JP2657414B2 - デジタル形保護制御装置 - Google Patents
デジタル形保護制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電力系統の情報をもとに系統を保護制御す
る装置に係り、特に、系統の電圧や電流をサンプリング
してデジタル変換した値から系統の状態を判断するのに
好適なデジタル形電力系統保護制御装置に関する。
る装置に係り、特に、系統の電圧や電流をサンプリング
してデジタル変換した値から系統の状態を判断するのに
好適なデジタル形電力系統保護制御装置に関する。
系統の電圧や電流をサンプリングしデジタル変換した
値をもとに種々の演算をおこなうアルゴリズムについて
は、例えば、電気協同研究第41巻第４号「デジタルリレ
ー」（社団法人電気協同研究会）において論じられてい
る。
値をもとに種々の演算をおこなうアルゴリズムについて
は、例えば、電気協同研究第41巻第４号「デジタルリレ
ー」（社団法人電気協同研究会）において論じられてい
る。
上記従来技術の多くは、デジタル演算処理部の処理能
力と演算結果の精度の点から、基本波ベースで30゜サン
プリング（基本波50Hzのとき1.667ms,60Hzのとき1.389m
s）のデータをもとに処理するものが多い。例えば、面
積形（加算形）や積形と呼ばれるアルゴリズムの多く
は、30゜サンプリングデータを採用している。
力と演算結果の精度の点から、基本波ベースで30゜サン
プリング（基本波50Hzのとき1.667ms,60Hzのとき1.389m
s）のデータをもとに処理するものが多い。例えば、面
積形（加算形）や積形と呼ばれるアルゴリズムの多く
は、30゜サンプリングデータを採用している。
この方式は、基本波を前提として考えているので、周
波数が変化した場合、大きな誤差を生じる欠点があっ
た。
波数が変化した場合、大きな誤差を生じる欠点があっ
た。
また、一部には、任意のサンプリング時間ΔＴを前提
としたものとして、直接インピーダンス法のうち回路方
程式法と呼ばれるアルゴリズムがある。この場合は、任
意の周波数に対して成立するが、回路方程式で関係づけ
られることが前提であるため、故障点までのインピーダ
ンスＲやＬを求める距離リレーには有効であるが、任意
の交流波形同士に対して成り立つものではなかった。
としたものとして、直接インピーダンス法のうち回路方
程式法と呼ばれるアルゴリズムがある。この場合は、任
意の周波数に対して成立するが、回路方程式で関係づけ
られることが前提であるため、故障点までのインピーダ
ンスＲやＬを求める距離リレーには有効であるが、任意
の交流波形同士に対して成り立つものではなかった。
〔課題を解決するための手段〕 本発明は、上記の目的を達成するために、電力系統の
交流入力波形をサンプリングし、アナログ−デジタル変
換し、このデジタル値を予め定められた式に入れて演算
し、その結果により前記電力系統の状態を判断し、必要
な保護制御信号を出力するデジタル形保護制御装置にお
いて、前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）につい
て、ごく短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データ
ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT｝および
ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT｝からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび周波数ｆを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えたことを特徴とするデジタル形保護
制御装置を提案するものである。
交流入力波形をサンプリングし、アナログ−デジタル変
換し、このデジタル値を予め定められた式に入れて演算
し、その結果により前記電力系統の状態を判断し、必要
な保護制御信号を出力するデジタル形保護制御装置にお
いて、前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）につい
て、ごく短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データ
ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT｝および
ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT｝からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび周波数ｆを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えたことを特徴とするデジタル形保護
制御装置を提案するものである。
具体的には、ｘ（ｔ）が角速度ω（＝２πｆ）の周期
波形のとき、３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）
Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）と既知のサンプリング
間隔Ｔとにより、 から、角速度ω又は周波数ｆを求める。
波形のとき、３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）
Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）と既知のサンプリング
間隔Ｔとにより、 から、角速度ω又は周波数ｆを求める。
また、ｘ（ｔ）＝Asinωｔのとき、３つのサンプリン
グデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（N
T）から、 により、大きさＡを求める さらに、ｘ（ｔ）＝Asinωｔを電流とし、ｙ（ｔ）＝
Bsin（ωｔ＋θ）を電圧としたとき、 Xfg(T)≡x(NT)×[y{(N-1)T}-y{(N-2)T)}] -x{(N-1)T}×[y(NT)-y{(N-1)T}] と Xff(T)≡x(NT)×[x{(N-1)T}-x{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[x(NT)-x{(N-1)T}] および Yfg(T)≡x(NT)×y{(N-1)T}-x{(N-1)T} ×y(NT) を算出し、これらと上記で求めた角速度ωから、 抵抗分として また、インダクタンス分として を算出し、インピーダンスを判定するデジタル形距離測
