャネル推定値としてデータ判定部６及び周
波数更新量演算部３に出力される。
た、例えば、Ｎｐ＝４、Ｔｓ＝１／６４０００の場合、
移動平均区間長ＮｐＴｓ間では、Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔ
ｆｎＴｓ＋θ））はほぼ一定とみなすことができるた
め、移動平均処理は、データ変調成分が除去されたシン
ボル相関値に含まれる雑音成分を抑圧する処理となる。
演算結果はチャネル推定値としてデータ判定部６及び周
波数更新量演算部３に出力される。
【００４７】次に、周波数更新量演算部３の動作を詳細
に説明する。
に説明する。
【００４８】図２に示すように、パス１処理部４1〜パ
スΜ処理部４Mからの第ｍ番目（ｍ＝１〜Ｍ）のパスの
チャネル推定値は、それぞれ、パス１オフセット検出部
９1〜パスΜオフセット検出部９Mに入力される。
スΜ処理部４Mからの第ｍ番目（ｍ＝１〜Ｍ）のパスの
チャネル推定値は、それぞれ、パス１オフセット検出部
９1〜パスΜオフセット検出部９Mに入力される。
【００４９】パスｍオフセット検出部９m（ｍ＝１〜
Ｍ）は、遅延部１０及び乗算部１１から構成されてお
り、パスｍ処理部４mからのチャネル推定値は、遅延部
１０及び乗算部１１に入力される。
Ｍ）は、遅延部１０及び乗算部１１から構成されてお
り、パスｍ処理部４mからのチャネル推定値は、遅延部
１０及び乗算部１１に入力される。
【００５０】遅延部１０では、入力されたチャネル推定
値を予め決めたサンプル数Ｎだけ遅延し、乗算部１１に
出力する。乗算部１１では、パスｍ処理部４mからのチ
ャネル推定値に、遅延部１０からの入力の複素共役値を
乗算し、乗算結果の虚数部を、第ｍ番目のパスのオフセ
ット検出値として、加算部１２に出力する。
値を予め決めたサンプル数Ｎだけ遅延し、乗算部１１に
出力する。乗算部１１では、パスｍ処理部４mからのチ
ャネル推定値に、遅延部１０からの入力の複素共役値を
乗算し、乗算結果の虚数部を、第ｍ番目のパスのオフセ
ット検出値として、加算部１２に出力する。
【００５１】パスｍ処理部４mからのチャネル推定値ａ
（ｎＴｓ）を、Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ））
とすると、オフセット検出値は、式（４）で示される。
（ｎＴｓ）を、Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ））
とすると、オフセット検出値は、式（４）で示される。
【００５２】 Ιｍ［ａ（ｎＴｓ）ａ（（ｎ−Ｎ）Ｔｓ）*］ ＝ｍ［Ａ2ｅｘｐ（ｊ（２πΔｆＮＴｓ））］ ＝Ａ2ｓｉｎ（２πΔｆＮＴｓ） …（４） ここで、Ιｍ［］は虚数部を取り出す演算子、*は複素
共役演算子である。Ｎを適切に選べば、オフセット検出
値は、Δｆに対し原点を通る単調増加となり、基地局と
移動局間の周波数誤差量Δｆ（周波数オフセット値）を
間接的に表す量となる。
共役演算子である。Ｎを適切に選べば、オフセット検出
値は、Δｆに対し原点を通る単調増加となり、基地局と
移動局間の周波数誤差量Δｆ（周波数オフセット値）を
間接的に表す量となる。
【００５３】加算部１２では、パスｍオフセット検出部
９m（ｍ＝１〜Ｍ）からの第ｍ番目のパスのオフセット
検出値を入力し、すべてのパスのオフセット検出値を加
算し、合成オフセット検出値として２値化部１３に出力
する。すべてのパスのオフセット検出値を加算すること
により、あるパスのパワーＡ2がフェージングにより小
さくなりそのパスのオフセット検出値のＳＮ比が小さく
なった場合であっても、他のパスのオフセット検出値で
補うことができる。
９m（ｍ＝１〜Ｍ）からの第ｍ番目のパスのオフセット
検出値を入力し、すべてのパスのオフセット検出値を加
算し、合成オフセット検出値として２値化部１３に出力
する。すべてのパスのオフセット検出値を加算すること
により、あるパスのパワーＡ2がフェージングにより小
さくなりそのパスのオフセット検出値のＳＮ比が小さく
なった場合であっても、他のパスのオフセット検出値で
補うことができる。
【００５４】２値化部１３では、加算部１２からの合成
オフセット検出値の正負判定を行い、正負判定結果をア
ップダウンカウンタ１４に出力する。この正負判定結果
は、周波数誤差量Δｆの正負を表すものである。
オフセット検出値の正負判定を行い、正負判定結果をア
ップダウンカウンタ１４に出力する。この正負判定結果
は、周波数誤差量Δｆの正負を表すものである。
【００５５】アップダウンカウンタ１４は、大きさ２Ｃ
のカウンタ（最小値０、最大値２Ｃ）を持ち、初期値を
Ｃとする。２値化部１３からの正負判定結果が正の場合
は、カウンタ値を１加算し、また、正負判定結果が負の
場合はカウンタ値を１減算する。カウンタ値が最小値０
に達したときは＋１を、最大値２Ｃに達したときは−１
を、定数乗算部１５に出力し、そのとき同時にカウンタ
値を初期値Ｃにもどす。また、カウンタ値が最小値０と
最大値２Ｃの間であるときは出力を行わない。このよう
に、アップダウンカウンタ１４は、２値化部１３の出力
の正負判定結果が雑音等により誤っている場合、この誤
りをフィルタリングする処理となる。
のカウンタ（最小値０、最大値２Ｃ）を持ち、初期値を
Ｃとする。２値化部１３からの正負判定結果が正の場合
は、カウンタ値を１加算し、また、正負判定結果が負の
場合はカウンタ値を１減算する。カウンタ値が最小値０
に達したときは＋１を、最大値２Ｃに達したときは−１
を、定数乗算部１５に出力し、そのとき同時にカウンタ
値を初期値Ｃにもどす。また、カウンタ値が最小値０と
最大値２Ｃの間であるときは出力を行わない。このよう
に、アップダウンカウンタ１４は、２値化部１３の出力
の正負判定結果が雑音等により誤っている場合、この誤
りをフィルタリングする処理となる。
【００５６】定数乗算部１５では、アップダウンカウン
タ１４からの入力の＋１または−１に対し、予め決めた
定数Δを乗算し、周波数更新量として出力する。
