JPH02246725A

JPH02246725A - デジタル形保護制御装置

Info

Publication number: JPH02246725A
Application number: JP1063361A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Matsui; 義明松井; Kazuhiro Sano; 佐野　和汪; Hiroshi Sasaki; 宏佐々木
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Electric Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Electric Systems Co Ltd
Priority date: 1989-03-15
Filing date: 1989-03-15
Publication date: 1990-10-02
Anticipated expiration: 2012-09-24
Also published as: JP2657414B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、電力系統の情報をもとに系統を保護制御する
装置に係り、特に、系統の電圧や電流を、サンプリング
してデジタル変換した値から系統の状態を判断するのに
好適なデジタル形電力系＃１保護制御装置に関する。

〔従来の技術〕

系統の電圧や電流をサンプリングしデジタル変換した値
をもとに種々の演算をおこなうアルゴリズムについては
１例えば、電気協同研究第４１巻第４号「デジタルリレ
ー」　（社団法人電気協同研究会）において論じられて
いる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術の多くは、デジタル演算処理部の処理能力
と演算結果の精度の点か心、基本波ベースで３０°サン
プリング（基本波５０Ｈｚのとき１．６６７ｍ５，６０
Ｈｚのとき１．３８９ｍ５）のデータをもとに処理する
ものが多い。例えば、面積形（加算形）や積形と呼ばれ
るアルゴリズムの多くは、３０“サンプリングデータを
採用している。

この方式は、基本波を前提として考えているので１周波
数が変化した場合、大きな誤差を生じる欠点があった。

また、一部には、任意のサンプリング時間ΔＴを前提と
したものとして、直接インピーダンス法のうち回路方程
式法と呼ばれるアルゴリズムがある。この場合は、任意
の周波数に対して成立するが、回路方程式で関係づけら
れることが前提であるため、故障点までのインピーダン
スＲやＬを求める距離リレーには有効であるが、任意の
交流波形同士に対して成り立つものではなかった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、上記の目的を達成するために、電力系統の交
流入力波形をサンプリングし、アナログ−デジタル変換
し、このデジタル値を予め定められた式に入れて演算し
、その結果により前記電力系統の状態を判断し、必要な
保護制御信号を出力するデジタル形保護制御装置におい
て、前記交流入力波形ｘ　（ｔ）およびｙ　（ｔ）につ
いて、ごく短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続デー
タｘ　（（Ｎ−２）Ｔ）　、　ｘ　（（Ｎ−１）Ｔ）　
、　ｘ　（ＮＴ）およびｙ（（Ｎ−２）Ｔ｝、Ｘ（（Ｎ
−１）Ｔ｝、Ｘ（ＮＴ）からｘ　（ｔ）およびｙ　（ｔ
）の大きさＡおよび周波数ｆを算出し、この算出値をも
とに前記演算結果を補正するデジタル演算処理器を備え
たことを特徴とするデジタル形保護制御装置を提案する
ものである。

具体的には、　ｘ　（ｔ）が角速度ω（＝２πｆ）の周
期波形のとき、３つのサンプリングデータｘ（（Ｎ−２
）Ｔ｝、ｘ（（Ｎ−１）Ｔ｝、ｘ（ＮＴ）と既知のサン
プリング間隔Ｔとにより、から、角速度ω又は周波数ｆを求める。

また、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔのとき、３つのサンプリ
ングデータｘ（（Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）。