定装置とすることもできる。
グデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（N
T）から、 により、大きさＡを求める さらに、ｘ（ｔ）＝Asinωｔを電流とし、ｙ（ｔ）＝
Bsin（ωｔ＋θ）を電圧としたとき、 Xfg(T)≡x(NT)×[y{(N-1)T}-y{(N-2)T)}] -x{(N-1)T}×[y(NT)-y{(N-1)T}] と Xff(T)≡x(NT)×[x{(N-1)T}-x{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[x(NT)-x{(N-1)T}] および Yfg(T)≡x(NT)×y{(N-1)T}-x{(N-1)T} ×y(NT) を算出し、これらと上記で求めた角速度ωから、 抵抗分として また、インダクタンス分として を算出し、インピーダンスを判定するデジタル形距離測
定装置とすることもできる。
あるいはｘ（ｔ）＝Asinωｔ、ｙ（ｔ）＝Bsin（ωｔ
＋θ）としたとき、 Xfg(T)≡x(NT)×[y{(N-1)T}-y{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[y(NT)-y{(N-1)T}] および Yfg(T)≡x(NT)×y{(N-1)T}-x{(N-1)T}×y(NT) を算出し、基準軸と交差する点をx0,直交軸と交差する
点をy0とした直線のとき、上記Xfg（Ｔ）とYfg（Ｔ）及
び上記で求めた角速度ωから、 の大小を比較し、位相特性上のどの位置にあるか判定す
るようにしてもよい。
＋θ）としたとき、 Xfg(T)≡x(NT)×[y{(N-1)T}-y{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[y(NT)-y{(N-1)T}] および Yfg(T)≡x(NT)×y{(N-1)T}-x{(N-1)T}×y(NT) を算出し、基準軸と交差する点をx0,直交軸と交差する
点をy0とした直線のとき、上記Xfg（Ｔ）とYfg（Ｔ）及
び上記で求めた角速度ωから、 の大小を比較し、位相特性上のどの位置にあるか判定す
るようにしてもよい。
ｘ（ｔ）が角速度ωの周期波形のとき、上記で求めた
ωにより、ｘ（ｔ）を任意の位相ψだけ位相させた波形
として、 を算出し、上記ｘψ（NT）を用いて位相特性を判定する
ことも可能である。
ωにより、ｘ（ｔ）を任意の位相ψだけ位相させた波形
として、 を算出し、上記ｘψ（NT）を用いて位相特性を判定する
ことも可能である。
ｘ（ｔ）＝Asinωｔ、ｙ（ｔ）＝Bsin（ωｔ＋θ）と
し、かつ、この差ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）をｚ（ｔ）＝Csin
（ωｔ＋α）としたとき、Ｚ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝｛（Ｎ
−２）Ｔ｝−ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,Z｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝
ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝Ｚ（NT）＝ｘ
（NT）−ｙ（NT）から、上記手段によりそれぞれの大き
さA,B,Cを算出し、動作量をC,抑制量を（Ａ＋Ｂ）とす
れば、デジタル形比率差動継電装置が得られる。
し、かつ、この差ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）をｚ（ｔ）＝Csin
（ωｔ＋α）としたとき、Ｚ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝｛（Ｎ
−２）Ｔ｝−ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,Z｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝
ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝Ｚ（NT）＝ｘ
（NT）−ｙ（NT）から、上記手段によりそれぞれの大き
さA,B,Cを算出し、動作量をC,抑制量を（Ａ＋Ｂ）とす
れば、デジタル形比率差動継電装置が得られる。
なお、アナログ−デジタル変換器は、演算実施に必要
な３つの連続サンプリングデータを１グループとしてご
く短時間に取り込み、各グループ間の時間間隔は任意の
長さとすることができる。
な３つの連続サンプリングデータを１グループとしてご
く短時間に取り込み、各グループ間の時間間隔は任意の
長さとすることができる。
本発明においては、交流波形のある時点の接線を考え
ると、その傾きが、交流信号の大きさと角速度とにより
定まり、逆に、接線が求められれば、、その波形の大き
さと角速度が分かる点に着目してなされたものである。
ると、その傾きが、交流信号の大きさと角速度とにより
定まり、逆に、接線が求められれば、、その波形の大き
さと角速度が分かる点に着目してなされたものである。
この接線を求めるためには、ごく短い時間間隔でサン
プリングした３つの連続データを用いて、接線の定義に
基づいて、演算を実行する。したがって、本質的に交流
波形の周波数による制約がないので、広範な任意の周波
数の交流波形を取り扱うことが可能である。
プリングした３つの連続データを用いて、接線の定義に
基づいて、演算を実行する。したがって、本質的に交流
波形の周波数による制約がないので、広範な任意の周波
数の交流波形を取り扱うことが可能である。
このような方式で、交流波形の大きさと角速度とを求
めると、従来のように一定周期でサンプリングする必要
がなくなり、演算処理器の能力に応じて、サンプリング
間隔を任意に決定できる。
めると、従来のように一定周期でサンプリングする必要
がなくなり、演算処理器の能力に応じて、サンプリング
間隔を任意に決定できる。
また、３つのデータはごく短時間に一まとまりとして
得られるから、系統故障の検出時間が短縮され、迅速な
対応が可能となる。
得られるから、系統故障の検出時間が短縮され、迅速な
対応が可能となる。
次に、図面を参照して、本発明によるデジタル形保護