タ１４からの入力の＋１または−１に対し、予め決めた
定数Δを乗算し、周波数更新量として出力する。
【００５７】定数乗算部１５の出力である周波数更新量
を、移動局におけるキャリア信号局部発振器に伝達して
発振周波数の補正が行われる。
を、移動局におけるキャリア信号局部発振器に伝達して
発振周波数の補正が行われる。
【００５８】ここまでの操作を繰り返すことで、移動局
におけるキャリア信号局部発振器の発振周波数と基地局
の発振周波数との誤差を低減させることが可能となる。
におけるキャリア信号局部発振器の発振周波数と基地局
の発振周波数との誤差を低減させることが可能となる。
【００５９】なお、上述の動作において、実際の無線伝
搬路のマルチパス数がＭ個未満の場合には、マルチパス
チャネル推定部２におけるパス１処理部４1〜パスΜ処
理部４Mのうち未使用のものは、オフ状態となり出力は
何も行わない。
搬路のマルチパス数がＭ個未満の場合には、マルチパス
チャネル推定部２におけるパス１処理部４1〜パスΜ処
理部４Mのうち未使用のものは、オフ状態となり出力は
何も行わない。
【００６０】以上説明したように、第１の本実施形態に
係る周波数制御回路１００は、受信ベースバンド信号の
同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素受信ベ
ースバンド信号を入力とし、マルチパス無線チャネルの
ひとつのパスあるいは複数パスのそれぞれのパスに対し
て、そのパスに同期した拡散符号を用いて１シンボル区
間の相関演算を行い、その結果をシンボル相関値として
出力する相関演算部５と、相関演算部５の出力のシンボ
ル相関値が既知データ区間の場合には既知データ値の複
素共役値を、また、情報データ区間の場合にはそのデー
タの硬判定値の複素共役値を、相関演算部５の出力のシ
ンボル相関値に対して乗算することにより、データ変調
成分が除去されたシンボル相関値を演算するデータ成分
補償部７と、データ成分補償部７の出力である、データ
変調成分が除去されたシンボル相関値の移動平均を演算
しチャネル推定値として出力する移動平均演算部８とか
ら構成されるマルチパスチャネル推定部２と、マルチパ
スチャネル推定部２の出力であるチャネル推定値に基づ
いて周波数更新量を演算する周波数更新量演算部３とを
備え、周波数更新量演算部３の出力である周波数更新量
に対応してキャリア信号局部発振器の周波数を調整する
ように構成したので、データ変調を行わない基準信号を
連続的に送信しているシステムと等価となり、基地局と
移動局間のキャリア周波数誤差が大きくても、その検出
が可能となる。そのため、移動局のキャリア信号局部発
振器の精度が低く、すなわち安価にすることができる。
係る周波数制御回路１００は、受信ベースバンド信号の
同相成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素受信ベ
ースバンド信号を入力とし、マルチパス無線チャネルの
ひとつのパスあるいは複数パスのそれぞれのパスに対し
て、そのパスに同期した拡散符号を用いて１シンボル区
間の相関演算を行い、その結果をシンボル相関値として
出力する相関演算部５と、相関演算部５の出力のシンボ
ル相関値が既知データ区間の場合には既知データ値の複
素共役値を、また、情報データ区間の場合にはそのデー
タの硬判定値の複素共役値を、相関演算部５の出力のシ
ンボル相関値に対して乗算することにより、データ変調
成分が除去されたシンボル相関値を演算するデータ成分
補償部７と、データ成分補償部７の出力である、データ
変調成分が除去されたシンボル相関値の移動平均を演算
しチャネル推定値として出力する移動平均演算部８とか
ら構成されるマルチパスチャネル推定部２と、マルチパ
スチャネル推定部２の出力であるチャネル推定値に基づ
いて周波数更新量を演算する周波数更新量演算部３とを
備え、周波数更新量演算部３の出力である周波数更新量
に対応してキャリア信号局部発振器の周波数を調整する
ように構成したので、データ変調を行わない基準信号を
連続的に送信しているシステムと等価となり、基地局と
移動局間のキャリア周波数誤差が大きくても、その検出
が可能となる。そのため、移動局のキャリア信号局部発
振器の精度が低く、すなわち安価にすることができる。
【００６１】図４は本発明の第２の実施形態に係る移動
体通信システムの移動局の周波数制御回路の構成を示す
ブロック図である。
体通信システムの移動局の周波数制御回路の構成を示す
ブロック図である。
【００６２】図４において、周波数制御回路２００は、
受信信号を入力する受信信号入力端子１６と、複素受信
信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパスのチ
ャネル推定値を演算するマルチパスチャンネル推定部１
７と、最大Ｍ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャネ
ル推定値に基づいてキャリア信号の周波数更新量を演算
する周波数更新量演算部１８とから構成される。
受信信号を入力する受信信号入力端子１６と、複素受信
信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパスのチ
ャネル推定値を演算するマルチパスチャンネル推定部１
７と、最大Ｍ個のマルチパスのそれぞれのパスのチャネ
ル推定値に基づいてキャリア信号の周波数更新量を演算
する周波数更新量演算部１８とから構成される。
【００６３】上記マルチパスチャンネル推定部１７は、
パス１処理部１９1〜パスＭ処理部１９M、及びデータ判
定部２３から構成され、パスｍ処理部１９m（ｍ＝１〜
Ｍ）は、相関演算部２０、データ成分補償部２１及び移
動平均演算部２２から構成される。
パス１処理部１９1〜パスＭ処理部１９M、及びデータ判
定部２３から構成され、パスｍ処理部１９m（ｍ＝１〜
Ｍ）は、相関演算部２０、データ成分補償部２１及び移
動平均演算部２２から構成される。