ｘ（ＮＴ）から、Ａ２＝により、大きさＡを求めるさらに、ｘ　（ｔ　）＝＝　Ａｓ１ｎωｔを電流とし、
ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ　（ωｔ　＋　８）を電圧としたと
き、Ｘｆｇ（Ｔ）ミｘ（ＮＴ）Ｘ［ｙ（（Ｎ−１）Ｔ）
−ｙ（（Ｎ−２）Ｔ）］−ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）Ｘ［ｙ（
ＮＴ）　　ｙ（（Ｎ　　１）Ｔ）］とＸｆｆ（Ｔ）Ｅｘ（ＮＴ）Ｘ［ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）−ｘ
（（Ｎ−２）Ｔ）］−ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）Ｘ［ｘ（ＮＴ
）　　！（（Ｎ−１）Ｔ）］およびＹｆｇ（Ｔ）Ｅｘ（ＮＴ）Ｘｙ（（Ｎ−１）Ｔ）−ｘ（
（Ｎ−１）Ｔ）Ｘ　３Ｆ　（ＮＴ）を算出し、これらと上記で求めた角速度ωから、−ｘ（
（Ｎ−１）Ｔ）Ｘ［ｙ（ＮＴ）　−ｙ（（Ｎ−１）Ｔ）
］およびＹｆｇ（Ｔ）Ｅｘ（ＮＴ）Ｘｙ（（Ｎ−１）Ｔ）−ｘ（
（Ｎ−１）Ｔ）Ｘ　ｙ（ＮＴ）を算出し、基準軸と交差する点をｘｏ、直交軸と交差す
る点をｙ、とじた直線のとき、上記Ｘｆｇ（Ｔ）とＹｆ
ｇ（Ｔ）及び上記で求めた角速度ωかの大小を比較し、
位相特性上のどの位置にあるが判定するようにしてもよ
い。

ｘ　（ｔ）が角速度ωの周期波形のとき、上記で求めた
ωにより、ｘ　（ｔ）を任意の位相Ｔだけ移相させた波
形として、スを判定するデジタル形距離測定装置とすることもでき
る。

あるいは、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔ、ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉ
ｎ（ωを十〇）としたとき、Ｘｆｇ（Ｔ）Ｅｘ（ＮＴ）Ｘ［ｙ（（Ｎ−１）Ｔ）　　
ｙ（（Ｎ　　２）Ｔ）］Ｘ５ｉｌ’ を算出し、上記ｘ　ｖ　（Ｎ　Ｔ　）を用いて位相特性
を判定することも可能である。

ｘ（ｔ）：＝Ａｓｉｎωｔ、ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ（＋　
ｔ＋θ）とし、かつ、この差ｘ（ｔ）　　ｙ（ｔ）ｔｔ
ｚ（ｔ）＝Ｃａ１ｎ（ωｔ　＋　ａ）としたとき、Ｚ（
（Ｎ−２）Ｔ）＝ｘ（（Ｎ−２）Ｔ）−ｙ（（Ｎ−２）
Ｔ｝、ｚ（（Ｎ　　１）Ｔ）＝ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）　　
ｙ（（Ｎ−１）Ｔ）Ｚ（ＮＴ）＝ｘ（ＮＴ）−ｙ（ＮＴ
）から、上記手段によりそれぞれの大きさＡ、Ｂ、Ｃを
算出し、動作量をＣ９抑制量を（Ａ＋Ｂ）とすれば、デ
ジタル形比率差動継電装置が得られる。

なお、アナログ−デジタル変換器は、演算実施に必要な
３つの連続サンプリングデータを１グループとしてごく
短時間に取り込み、各グループ間の時間間隔は任意の長
さとすることができる。

〔作用〕

本発明においては、交流波形のある時点の接線を考える
と、その傾きが、交流信号の大きさと角速度とにより定
まり、逆に、接線が求められれば、その波形の大きさと
角速度が分かる点に着目してなされたものである。

この接線を求めるためには、ごく短い時間間隔でサンプ
リングした３つの連続データを用いて。

接線の定義に基づいて、演算を実行する。しだがって１
本質的に交流波形の周波数による制約がないので、広範
な任意の周波数の交流波形を取り扱うことが可能である
。

このような方式で、交流波形の大きさと角速度とを求め
ると、従来のように一定周期でサンプリングする必要が
なくなり、演算処理器の能力に応じて、サンプリング間
隔を任意に決定できる。

また、３つのデータはごく短時間に−まとまりとして得
られるから、系統故障の検出時間が短縮され、迅速な対
応が可能となる。

Ｃ実施例〕次に、図面を参照して、本発明によるデジタル形保護制
御装置の一実施例を説明する。第１図は本実施例の系統
構成を示すブロック図である。電力系統１からは交流電
圧・電流が電流変成器２や電圧変成器３を介して、本発
明の対象であるデジタル形保護制御装置４に取り込まれ
る。デジタル形保護制御装置４は取込んだ交流電圧・電
流波形をフィルタ５で折り返し、誤差対策を施したのち
。