制御装置の一実施例を説明する。第１図は本実施例の系
統構成を示すブロック図である。電力系統１からは交流
電圧・電流が電流変成器２や電圧変成器３を介して、本
発明の対象であるデジタル形保護制御装置４に取り込ま
れる。デジタル形保護制御装置４は取込んだ交流電圧・
電流波形をフィルタ５で折り返し、誤差対策を施したの
ち、サンプルホールダ６でサンプリングし、マルチプレ
クサで順次サンプリングデータを切換え、アナログ−デ
ジタル変換器８でデジタル値に変換する。このデジタル
値をもとに、デジタル演算処理器９が所定の演算を行な
う。
制御装置の一実施例を説明する。第１図は本実施例の系
統構成を示すブロック図である。電力系統１からは交流
電圧・電流が電流変成器２や電圧変成器３を介して、本
発明の対象であるデジタル形保護制御装置４に取り込ま
れる。デジタル形保護制御装置４は取込んだ交流電圧・
電流波形をフィルタ５で折り返し、誤差対策を施したの
ち、サンプルホールダ６でサンプリングし、マルチプレ
クサで順次サンプリングデータを切換え、アナログ−デ
ジタル変換器８でデジタル値に変換する。このデジタル
値をもとに、デジタル演算処理器９が所定の演算を行な
う。
本発明は、上記サンプリングホールドからアナログ−
デジタル交換までをごく短い時間間隔で実施させ、第２
図に波形とサンプルデータを示すように連続した３つの
データを取込む。
デジタル交換までをごく短い時間間隔で実施させ、第２
図に波形とサンプルデータを示すように連続した３つの
データを取込む。
その後の演算処理手順は第３図のようになる。
演算処理手順を具体的に説明する。
まず、ｘ（ｔ）＝Asinωｔのとき、３つのサンプリン
グデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（N
T）と既知のサンプリング間隔Ｔにより、角速度ωと大
きさＡとが次のようにして求められる。
グデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（N
T）と既知のサンプリング間隔Ｔにより、角速度ωと大
きさＡとが次のようにして求められる。
第４図は、大きさＡで角速度ωの交流波形ｘ（ｔ）を
示している。
示している。
ここで、ある時点の接線を考えると、接線の傾きは、
大きさＡすなわち縦方向と、角速度ωすなわち横方向の
２つの要因によって定まる。したがって、２つの時点の
接線の傾きがわかれば、２つの未知数Ａとωとがわか
る。ある時点の接線とは、その点の値とごく短い時間間
隔Ｔ後の値との差で与えられ、このＴが小さいほど真値
に近づく。
大きさＡすなわち縦方向と、角速度ωすなわち横方向の
２つの要因によって定まる。したがって、２つの時点の
接線の傾きがわかれば、２つの未知数Ａとωとがわか
る。ある時点の接線とは、その点の値とごく短い時間間
隔Ｔ後の値との差で与えられ、このＴが小さいほど真値
に近づく。
いま、２つの時点として、t1＝（Ｎ−２）Ｔとt2＝
（Ｎ−１）Ｔを考えると、t1時点での接線の傾きl1は、 l1＝ｘ（NT）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝ t2時点での接線の傾きl2は、 l2＝ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝ となる。
（Ｎ−１）Ｔを考えると、t1時点での接線の傾きl1は、 l1＝ｘ（NT）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝ t2時点での接線の傾きl2は、 l2＝ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝ となる。
すなわち、ごく短い時間間隔Ｔでサンプリングした３
つの連続データｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）
Ｔ｝,x（NT）から、２つの時点の接線を傾きがわかるの
で、２つの未知数Ａとωとを算出できる。この大きさＡ
およびωを用いて各種演算の補正をどのように行なうか
を、更に具体的に説明する。
つの連続データｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）
Ｔ｝,x（NT）から、２つの時点の接線を傾きがわかるの
で、２つの未知数Ａとωとを算出できる。この大きさＡ
およびωを用いて各種演算の補正をどのように行なうか
を、更に具体的に説明する。
任意の角速度をω（ω＝２πｆ f:周波数）とし、位
相差がθの２つの交流波形ｘ（ｔ）,y（ｔ）を、 ｘ（ｔ）＝Asinωt,y（ｔ）＝Bsin（ωｔ＋θ）とす
ると、時刻ｔ＝（Ｎ−２）T,（Ｎ−１）T,NTにおけるそ
れぞれのサンプリング値は、 xN−２＝ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝Asinω（Ｎ−２）Ｔ ……（１） xN−１＝ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝Asinω（Ｎ−１）Ｔ ……（２） xN＝ｘ（NT）＝AsinωNT ……（３） yN−２＝ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝Bsin｛ω（Ｎ−２）Ｔ＋
θ｝ ……（４） yN−１＝ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝Bsin｛ω（Ｎ−１）Ｔ＋
θ｝ ……（５） yN＝ｙ（NT）＝Bsin（ωNT＋θ） ……（６） となる。
相差がθの２つの交流波形ｘ（ｔ）,y（ｔ）を、 ｘ（ｔ）＝Asinωt,y（ｔ）＝Bsin（ωｔ＋θ）とす
ると、時刻ｔ＝（Ｎ−２）T,（Ｎ−１）T,NTにおけるそ
れぞれのサンプリング値は、 xN−２＝ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝Asinω（Ｎ−２）Ｔ ……（１） xN−１＝ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝Asinω（Ｎ−１）Ｔ ……（２） xN＝ｘ（NT）＝AsinωNT ……（３） yN−２＝ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝Bsin｛ω（Ｎ−２）Ｔ＋
θ｝ ……（４） yN−１＝ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝Bsin｛ω（Ｎ−１）Ｔ＋