【００６４】上記パスｍ処理部１９m（ｍ＝１〜Ｍ）
は、受信信号入力端子１からの複素受信信号から、第ｍ
番目のパスのチャネル推定値を演算する。
は、受信信号入力端子１からの複素受信信号から、第ｍ
番目のパスのチャネル推定値を演算する。
【００６５】上記相関演算部２０は、第ｍ番目のパスに
同期した拡散符号系列を内部発生し、受信信号入力端子
１から入力された複素受信信号と拡散符号系列との相関
演算を行う。
同期した拡散符号系列を内部発生し、受信信号入力端子
１から入力された複素受信信号と拡散符号系列との相関
演算を行う。
【００６６】上記データ成分補償部２１は、パスｍ処理
部１９mの相関演算部２０の出力であるシンボル相関値
と既知データ／情報データ判定結果、及びデータ判定部
２３の出力であるデータ硬判定値を入力し、シンボル相
関値からデータ変調成分を除去し出力する。
部１９mの相関演算部２０の出力であるシンボル相関値
と既知データ／情報データ判定結果、及びデータ判定部
２３の出力であるデータ硬判定値を入力し、シンボル相
関値からデータ変調成分を除去し出力する。
【００６７】上記移動平均演算部２２は、パスｍ処理部
１９mのデータ成分補償部２１からのデータ変調成分が
除去されたシンボル相関値を入力とし、既知データ区間
長に等しいＮｐサンプルの移動平均を演算する。
１９mのデータ成分補償部２１からのデータ変調成分が
除去されたシンボル相関値を入力とし、既知データ区間
長に等しいＮｐサンプルの移動平均を演算する。
【００６８】上記データ判定部２３は、パスｍ処理部１
９m（ｍ＝１〜Ｍ）の相関演算部２０及び移動平均演算
部２２のそれぞれの出力であるシンボル相関値及びチャ
ネル推定値を入力し、データの硬判定を行い、硬判定値
を出力する。
９m（ｍ＝１〜Ｍ）の相関演算部２０及び移動平均演算
部２２のそれぞれの出力であるシンボル相関値及びチャ
ネル推定値を入力し、データの硬判定を行い、硬判定値
を出力する。
【００６９】また、上記周波数更新量演算部１８は、前
記図２に示した周波数更新量演算部３と同一構成で構成
される。
記図２に示した周波数更新量演算部３と同一構成で構成
される。
【００７０】以下、上述のように構成された周波数制御
回路２００の動作を説明する。
回路２００の動作を説明する。
【００７１】受信信号入力端子１６から入力された、受
信ベースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を虚
数部とする複素受信信号は、マルチパスチャネル推定部
１７に与えられる。
信ベースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を虚
数部とする複素受信信号は、マルチパスチャネル推定部
１７に与えられる。
【００７２】マルチパスチャネル推定部１７では、複素
受信信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパス
のチャネル推定値を演算し、出力する。ここで、Ｍは予
め定めた定数である。
受信信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞれのパス
のチャネル推定値を演算し、出力する。ここで、Ｍは予
め定めた定数である。
【００７３】周波数更新量演算部１８では、マルチパス
チャネル推定部１７の出力である、最大Ｍ個のマルチパ
スのそれぞれのパスのチャネル推定値に基づき、キャリ
ア信号の周波数更新量を演算し、図示しないキャリア信
号局部発振器に出力する。
チャネル推定部１７の出力である、最大Ｍ個のマルチパ
スのそれぞれのパスのチャネル推定値に基づき、キャリ
ア信号の周波数更新量を演算し、図示しないキャリア信
号局部発振器に出力する。
【００７４】キャリア信号局部発振器は、周波数更新量
演算部１８の出力である周波数更新量に従い、発振周波
数の調整を行う。
演算部１８の出力である周波数更新量に従い、発振周波
数の調整を行う。
【００７５】第２の実施形態は前述の第１の実施形態に
対し、マルチパスチャネル推定部１７の構成と動作が異
なっている。受信信号入力端子１６及び周波数更新量演
算部１８はそれぞれ、第１の実施形態の受信信号入力端
子１及び周波数更新量演算部３と同じ構成動作である。
そのため、以下では、マルチパスチャネル推定部１７動
作について詳細に説明する。
対し、マルチパスチャネル推定部１７の構成と動作が異
なっている。受信信号入力端子１６及び周波数更新量演
算部１８はそれぞれ、第１の実施形態の受信信号入力端
子１及び周波数更新量演算部３と同じ構成動作である。
そのため、以下では、マルチパスチャネル推定部１７動
作について詳細に説明する。
【００７６】マルチパスチャネル推定部１７は、パス１
処理部１９1〜パスΜ処理部１９M及びデータ判定部２３
から構成されており、パスｍ処理部１９m（ｍ＝１〜
Ｍ）は、相関演算部２０、データ成分補償部２１及び移
動平均演算部２２から構成される。
処理部１９1〜パスΜ処理部１９M及びデータ判定部２３
から構成されており、パスｍ処理部１９m（ｍ＝１〜
Ｍ）は、相関演算部２０、データ成分補償部２１及び移
動平均演算部２２から構成される。
【００７７】パスｍ処理部１９mにおける相関演算部２
０では、第ｍ番目のパスに同期した拡散符号系列を内部
発生し、受信信号入力端子１６から入力された複素受信
信号と拡散符号系列との相関演算を行う。相関演算は、
１シンボル区間の積和演算である。演算結果であるシン
ボル相関値は、データ判定部２３及びデータ成分補償部
２１に出力される。また、拡散符号位相によって、演算
されたシンボル相関値が既知データに対応するものか、
情報データに対応するものかを判定する。判定結果はデ
ータ成分補償部２１に出力される。
０では、第ｍ番目のパスに同期した拡散符号系列を内部
発生し、受信信号入力端子１６から入力された複素受信
信号と拡散符号系列との相関演算を行う。相関演算は、
１シンボル区間の積和演算である。演算結果であるシン