サンプルデータダ６でサンプリングし、マルチプレクサ
で順次サンプリングデータを切換え、アナログ−デジタ
ル交換器８でデジタル値に変換する。

このデジタル値をもとに、デジタル演算処理器９が所定
の演算を行なう。

本発明は、上記サンプリルホールドからアナログ−デジ
タル交換までをごく短い時間間隔で実施させ、第２図に
波形とサンプルデータを示すように連続した３つのデー
タを取込む。

その後の演算処理手順は第３図のようになる。

演算処理手順を具体的に説明する。

まず、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔのとき、３つのサンプリ
ングデータｘ（（Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）。

ｘ　（Ｎ　Ｔ）と既知のサンプリング間隔Ｔにより、角
速度ωと大きさＡとが次のようにして求められる。

第４図は、大きさＡで角速度ωの交流波形ｘ（ｔ）を示
している。

ここで、ある時点の接線を考えると、接線の傾きは、大
きさＡすなわち縦方向と、角速度ωすなわち横方向の２
つの要因によって定まる。したがって、２つの時点の接
線の傾きがわかれば、２っの未知数Ａとωとがわかる。

ある時点の接線とは。

その点の値とごく短い時間間隔Ｔ後の値との差で与えら
れ、このＴが小さいほど真値に近づく。

いま、２つの時点として、ｔ工＝（Ｎ−２）Ｔとｔｚ＝
（Ｎ　　１）Ｔを考えると、ｔ□時点での接線の傾きＱ
□は、Ｑ　ｈ　＝ｘ　（Ｎ　Ｔ　）　−ｘ　（（Ｎ　　１　）
　Ｔ　）ｔ２時点での接線の傾きＱ２は、Ｑ２＝ｘ（（Ｎ　　１）Ｔ）　　ｘ（（Ｎ　　２）Ｔ）
となる。

すなわち、ごく短い時間間隔Ｔでサンプリングした３つ
の連続データｘ（（Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）
。

ｘ（ＮＴ）から、２つの時点の接線の傾きがわかるので
、２つの未知数Ａとωとを算出できる。この大きさＡお
よびωを用いて各種演算の補正をどのように行なうかを
、更に具体的に説明する。

任意の角速度をω（ω＝２πｆ　ｆ：周波数）とし、位
相差が０の２つの交流波形ｘ　（ｔ　）　＋ｙ（ｔ）を
、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔ、ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ（ωを十
θ）とすると、時刻ｔ　＝（Ｎ　−２）Ｔ、　（Ｎ　−
１）Ｔ、。

ＮＴにおけるそれぞれのサンプリング値は、ＸＮ−２＝
　ｚ　（（Ｎ　−２）Ｔ）　＝　Ａｓ１ｎω（Ｎ−２）
　Ｔ　　−（１）ｘＮ−１＝ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）＝Ａｓ
ｉｎｃ、＋　（Ｎ−１）　Ｔ　　−（２）ｘＮ＝　ｘ　
（ＮＴ）＝ＡｓｉｎωＮＴ　　　　　　　　　−（３）
ｙＮ−２＝　ｙ　（（Ｎ　−２）Ｔ）＝Ｂｓｉｎ（ω（
Ｎ　−２）Ｔ十〇）−（４）ｙＮ−１＝　ｙ　（（Ｎ−
１）Ｔ）＝　Ｂｓ１ｎ（ω（Ｎ−１）Ｔ＋θ）・（５）
ｙＮ＝ｙ（ＮＴ）　＝Ｂｓｉｎ（ｃ、＋ＮＴ＋６）　　
　　　　　−（６）となる。

ここで、ｔ＝（Ｎ−１）Ｔにおける差分すなわち接線の
傾きをΔｘ（（Ｎ−１）Ｔ）とし、Δｘ（（Ｎ　−１）
Ｔ）＝　ｘＮ　−ｘＮ−１−（７）と定義すると、式（
３）および式（２）を式（７）に代入して、 △ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）＝ｘ（ＮＴ）　　ｘ（（Ｎ−１）
Ｔ）＝ＡｓｉｎωＮＴ−Ａｓｉｎω（Ｎ−１）Ｔ＝Ａｓ
ｉｎωＮＴＸ（１−（１１ｓ　ωＴ）＋ＡｃｏｓωＮＴ
ｓｉｎωＴ・・・（８）となる。