θ｝ ……（５） yN＝ｙ（NT）＝Bsin（ωNT＋θ） ……（６） となる。
ここで、ｔ＝（Ｎ−１）Ｔにおける差分すなわち接線
の傾きをΔｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝とし、 Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝xN−xN−１ ……（７） と定義すると、式（３）および式（２）を式（７）に代
入して、 Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝ｘ（NT）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝ ＝AsinωNT−Asinω（Ｎ−１）Ｔ ＝AsinωNT×（１−ωｓωＴ）＋AcosωNTsinωＴ ……（８） となる。
の傾きをΔｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝とし、 Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝xN−xN−１ ……（７） と定義すると、式（３）および式（２）を式（７）に代
入して、 Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝ｘ（NT）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝ ＝AsinωNT−Asinω（Ｎ−１）Ｔ ＝AsinωNT×（１−ωｓωＴ）＋AcosωNTsinωＴ ……（８） となる。
角速度ωとサンプリング周期Ｔとの積ωＴとsinωT,c
osωＴとの関係は表１のようになる。
osωＴとの関係は表１のようになる。
表１から、ωＴ＝５゜の場合 であるから、ωＴ≦５゜前後では、 sinωＴ→ωＴ、１−cosωＴ→０ ……（９） と置き換えることができ、式（８）は、 Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝ＡωTcosωNT ……（10） となる。
同様に、ｔ＝（Ｎ−２）Ｔにおける差分Δｘ｛（Ｎ−
２）Ｔ｝は、式（７）より Δｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝xN−１−xN−２ ＝Asinω（Ｎ−１）Ｔ−Asinω（Ｎ−２）Ｔ ＝Asinω（Ｎ−１）Ｔ×（１−cosωＴ） ＋Acosω（Ｎ−１）TsinωＴ となる。これに式（９）を代入すると、 Δｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝ＡωTcosω（Ｎ−１）Ｔ ……（11） ＝ＡωTcosωNT×cosωＴ＋ＡωTsinωNTsinωＴ 式（９）および式（10）を式（11）に代入すると、 Δｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＋（ω
Ｔ）２・ｘ（NT） すなわち 上式から、３つのサンプリングデータxN−2,xN−1,xN
と既知のサンプリング間隔Ｔにより、角速度ωすなわち
周波数 が求められる。
２）Ｔ｝は、式（７）より Δｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝xN−１−xN−２ ＝Asinω（Ｎ−１）Ｔ−Asinω（Ｎ−２）Ｔ ＝Asinω（Ｎ−１）Ｔ×（１−cosωＴ） ＋Acosω（Ｎ−１）TsinωＴ となる。これに式（９）を代入すると、 Δｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝ＡωTcosω（Ｎ−１）Ｔ ……（11） ＝ＡωTcosωNT×cosωＴ＋ＡωTsinωNTsinωＴ 式（９）および式（10）を式（11）に代入すると、 Δｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝＝Δｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＋（ω
Ｔ）２・ｘ（NT） すなわち 上式から、３つのサンプリングデータxN−2,xN−1,xN
と既知のサンプリング間隔Ｔにより、角速度ωすなわち
周波数 が求められる。
一方、２つの交流波形ｘ（ｔ）,y（ｔ）に対して、次
の２つの演算を行なう。
の２つの演算を行なう。
Xfg(T)=xN×(yN-1-yN-2)-xN-1×(yN-yN-1) ……（13） Yfg（Ｔ）＝xN×yN−１−xN−１×yN ……（14） ここで、式（10）及び式（11）から、 Δｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝＝yN−yN−１＝ＢωTcos（ωNT＋
θ） ……（15） Δy{(N-2)T}=yN-1-yN-2=BωTcos{ω(N-1)T+θ} ……（1
6） よって、 Xfg（Ｔ）＝AsinωNT×ＢωTcos｛ω（Ｎ−１）Ｔ＋
θ｝ −Asinω（Ｎ−１）Ｔ×ＢωTcos（ωNT＋θ） ＝ABωTsinωTcosθ 式（９）を代入して Xfg（Ｔ）＝AB（ωＴ）2cosθ ……（17） 特別な例として、ｘ（ｔ）＝ｙ（ｔ）すなわち同一波
形に対して式（13）を演算すると、cosθ＝１であるか
ら、 Xff（Ｔ）＝xN（xN−１−xN−２）−xN−１（xN−xN−
１） ＝A2（ωＴ）２ ……（18） よって、式（12）と式（18）から 上式から３つのサンプリングデータxN−2,xN−1,xNに
より、任意の周波数ｆに対して、交流波形の大きさＡが
求められる。（12）式および（19）式から大きさＡと角
速度ωが算出されたので、この算出値を基に、各種演算
の補正を行なう具体例を以下に示す。
θ） ……（15） Δy{(N-2)T}=yN-1-yN-2=BωTcos{ω(N-1)T+θ} ……（1
6） よって、 Xfg（Ｔ）＝AsinωNT×ＢωTcos｛ω（Ｎ−１）Ｔ＋
θ｝ −Asinω（Ｎ−１）Ｔ×ＢωTcos（ωNT＋θ） ＝ABωTsinωTcosθ 式（９）を代入して Xfg（Ｔ）＝AB（ωＴ）2cosθ ……（17） 特別な例として、ｘ（ｔ）＝ｙ（ｔ）すなわち同一波
形に対して式（13）を演算すると、cosθ＝１であるか
ら、 Xff（Ｔ）＝xN（xN−１−xN−２）−xN−１（xN−xN−