ボル相関値は、データ判定部２３及びデータ成分補償部
２１に出力される。また、拡散符号位相によって、演算
されたシンボル相関値が既知データに対応するものか、
情報データに対応するものかを判定する。判定結果はデ
ータ成分補償部２１に出力される。
【００７８】ｎを整数、Ｔｓを１シンボル長とし、同相
成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数表現を用
いると、ｎ番目のシンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）は、近似
的に、式（５）で表せられる。
成分を実数部、直交成分を虚数部とする複素数表現を用
いると、ｎ番目のシンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）は、近似
的に、式（５）で表せられる。
【００７９】 Ｒ（ｎＴｓ）＝Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ））ｅｘｐ（ｊｄ） ＋ｗ（ｎＴｓ） …（５） ここで、Ａ、θはパスの振幅及び位相特性、Δｆは基地
局と移動局間のキャリア周波数誤差、ｄは送信データの
位相、ｗ（ｎＴｓ）は雑音成分である。さらに、ｅｘｐ
（ｊφ）は周知のように、ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφを指数
表現したものである。
局と移動局間のキャリア周波数誤差、ｄは送信データの
位相、ｗ（ｎＴｓ）は雑音成分である。さらに、ｅｘｐ
（ｊφ）は周知のように、ｃｏｓφ＋ｊｓｉｎφを指数
表現したものである。
【００８０】データ判定部２３では、パスｍ処理部１９
m（ｍ＝１〜Ｍ）の相関演算部２０及び移動平均演算部
２２のそれぞれの出力であるシンボル相関値及びチャネ
ル推定値を入力し、データの硬判定を行い、硬判定値を
出力する。硬判定の処理は、パスｍ処理部１９mの相関
演算部２０からのシンボル相関値に、パスｍ処理部１９
mの移動平均演算部２２からのチャネル推定値の複素共
役値を乗算し、ｍ＝１〜Ｍのそれぞれに対するその乗算
結果を、すべて加算し、その結果の正負判定で行われ
る。チャネル推定値は近似的に、Αｅｘｐ（ｊ（２πΔ
ｆｎＴｓ＋θ））と表せられる。そのため、シンボル相
関値にチヤネル推定値の複素共役値を乗算した結果は、
雑音成分を無視すると、式（６）となり、ＢＰＳＫの場
合、ｄ＝±πであるので、乗算結果の正負判定で、デー
タの硬判定値ｅｘｐ（ｊｄ）が得られる。
m（ｍ＝１〜Ｍ）の相関演算部２０及び移動平均演算部
２２のそれぞれの出力であるシンボル相関値及びチャネ
ル推定値を入力し、データの硬判定を行い、硬判定値を
出力する。硬判定の処理は、パスｍ処理部１９mの相関
演算部２０からのシンボル相関値に、パスｍ処理部１９
mの移動平均演算部２２からのチャネル推定値の複素共
役値を乗算し、ｍ＝１〜Ｍのそれぞれに対するその乗算
結果を、すべて加算し、その結果の正負判定で行われ
る。チャネル推定値は近似的に、Αｅｘｐ（ｊ（２πΔ
ｆｎＴｓ＋θ））と表せられる。そのため、シンボル相
関値にチヤネル推定値の複素共役値を乗算した結果は、
雑音成分を無視すると、式（６）となり、ＢＰＳＫの場
合、ｄ＝±πであるので、乗算結果の正負判定で、デー
タの硬判定値ｅｘｐ（ｊｄ）が得られる。
【００８１】 Ｒ（ｎＴｓ）Ａｅｘｐ（−ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ））＝Ａ2ｅｘｐ（ｊｄ） …（６） なお、ここで、すべてのパスに対するこの乗算結果を加
算することにより、あるパスのパワーΑ2がフェージン
グにより小さくなりそのパスの乗算結果のＳＮ比が小さ
くなった場合であっても、他のパスの乗算結果で補うこ
とができる。
算することにより、あるパスのパワーΑ2がフェージン
グにより小さくなりそのパスの乗算結果のＳＮ比が小さ
くなった場合であっても、他のパスの乗算結果で補うこ
とができる。
【００８２】パスｍ処理部１９mのデータ成分補償部２
１では、パスｍ処理部１９mの相関演算部２０の出力で
あるシンボル相関値と既知データ／情報データ判定結
果、及びデータ判定部２３の出力であるデータ硬判定値
を入力し、シンボル相関値からデータ変調成分を除去し
出力する。シンボル相関値からデータ変調成分を除去す
る処理は、シンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）にデータ変調成
分ｅｘｐ（ｊｄ）の複素共役値を乗算する処理である。
ここで、データ変調成分ｅｘｐ（ｊｄ）は、シンボル相
関値が既知データ区間の場合には予め決められている既
知データであり、情報データ区間の場合にはデータ判定
部２３の出力であるデータ硬判定値である。雑音成分を
無視すると、式（７）が得られる。
１では、パスｍ処理部１９mの相関演算部２０の出力で
あるシンボル相関値と既知データ／情報データ判定結
果、及びデータ判定部２３の出力であるデータ硬判定値
を入力し、シンボル相関値からデータ変調成分を除去し
出力する。シンボル相関値からデータ変調成分を除去す
る処理は、シンボル相関値Ｒ（ｎＴｓ）にデータ変調成
分ｅｘｐ（ｊｄ）の複素共役値を乗算する処理である。
ここで、データ変調成分ｅｘｐ（ｊｄ）は、シンボル相
関値が既知データ区間の場合には予め決められている既
知データであり、情報データ区間の場合にはデータ判定
部２３の出力であるデータ硬判定値である。雑音成分を
無視すると、式（７）が得られる。
【００８３】 Ｒ（ｎＴｓ）ｅｘｐ（−ｊｄ）＝Ａｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋θ）） …（７） パスｍ処理部１９mの移動平均演算部２２では、パスｍ
処理部１９mのデータ成分補償部２１からのデータ変調
成分が除去されたシンボル相関値を入力とし、既知デー
タ区間長に等しいＮｐサンプルの移動平均を演算する。