１） ＝A2（ωＴ）２ ……（18） よって、式（12）と式（18）から 上式から３つのサンプリングデータxN−2,xN−1,xNに
より、任意の周波数ｆに対して、交流波形の大きさＡが
求められる。（12）式および（19）式から大きさＡと角
速度ωが算出されたので、この算出値を基に、各種演算
の補正を行なう具体例を以下に示す。
まず、距離測定装置の例として、 Yfg（Ｔ）＝AsinωNT×Bsin｛ω（Ｎ−１）Ｔ＋θ｝ −Asin｛ω（Ｎ−１）Ｔ｝×Bsin（ωNT＋θ） ＝ABsinωTsinθ 式（９）を代入して Yfg（Ｔ）＝ABωTsinθ ……（20） となる。
ここで、 を求めると、式（17），（18），（20）から となる。ｘ（ｔ）を電流ｊ（ｔ）,y（ｔ）を電圧ｖ
（ｔ）とすると、 となり、これは測定点からの抵抗分Ｒである。
（ｔ）とすると、 となり、これは測定点からの抵抗分Ｒである。
また、 となり、これは測定点からのリアクタンスＬである。
すなわち、 に式（12）で求めたωＴをかけると、インダクタンスを
求めることができる。
求めることができる。
したがって、サンプリングデータiN−2,iN−1,iN,vN
−2,vN−1,vNと既知のサンプリング間隔Ｔにより、任意
の周波数ｆに対して、 を計算することで、測定点からの抵抗分とインダクタン
ス分が求められる。よって、電力系統の保護装置のう
ち、測定点からのインピーダンスにより故障判定する距
離継電器では、上記手法で計算した抵抗分とインダクタ
ンス分から、任意の周波数に対して、定められた範囲内
にあるか否かを判断できる。
−2,vN−1,vNと既知のサンプリング間隔Ｔにより、任意
の周波数ｆに対して、 を計算することで、測定点からの抵抗分とインダクタン
ス分が求められる。よって、電力系統の保護装置のう
ち、測定点からのインピーダンスにより故障判定する距
離継電器では、上記手法で計算した抵抗分とインダクタ
ンス分から、任意の周波数に対して、定められた範囲内
にあるか否かを判断できる。
次に、任意の位相特性をもつ各種保護継電器につい
て、大きさＡと周波数ωで補正する例を求める。
て、大きさＡと周波数ωで補正する例を求める。
まず、式（12）から、ω2T2とωＴを算出できるの
で、 を計算すると、 となる。この２つの計算値から、ＶとＩで表現された任
意の位相特性に対してどの位置にあるか判断すること
で、電力系統の保護・制御が可能となる。
で、 を計算すると、 となる。この２つの計算値から、ＶとＩで表現された任
意の位相特性に対してどの位置にあるか判断すること
で、電力系統の保護・制御が可能となる。
例えば、電力潮流の大きさと方向を検出する電力継電
器や抵抗接地系統の地絡保護に使用される地絡方向継電
器の位相特性は、一般的に第５図のように表わされるこ
とが多い。すなわち、電圧基準として、電流の最大感度
位相角θｓと動作値Isが整定される。この場合、基準電
圧値をVsとすると、 で与えられるから、領域Ｉと領域IIを区別する直線は である。
器や抵抗接地系統の地絡保護に使用される地絡方向継電
器の位相特性は、一般的に第５図のように表わされるこ
とが多い。すなわち、電圧基準として、電流の最大感度
位相角θｓと動作値Isが整定される。この場合、基準電
圧値をVsとすると、 で与えられるから、領域Ｉと領域IIを区別する直線は である。
ｘとして式（22）の を代入し、ｙとして式（23）の を代入すれば、 の大小比較が可能となる。この結果、領域ＩとIIのどち
らに位置しているかを判断できる。
らに位置しているかを判断できる。
しかも、式（19）から により、Ｖが求められ、 を計算することにより、 となって、電圧の大きさＶに影響されない位相特性の判
断もできる。
断もできる。
当然ながら、第６図のような、整定値IsxとIsyで与え
られた位相特性の場合は、 とIsxとの大小比較及び とIsyとの大小比較を行なうことで、領域ＩとIIを区別
できる。
られた位相特性の場合は、 とIsxとの大小比較及び とIsyとの大小比較を行なうことで、領域ＩとIIを区別
できる。
上記の例は、２つの交流波形ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）のう
ち、ｘ（ｔ）を電流ｉ（ｔ）,y（ｔ）を電圧ｖ（ｔ）と
した場合の例であるが、ｘ（ｔ）,y（ｔ）とも電圧v
1（ｔ）とv2（ｔ）とする例として、２つの電圧間の位
相差を判定する同期継電器がある。この位相特性例とし
て、第７図に示すように、差電圧整定ΔVsと位相差整定
Δθｓが与えられた場合は、 とcosΔθｓとの大小比較および|V1−V2|とΔVsとの大
小比較を行なうと、位相特性のどの位置にあるかを判断
できる。
ち、ｘ（ｔ）を電流ｉ（ｔ）,y（ｔ）を電圧ｖ（ｔ）と
した場合の例であるが、ｘ（ｔ）,y（ｔ）とも電圧v
1（ｔ）とv2（ｔ）とする例として、２つの電圧間の位
相差を判定する同期継電器がある。この位相特性例とし
て、第７図に示すように、差電圧整定ΔVsと位相差整定
Δθｓが与えられた場合は、 とcosΔθｓとの大小比較および|V1−V2|とΔVsとの大
小比較を行なうと、位相特性のどの位置にあるかを判断
できる。
更に、ｘ（ｔ）,y（ｔ）とも電流i1（ｔ）とi2（ｔ）
とする例として、直線接地系統の中性点電流iN（ｔ）と
零相電流i0（ｔ）の方向判定を行なう電流方向継電器な
どがある。この場合も、ｘ（ｔ）をiN（ｔ）とし、ｙ
（ｔ）をi0（ｔ）とすることで、第５図と同様に位相特
性を判定できる。
とする例として、直線接地系統の中性点電流iN（ｔ）と
零相電流i0（ｔ）の方向判定を行なう電流方向継電器な
どがある。この場合も、ｘ（ｔ）をiN（ｔ）とし、ｙ
（ｔ）をi0（ｔ）とすることで、第５図と同様に位相特
性を判定できる。
このほか、ｘ（ｔ）＝Asinωｔに対して任意の位相
だけ位相させた交流波形 ｘ（ｔ）＝Asin（ωｔ＋）も、 として表わされるから、ωＴで補正することにより、位
相させたい角度と３つのサンプリングデータfN−2,fN
−1,fN,及びサンプリング間隔Ｔにより、位相特性を判
定できる。
だけ位相させた交流波形 ｘ（ｔ）＝Asin（ωｔ＋）も、 として表わされるから、ωＴで補正することにより、位
相させたい角度と３つのサンプリングデータfN−2,fN
−1,fN,及びサンプリング間隔Ｔにより、位相特性を判
定できる。
したがって、例えばia（ｔ）,ib（ｔ）,ic（ｔ），の
３相電流から、逆相電流分i2（ｔ）は、次のようにして
得られる。
３相電流から、逆相電流分i2（ｔ）は、次のようにして
得られる。