一般的に、Δｆは数ｋＨｚ程度であり、また、例えば、
Ｎｐ＝４、Ｔｓ＝１／６４０００の場合、移動平均区間
長ＮｐＴｓ間では、Αｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋
θ））はほぼ一定とみなすことができるため、移動平均
処理は、データ変調成分が除去されたシンボル相関値に
含まれる雑音成分を抑圧する処理となる。演算結果はチ
ャネル推定値としてデータ判定部２３及び周波数更新量
演算部１８に出力される。
処理部１９mのデータ成分補償部２１からのデータ変調
成分が除去されたシンボル相関値を入力とし、既知デー
タ区間長に等しいＮｐサンプルの移動平均を演算する。
一般的に、Δｆは数ｋＨｚ程度であり、また、例えば、
Ｎｐ＝４、Ｔｓ＝１／６４０００の場合、移動平均区間
長ＮｐＴｓ間では、Αｅｘｐ（ｊ（２πΔｆｎＴｓ＋
θ））はほぼ一定とみなすことができるため、移動平均
処理は、データ変調成分が除去されたシンボル相関値に
含まれる雑音成分を抑圧する処理となる。演算結果はチ
ャネル推定値としてデータ判定部２３及び周波数更新量
演算部１８に出力される。
【００８４】なお、上述の動作において、実際の無線伝
搬路のマルチパス数がＭ個未満の場合には、マルチパス
チャネル推定部１７におけるパス１処理部１９1〜パス
Μ処理部１９Mのうち未使用のものは、オフ状態となり
出力は何も行わない。
搬路のマルチパス数がＭ個未満の場合には、マルチパス
チャネル推定部１７におけるパス１処理部１９1〜パス
Μ処理部１９Mのうち未使用のものは、オフ状態となり
出力は何も行わない。
【００８５】以上説明したように、第２の本実施形態に
係る周波数制御回路２００は、受信信号入力端子１６
と、複素受信信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞ
れのパスのチャネル推定値を演算するマルチパスチャン
ネル推定部１７と、最大Ｍ個のマルチパスのそれぞれの
パスのチャネル推定値に基づいてキャリア信号の周波数
更新量を演算する周波数更新量演算部１８とを備え、既
知データ区間のシンボル相関値に対しては既知データ値
の複素共役値を、また、情報データ区間のシンボル相関
値に対してはそのデータの硬判定値の複素共役値を乗算
することにより、データ変調成分が除去されたシンボル
相関値を演算している。そのため、第１の実施形態と同
様に、データ変調を行わない基準信号を連続的に送信し
ているシステムと等価となり、基地局と移動局間のキャ
リア周波数誤差が大きくても、その検出が可能となる。
したがって、移動局のキャリア信号局部発振器の精度が
低く、すなわち安価にすることができる。
係る周波数制御回路２００は、受信信号入力端子１６
と、複素受信信号から、最大Μ個のマルチパスのそれぞ
れのパスのチャネル推定値を演算するマルチパスチャン
ネル推定部１７と、最大Ｍ個のマルチパスのそれぞれの
パスのチャネル推定値に基づいてキャリア信号の周波数
更新量を演算する周波数更新量演算部１８とを備え、既
知データ区間のシンボル相関値に対しては既知データ値
の複素共役値を、また、情報データ区間のシンボル相関
値に対してはそのデータの硬判定値の複素共役値を乗算
することにより、データ変調成分が除去されたシンボル
相関値を演算している。そのため、第１の実施形態と同
様に、データ変調を行わない基準信号を連続的に送信し
ているシステムと等価となり、基地局と移動局間のキャ
リア周波数誤差が大きくても、その検出が可能となる。
したがって、移動局のキャリア信号局部発振器の精度が
低く、すなわち安価にすることができる。
【００８６】特に、第２の実施形態では、シンボル相関
値にチャネル推定値の複素共役値を乗算し、すべてのパ
スに対するこの乗算結果を加算し、その結果の正負判定
でデータ判定を行うようにしているので、すべてのパス
に対するこの乗算結果を加算することにより、あるパス
のパワーΑ2がフェージングにより小さくなりそのパス
の乗算結果のＳＮ比が小さくなった場合であっても、他
のパスの乗算結果で補うことができるため、判定誤りを
抑制することができる。そのため、データ成分補償部で
の誤動作が抑制され、第１の実施形態よりも正確なチャ
ネル推定値を得ることができ、より正確な周波数制御が
可能となる。
値にチャネル推定値の複素共役値を乗算し、すべてのパ
スに対するこの乗算結果を加算し、その結果の正負判定
でデータ判定を行うようにしているので、すべてのパス
に対するこの乗算結果を加算することにより、あるパス
のパワーΑ2がフェージングにより小さくなりそのパス
の乗算結果のＳＮ比が小さくなった場合であっても、他
のパスの乗算結果で補うことができるため、判定誤りを
抑制することができる。そのため、データ成分補償部で
の誤動作が抑制され、第１の実施形態よりも正確なチャ
ネル推定値を得ることができ、より正確な周波数制御が
可能となる。
【００８７】したがって、このような特長を有する周波
数制御回路を基地局受信システムや移動局受信システム
に適用することで、システムの低コスト化を図ることが
できる。
数制御回路を基地局受信システムや移動局受信システム
に適用することで、システムの低コスト化を図ることが
できる。
【００８８】なお、上記各実施形態に係る周波数制御回
路を、上述したような移動体通信の移動局の周波数制御
回路に適用することもできるが、勿論これには限定され
ず、拡散符号を用いた通信システムであれば全ての装置
に適用可能であることは言うまでもない。
路を、上述したような移動体通信の移動局の周波数制御
回路に適用することもできるが、勿論これには限定され
ず、拡散符号を用いた通信システムであれば全ての装置
に適用可能であることは言うまでもない。
【００８９】また、上記通信システムは、スペクトル拡
散若しくは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Divisio
n Multiple Access）を用いた移動体通信システムに適