更に、電力系統の周波数変化をΔf/ΔＴも、式（12）
で求めたω＝２πｆから、 ただし、ωN:サンプリングNT時点での角速度 ωK:サンプリングKT時点での角速度 として求めることができる。
で求めたω＝２πｆから、 ただし、ωN:サンプリングNT時点での角速度 ωK:サンプリングKT時点での角速度 として求めることができる。
発電機の過励磁保護を目的とする継電器には、大きさ
Ｖと周波数ｆとの比V/fが整定値に達したとき動作させ
るものがある。これも、式（12）と（18）から、ωで補
正することにより、 として求められるので、整定値と大小比較し、達したか
否かを判定できる。
Ｖと周波数ｆとの比V/fが整定値に達したとき動作させ
るものがある。これも、式（12）と（18）から、ωで補
正することにより、 として求められるので、整定値と大小比較し、達したか
否かを判定できる。
次にデジタル形比率差動継電装置の例について述べ
る。
る。
一般に比率差動継電装置は、いくつかの交流入力に対
して、これらのベクトル和を動作量とし、各交流入力そ
れぞれの大きさを加算したものを抑制量として、動作量
対制御量の比がある一定以上のとき動作出力するもので
ある。
して、これらのベクトル和を動作量とし、各交流入力そ
れぞれの大きさを加算したものを抑制量として、動作量
対制御量の比がある一定以上のとき動作出力するもので
ある。
いま、簡単化のために、２つの交流入力 ｘ（ｔ）＝Asinωｔとｙ（ｔ）＝Bsin（ωｔ＋θ）を対
象とした比率差動継電装置を考えた場合、保護方向を正
方向とするため、動作量のベクトル和ｚ（ｔ）は ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ） ＝Asinωｔ−Bsin（ωｔ＋θ）≡Csin（ωｔ＋） となる。すなわち、 zN-2=z{(N-2)T}=x{(N-2)T}-y{(N-2)T} zN-1=z{(N-1)T}=x{(N-1)T}-y{(N-1)T} zN=z(NT)=x(NT)-y(NT) から、３つのサンプリングデータZN−2,ZN−1,ZNが得ら
れるので、任意の周波数ｆに対して、式（19）から動作
量の大きさＣが得られる。
象とした比率差動継電装置を考えた場合、保護方向を正
方向とするため、動作量のベクトル和ｚ（ｔ）は ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ） ＝Asinωｔ−Bsin（ωｔ＋θ）≡Csin（ωｔ＋） となる。すなわち、 zN-2=z{(N-2)T}=x{(N-2)T}-y{(N-2)T} zN-1=z{(N-1)T}=x{(N-1)T}-y{(N-1)T} zN=z(NT)=x(NT)-y(NT) から、３つのサンプリングデータZN−2,ZN−1,ZNが得ら
れるので、任意の周波数ｆに対して、式（19）から動作
量の大きさＣが得られる。
一方、ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）のそれぞれの大きさＡ
・Ｂも、式（19）から得られるもので、任意の周波数ｆ
に対して、動作量対抑制量の比が求められる。
・Ｂも、式（19）から得られるもので、任意の周波数ｆ
に対して、動作量対抑制量の比が求められる。
以上、いくつかの例について記載したが、いずれも、
各交流波形に対して、ごく短い既知の時間間隔Ｔでサン
プリングした３つの連続データから、大きさおよび周波
数を算出し、この算出値にもとづき各種演算の補正を行
なって、種々の判断を実行している。したがって、被測
定交流波形の周波数による制約がない。
各交流波形に対して、ごく短い既知の時間間隔Ｔでサン
プリングした３つの連続データから、大きさおよび周波
数を算出し、この算出値にもとづき各種演算の補正を行
なって、種々の判断を実行している。したがって、被測
定交流波形の周波数による制約がない。
また、デジタル演算処理部は一定時間でサンプリング
されたデータを常に取り込む必要がなく、上記諸演算を
終了した時点で、次の３つのサンプリングデータを取り
込めば良い。すなわち、第１図の装置構成において、デ
ジタル演算処理器９は、必要なときに、アナログ・デジ
タル変換器８から、連続した３つのサンプリングデータ
を得れば良く、次の３つのサンプリングデータの取り込
みは、任意の時間後で良い。
されたデータを常に取り込む必要がなく、上記諸演算を
終了した時点で、次の３つのサンプリングデータを取り
込めば良い。すなわち、第１図の装置構成において、デ
ジタル演算処理器９は、必要なときに、アナログ・デジ
タル変換器８から、連続した３つのサンプリングデータ
を得れば良く、次の３つのサンプリングデータの取り込
みは、任意の時間後で良い。
このことは、従来のデジタル形保護リレーが一般的に
30゜ピッチサンプリング毎のデータを常に必要とし、デ
ジタル演算処理部が、このサンプリング周期と同期して
処理する必要があったことと比較すると、デジタル演算
処理部の処理時間を任意にできる利点がある。
30゜ピッチサンプリング毎のデータを常に必要とし、デ
ジタル演算処理部が、このサンプリング周期と同期して
処理する必要があったことと比較すると、デジタル演算
処理部の処理時間を任意にできる利点がある。
本発明によれば、周波数に依存しない演算アルゴリズ
ムであるため、広範囲な任意の周波数に対して、系統の
保護と制御が可能となる。
ムであるため、広範囲な任意の周波数に対して、系統の
保護と制御が可能となる。
また、ごく短い時間間隔の３つの連続データのみか
ら、判断できるので、次の３つの連続データとの間隔は
任意で良く、従来型のように、常にある一定期間（30゜
ピッチのサンプリング）でサンプリングする必要がない
から、演算処理器の能力に応じて、サンプリング間隔を
任意で決定できる。
ら、判断できるので、次の３つの連続データとの間隔は
任意で良く、従来型のように、常にある一定期間（30゜
ピッチのサンプリング）でサンプリングする必要がない
から、演算処理器の能力に応じて、サンプリング間隔を
任意で決定できる。
さらに、３つの連続データは、ごく短い時間間隔のデ
ータであり、これを１つのまとまりと考えると、１つの
まとまり毎に系統の状況を判断でき、前後のまとまりと
は無関係なので、系統故障時の故障検出時間すなわち保
護継電器の動作時間が短くなる。
ータであり、これを１つのまとまりと考えると、１つの
まとまり毎に系統の状況を判断でき、前後のまとまりと
は無関係なので、系統故障時の故障検出時間すなわち保
護継電器の動作時間が短くなる。
第１図は本発明によるデジタル形保護制御装置の一実施
例の系統構成を示すブロック図、第２図は第１図装置の
交流入力波形とサンプルデータとの関係を示す図、第３
図は第１図実施例における演算処理手順を示す図、第４
図は交流波形ｘ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωにより
接線が異なる様子を示す図、第５図〜第７図は判断対象
となる位相特性の例を示す図である。 １……電力系統、２……電流変成器CT、 ３……電圧変成器PT、 ４……デジタル形保護制御装置、５……フィルタ、 ６……サンプルホールダ、７……マルチプレクサ、 ８……アナログ−デジタル変換器、 ９……デジタル演算処理器。
例の系統構成を示すブロック図、第２図は第１図装置の
交流入力波形とサンプルデータとの関係を示す図、第３
図は第１図実施例における演算処理手順を示す図、第４
図は交流波形ｘ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωにより
接線が異なる様子を示す図、第５図〜第７図は判断対象
となる位相特性の例を示す図である。 １……電力系統、２……電流変成器CT、 ３……電圧変成器PT、 ４……デジタル形保護制御装置、５……フィルタ、 ６……サンプルホールダ、７……マルチプレクサ、 ８……アナログ−デジタル変換器、 ９……デジタル演算処理器。
フロントページの続き (72)発明者 佐々木 宏 茨城県日立市東金沢町１丁目15番25号 株式会社日立エレクトリックシステムズ 内 (56)参考文献 特開 昭57−165765（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−52878（ＪＰ，Ａ)
Claims (8)
- 【請求項１】電力系統の交流入力波形をサンプリング
し、アナログ−デジタル変換し、このデジタル値を予め
定められた式に入れて演算し、その結果により前記電力
系統の状態を判断し、必要な保護制御信号を出力するデ
ジタル形保護制御装置において、 前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）について、ご
く短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）およびｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えてなり、 大きさＡは、ｘ（ｔ）＝Asinωｔのとき、３つのサンプ
リングデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x
（NT）から、 により求めることを特徴とするデジタル形保護制御装
置。 - 【請求項２】電力系統の交流入力波形をサンプリング
し、アナログ−デジタル変換し、このデジタル値を予め
定められた式に入れて演算し、その結果により前記電力
系統の状態を判断し、必要な保護制御信号を出力するデ
ジタル形保護制御装置において、 前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）について、ご
く短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）およびｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えてなり、 大きさＡは、ｘ（ｔ）＝Asinωｔのとき、３つのサンプ
リングデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x
（NT）から、 により求め、 角速度ωは、３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）
Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）と既知のサンプリング
間隔Ｔとにより、 から求めることを特徴とするデジタル形保護制御装置。 - 【請求項３】電力系統の交流入力波形をサンプリング
し、アナログ−デジタル変換し、このデジタル値を予め
定められた式に入れて演算し、その結果により前記電力
系統の状態を判断し、必要な保護制御信号を出力するデ
ジタル形保護制御装置において、 前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）について、ご
く短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）およびｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x（NT）からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えてなり、 角速度ωは、３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）
Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）と既知のサンプリング
間隔Ｔとにより、 から求め、 ｘ（ｔ）＝Asinωｔを電流とし、ｙ（ｔ）＝Bsin（ωｔ
＋θ）を電圧としたとき、 Xfg(T)≡x(NT)×[y{(N-1)T}-y{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[y(NT)-y{(N-1)T}] と、 Xff(T)≡x(NT)×[x{(N-1)T}-x{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[x(NT)-x{(N-1)T}] および Yfg(T)≡x(NT)×y{(N-1)T}-x{(N-1)T} ×y(NT) を算出し、これらと前記角速度ωから、 抵抗分として また、インダクタンス分として を算出し、 インピーダンスを判定することを特徴とするデジタル形
距離測定装置。 - 【請求項４】電力系統の交流入力波形をサンプリング
し、アナログ−デジタル変換し、このデジタル値を予め
定められた式に入れて演算し、その結果により電気電力
系統の状態を判断し、必要な保護制御信号を出力するデ
ジタル形保護制御装置において、 前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）について、ご