用してもよいことは勿論である。
散若しくは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Divisio
n Multiple Access）を用いた移動体通信システムに適
用してもよいことは勿論である。
【００９０】さらに、上記周波数制御回路、周波数更新
量演算部等を構成する回路、演算部等の種類、数及び接
続方法などは前述した上述の実施形態に限られないこと
は言うまでもない。
量演算部等を構成する回路、演算部等の種類、数及び接
続方法などは前述した上述の実施形態に限られないこと
は言うまでもない。
【００９１】
【発明の効果】本発明に係る周波数制御回路では、既知
データ区間のシンボル相関値に対しては既知データ値の
複素共役値を、また、情報データ区間のシンボル相関値
に対してはそのデータの硬判定値の複素共役値を乗算す
ることにより、データ変調成分が除去されたシンボル相
関値を演算する手段と、シンボル相関値に基づいてキャ
リア信号の周波数更新量を演算する周波数更新量演算手
段とを備え、周波数更新量に対応してキャリア信号局部
発振器の周波数を調整して、データ変調を行わない基準
信号を連続的に送信しているシステムと等価とするよう
に構成したので、移動局のキャリア信号局部発振器の精
度が低くても、すなわち安価でも、対応可能となり、移
動局のキャリア信号局部発振器を安価にすることができ
る。
データ区間のシンボル相関値に対しては既知データ値の
複素共役値を、また、情報データ区間のシンボル相関値
に対してはそのデータの硬判定値の複素共役値を乗算す
ることにより、データ変調成分が除去されたシンボル相
関値を演算する手段と、シンボル相関値に基づいてキャ
リア信号の周波数更新量を演算する周波数更新量演算手
段とを備え、周波数更新量に対応してキャリア信号局部
発振器の周波数を調整して、データ変調を行わない基準
信号を連続的に送信しているシステムと等価とするよう
に構成したので、移動局のキャリア信号局部発振器の精
度が低くても、すなわち安価でも、対応可能となり、移
動局のキャリア信号局部発振器を安価にすることができ
る。
【００９２】本発明に係る周波数制御回路では、受信ベ
ースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を虚数部
とする複素受信ベースバンド信号を入力とし、マルチパ
ス無線チャネルのひとつのパスあるいは複数パスのそれ
ぞれのパスに対して、そのパスに同期した拡散符号を用
いて１シンボル区間の相関演算を行い、該演算結果をシ
ンボル相関値として出力する相関演算部と、相関演算部
の出力のシンボル相関値が既知データ区間の場合には既
知データ値の複素共役値を、また、情報データ区間の場
合にはそのデータの硬判定値の複素共役値を、相関演算
部の出力のシンボル相関値に対して乗算することによ
り、データ変調成分が除去されたシンボル相関値を演算
するデータ成分補償部と、データ成分補償部の出力であ
る、データ変調成分が除去されたシンボル相関値の移動
平均を演算しチャネル推定値として出力する移動平均演
算部とから構成されるマルチパスチャネル推定部と、マ
ルチパスチャネル推定部の出力であるチャネル推定値に
基づいて周波数更新量を演算する周波数更新量演算部と
を備え、周波数更新量演算部の出力である周波数更新量
に対応してキャリア信号局部発振器の周波数を調整する
ように構成したので、データ変調を行わない基準信号を
連続的に送信しているシステムと等価となり、基地局と
移動局間のキャリア周波数誤差が大きくても、その検出
が可能となる。そのため、移動局のキャリア信号局部発
振器の精度が低く、すなわち安価にすることができると
いう効果がある。
ースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を虚数部
とする複素受信ベースバンド信号を入力とし、マルチパ
ス無線チャネルのひとつのパスあるいは複数パスのそれ
ぞれのパスに対して、そのパスに同期した拡散符号を用
いて１シンボル区間の相関演算を行い、該演算結果をシ
ンボル相関値として出力する相関演算部と、相関演算部
の出力のシンボル相関値が既知データ区間の場合には既
知データ値の複素共役値を、また、情報データ区間の場
合にはそのデータの硬判定値の複素共役値を、相関演算
部の出力のシンボル相関値に対して乗算することによ
り、データ変調成分が除去されたシンボル相関値を演算
するデータ成分補償部と、データ成分補償部の出力であ
る、データ変調成分が除去されたシンボル相関値の移動
平均を演算しチャネル推定値として出力する移動平均演
算部とから構成されるマルチパスチャネル推定部と、マ
ルチパスチャネル推定部の出力であるチャネル推定値に
基づいて周波数更新量を演算する周波数更新量演算部と
を備え、周波数更新量演算部の出力である周波数更新量
に対応してキャリア信号局部発振器の周波数を調整する
ように構成したので、データ変調を行わない基準信号を
連続的に送信しているシステムと等価となり、基地局と
移動局間のキャリア周波数誤差が大きくても、その検出
が可能となる。そのため、移動局のキャリア信号局部発
振器の精度が低く、すなわち安価にすることができると
いう効果がある。
【００９３】本発明に係る周波数制御回路では、マルチ
パスチャネル推定部が、シンボル相関値に、チャネル推
定値の複素共役値を乗算し、すべてのパスに対する乗算
結果を加算し、該演算結果の正負判定によりデータ判定
を行うように構成したので、すべてのパスに対するこの
乗算結果を加算することにより、あるパスのパワーがフ
ェージングにより小さくなりそのパスの乗算結果のＳＮ
比が小さくなった場合も、他のパスの乗算結果で補うこ
とができるため、判定誤りを抑制することができる。そ
のため、データ成分補償部での誤動作が抑制され、より
正確なチャネル推定値を得ることができ、より一層正確
な周波数制御が可能となるという効果がある。
パスチャネル推定部が、シンボル相関値に、チャネル推
定値の複素共役値を乗算し、すべてのパスに対する乗算
結果を加算し、該演算結果の正負判定によりデータ判定
を行うように構成したので、すべてのパスに対するこの
乗算結果を加算することにより、あるパスのパワーがフ
ェージングにより小さくなりそのパスの乗算結果のＳＮ
比が小さくなった場合も、他のパスの乗算結果で補うこ
とができるため、判定誤りを抑制することができる。そ
のため、データ成分補償部での誤動作が抑制され、より
正確なチャネル推定値を得ることができ、より一層正確
な周波数制御が可能となるという効果がある。
【図１】本発明を適用した第１の実施形態に係る周波数
制御回路の構成を示すブロック図である。
制御回路の構成を示すブロック図である。
【図２】上記周波数制御回路の周波数更新量演算部の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図３】上記周波数制御回路の送信データのフォーマッ
トを示す図である。
トを示す図である。
【図４】本発明を適用した第２の実施形態に係る周波数
制御回路の構成を示すブロック図である。
制御回路の構成を示すブロック図である。
１，１６ 受信信号入力端子、２，１７ マルチパスチ
ャンネル推定部、３，１８ 周波数更新量演算部、４
1，１９1 パス１処理部、４M，１９M パスＭ処理部、
５，２０ 相関演算部、６，２３ データ判定部、７，
２１ データ成分補償部、８，２２ 移動平均演算部、
９1 パス１オフセット検出部、９M パスΜオフセット
検出部、１０ 遅延部、１１ 乗算部、１２ 加算部、
１３ ２値化部、１４ アップダウンカウンタ、１５
定数乗算部、１００，２００ 周波数制御回路
ャンネル推定部、３，１８ 周波数更新量演算部、４
1，１９1 パス１処理部、４M，１９M パスＭ処理部、
５，２０ 相関演算部、６，２３ データ判定部、７，
２１ データ成分補償部、８，２２ 移動平均演算部、
９1 パス１オフセット検出部、９M パスΜオフセット
検出部、１０ 遅延部、１１ 乗算部、１２ 加算部、
１３ ２値化部、１４ アップダウンカウンタ、１５
定数乗算部、１００，２００ 周波数制御回路
Claims (4)
- 【請求項１】 基地局側で、送信する情報データの間に
予め定めた時間間隔毎に予め定めた既知データを挿入し
て送信する、スペクトル拡散に基づく移動通信システム
の移動局におけるキャリア信号局部発振器の周波数制御
回路において、 前記既知データ区間のシンボル相関値に対しては既知デ
ータ値の複素共役値を、また、前記情報データ区間のシ
ンボル相関値に対してはそのデータの硬判定値の複素共
役値を乗算することにより、データ変調成分が除去され
たシンボル相関値を演算する手段と、 前記シンボル相関値に基づいてキャリア信号の周波数更
新量を演算する周波数更新量演算手段とを備え、 前記周波数更新量に対応して前記キャリア信号局部発振
器の周波数を調整して、データ変調を行わない基準信号
を連続的に送信しているシステムと等価とするように構
成したことを特徴とする周波数制御回路。 - 【請求項２】 基地局側で、送信する情報データの間に
予め定めた時間間隔毎に予め定めた既知データを挿入し
て送信する、スペクトル拡散に基づく移動通信システム
の移動局におけるキャリア信号局部発振器の周波数制御
回路において、 受信ベースバンド信号の同相成分を実数部、直交成分を
虚数部とする複素受信ベースバンド信号を入力とし、マ
ルチパス無線チャネルのひとつのパスあるいは複数パス
のそれぞれのパスに対して、そのパスに同期した拡散符
号を用いて１シンボル区間の相関演算を行い、該演算結
果をシンボル相関値として出力する相関演算部と、 前記相関演算部の出力のシンボル相関値が前記既知デー
タ区間の場合には既知データ値の複素共役値を、また、
前記情報データ区間の場合にはそのデータの硬判定値の
複素共役値を、前記相関演算部の出力のシンボル相関値
に対して乗算することにより、データ変調成分が除去さ
れたシンボル相関値を演算するデータ成分補償部と、 前記データ成分補償部の出力である、データ変調成分が
除去されたシンボル相関値の移動平均を演算しチャネル
推定値として出力する移動平均演算部とから構成される
マルチパスチャネル推定部と、 前記マルチパスチャネル推定部の出力であるチャネル推
定値に基づいて周波数更新量を演算する周波数更新量演
算部とを備え、 前記周波数更新量演算部の出力である周波数更新量に対
応して前記キャリア信号局部発振器の周波数を調整する
ことを特徴とする周波数制御回路。 - 【請求項３】 前記マルチパスチャネル推定部は、 前記シンボル相関値に、前記チャネル推定値の複素共役
値を乗算し、すべてのパスに対する乗算結果を加算し、
該演算結果の正負判定によりデータ判定を行うようにし
たことを特徴とする請求項２記載の周波数制御回路。 - 【請求項４】 前記移動通信システムは、スペクトル拡
散若しくは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Divisio
n Multiple Access）を用いた移動体通信システムであ
ることを特徴とする請求項１又は２の何れかに記載の周
波数制御回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03769697A JP3363734B2 (ja) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | 周波数制御回路 |
| US08/946,252 US6044119A (en) | 1997-02-21 | 1997-10-07 | Frequency control method and circuit employing both reference symbols and information symbols |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03769697A JP3363734B2 (ja) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | 周波数制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10233754A true JPH10233754A (ja) | 1998-09-02 |