く短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）およびｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（TN）からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えてなり、 角速度ωは、３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）
Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）と既知のサンプリング
間隔Ｔとにより、 から求め、 ｘ（ｔ）＝Asinωｔ、ｙ（ｔ）＝Bsin（ωｔ＋θ）とし
たとき、 Xfg(T)≡x(NT)×[y{(N-1)T}-y{(N-2)T}] -x{(N-1)T}×[y(NT)-y{(N-1)T}] および Yfg(T)≡x(NT)×y{(N-1)T}-x{(N-1)T}×y(NT) を算出し、基準軸と交差する点をx0,直交軸と交差する
点をy0とした直線のとき、上記Xfg（Ｔ）とYfg（Ｔ）お
よび前記角速度ωから、 の大小を比較して、 位相特性上のどの位置にあるか判定することを特徴とす
るデジタル形保護制御装置。 - 【請求項５】電力系統の交流入力波形をサンプリング
し、アナログ−デジタル変換し、このデジタル値を予め
定められた式に入れて演算し、その結果により電気電力
系統の状態を判断し、必要な保護制御信号を出力するデ
ジタル形保護制御装置において、 前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）について、ご
く短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）およびｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（TN）からｘ
（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび角速度ωを算出
し、この算出値をもとに前記演算結果を補正するデジタ
ル演算処理器を備えてなり、 角速度ωは、３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）
Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x（NT）と既知のサンプリング
間隔Ｔとにより、 から求め、 この求めたωにより、ｘ（ｔ）を任意の位相ψだけ移相
させた波形として、 を算出し、上記ｘψ（NT）を用いて位相特性を判定する
ことを特徴とするデジタル形保護制御装置。 - 【請求項６】請求項４又は５に記載のデジタル形保護制
御装置において、 大きさＡは、ｘ（ｔ）＝Asinωｔのとき、３つのサンプ
リングデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝,x｛（Ｎ−１）Ｔ｝,x
（NT）から、 により求めることを特徴とするデジタル形保護制御装
置。 - 【請求項７】請求項１又は２に記載のデジタル形保護制
御装置において、 ｘ（ｔ）＝Asinωｔ、ｙ（ｔ）＝Bsin（ωｔ＋θ）と
し、かつ、この差ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）をｚ（ｔ）＝Csin
（ωｔ＋α）としたとき、 Z{(N-2)T}={(N-2)T}-y{(N-2)T}, Z{(N-1)T}=x{(N-1)T}-y{(N-1)T}Z(NT) =x(NT)-y(NT) から、それぞれの大きさA,B,Cを算出し、動作量をC,抑
制量を（Ａ＋Ｂ）とすることを特徴とするデジタル形比
率差動継電装置。 - 【請求項８】請求項１乃至７のいずれか一項に記載のデ
ジタル形保護制御装置に用いるアナログ−デジタル変換
器において、 演算の実施に必要な３つの連続サンプリングデータを１
グループとしてごく短時間に取り込み、各グループ間の
時間間隔を任意の長さとしたことを特徴とするアナログ
−デジタル変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1063361A JP2657414B2 (ja) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | デジタル形保護制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1063361A JP2657414B2 (ja) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | デジタル形保護制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02246725A JPH02246725A (ja) | 1990-10-02 |
| JP2657414B2 true JP2657414B2 (ja) | 1997-09-24 |
Family
ID=13227051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1063361A Expired - Fee Related JP2657414B2 (ja) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | デジタル形保護制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2657414B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5152878A (en) * | 1974-11-02 | 1976-05-10 | Tokyo Electric Power Co | Denkiryono kenshutsuhoshiki |
| JPS57165765A (en) * | 1981-04-06 | 1982-10-12 | Mitsubishi Electric Corp | Frequency detection system |
-
1989
- 1989-03-15 JP JP1063361A patent/JP2657414B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02246725A (ja) | 1990-10-02 |
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