| JP3363734B2 JP3363734B2 (ja) | 2003-01-08 |
Family
ID=12504721
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03769697A Expired - Fee Related JP3363734B2 (ja) | 1997-02-21 | 1997-02-21 | 周波数制御回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6044119A (ja) |
| JP (1) | JP3363734B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003015304A1 (fr) * | 2001-08-08 | 2003-02-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur radio et procede de reception radio |
| JP2012510224A (ja) * | 2008-11-27 | 2012-04-26 | アイピーワイヤレス，インコーポレイテッド | パイロット伝送機構を用いた通信システム、通信装置及び方法 |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2782587B1 (fr) * | 1998-08-20 | 2000-09-22 | France Telecom | Procedes de communications numeriques amrc a repartition des symboles de reference |
| EP1263179B1 (en) * | 2001-05-29 | 2007-06-27 | Lucent Technologies Inc. | Channel estimation for a CDMA system using coded control symbols as additional pilot symbols |
| US7215724B2 (en) * | 2003-11-12 | 2007-05-08 | Benq Corporation | Signal demodulation in a mobile receiver |
| US8018906B2 (en) * | 2007-09-25 | 2011-09-13 | Terrace Communications Corporation | Symbol interleave for wireless communications |
| CN102136850B (zh) * | 2010-01-27 | 2014-04-30 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种实现自动频率控制的方法和装置 |
| US10129070B2 (en) * | 2016-12-28 | 2018-11-13 | Phazr, Inc. | Methods and systems for correction of carrier frequency offset (CFO) in wireless transceivers |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4575723A (en) * | 1982-02-16 | 1986-03-11 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Foliage clutter rejector |
| US5619524A (en) * | 1994-10-04 | 1997-04-08 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent communication reception in a spread-spectrum communication system |
-
1997
- 1997-02-21 JP JP03769697A patent/JP3363734B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-10-07 US US08/946,252 patent/US6044119A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003015304A1 (fr) * | 2001-08-08 | 2003-02-20 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Recepteur radio et procede de reception radio |
| JP2012510224A (ja) * | 2008-11-27 | 2012-04-26 | アイピーワイヤレス，インコーポレイテッド | パイロット伝送機構を用いた通信システム、通信装置及び方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6044119A (en) | 2000-03-28 |
| JP3363734B2 (ja) | 2003-01-08 |
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