角速度ωとサンプリング周期Ｔとの積ωＴとｓｉｎωＴ
、ｃＯ３ωＴとの関係は表１のようになる。

表１から、ωＴ＝５°の場合 ′Ｔ＝　１．００１３　　１−ｃｏｓＯＴ　＝０．００
３８ｓｕｎωＴであるから、ωＴ≦５°前後では、ｓｉｎω　Ｔ→（ｋｌ　　Ｔ　、　　１　−ｃｏｓ　ω
　Ｔ　４０−　（９）と置き換えることができ１式（８
）は、Δｘ　（（Ｎ　−１）Ｔ）＝　Ａ　ωＴｃｏｓω
Ｎ　Ｔ　＝４１０）となる。

同様に、’　ｔ＝（Ｎ−２）Ｔにおける差分Δｘ（（Ｎ
−２）Ｔ）は、式（７）より Δｘ　（（Ｎ　−２）Ｔ）＝　ｘＮ−１−ｘＮ−２＝Ａ
ｓｉｎω（Ｎ−１）Ｔ−Ａｓｉｎω（Ｎ　−２）Ｔ＝　
Ａｓ１ｎω（Ｎ−１）　Ｔ　Ｘ　（１−ｃｏｓＯＴ）＋
ＡＣＯ！３４１１　（Ｎ−１）　ＴｓｉｎωＴとなる。

これに式（９）を代入すると、Δｘ　（（Ｎ　−２）Ｔ
）　＝Ａ　（、Ｉ　Ｔｃｏｓω（Ｎ−１）Ｔ　　　　　
”・（１１）＝＝ＡωＴＣＯ８（１１ＮＴ　Ｘｃｏｓω
Ｔ＋Ａ　ωＴｓｉｎωＮＴｓｉｎωＴ式（９）および式
（１０）を式（１１）に代入すると、 Δｘ　（（Ｎ　−２）Ｔ）”△ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）＋（
ωＴ）２・ｘ（ＮＴ）すなわちｘＮ−１−ｘＮ−２＝　ｘＮ　−ｘＮ−１＋（ωＴ）”
ｘＮ上式から、３つのサンプリングデータｘＮ−２゜ｘ
Ｎ−１，ｘＮと既知のサンプリング間隔Ｔにより、角速
度ωすなわち周波数ｆ＝２９が求められる。

一方、２つの交流波形ｘ（ｔ｝、ｙＤ）に対して、次の
２つの演算を行なう６Ｘｆｇ（Ｔ）＝ｘＮ　Ｘ　（ｙＮ−１−ｙＮ−２）　−
ｘＮ−Ｉ　Ｘ　（ｙＮ　−ｙＮ−１）−（１３）Ｙｆｇ
（Ｔ）＝　ｘＮＸ　ｙＮ−１−ｘＮ−ＩＸ　ｙＮ　　　
　　　　　・・・（１４）ここで１式（１０）及び式（
１１）から、Δｙ　（（Ｎ−１）Ｔ）＝　ｙＮ　−ｙＮ
−１＝Ｂ　（、Ｉ　Ｔｃｏｓ（ωＮＴ十〇）　　−（１
５）Δｙ（（Ｎ−２）Ｔ）＝ｙＮ−１−ｙＮ−２＝Ｂω
Ｔｃｏｓ（ω（Ｎ−１，）Ｔ十〇）・・・（１６）よって、Ｘｆｇ（Ｔ）＝ＡｓｉｎωＮＴＸＢωＴｃｏｓ（ω（Ｎ
−１）Ｔ十〇）−Ａｓｉｎω（Ｎ−１）ＴＸＢ（１）Ｔ
ｅＯ２（ＣＬＩＮＴ十〇）＝ＡＢωＴｓｉｎωＴｃｏｓ
θ 式（９）を代入してＸｆｇ（Ｔ）＝ＡＢ（ωＴ）”ｃｏｓＯ＝（１７）特別
な例として、ｘ（ｔ）＝ｙ（ｔ）すなわち同一波形に対
して式（１３）を演算すると、ｃｏｓＯ＝１であるから
。

Ｘ　ｆ　ｆ　（Ｔ）＝ｘＮ（ｘＮ−１−ＸＮ−２）−Ｘ
Ｎ−１（ＸＮ−ＸＮ−１）＝Ａ２（ωＴ）２　　　　　
　　　　・・・（１８）よって、式（１２）と式（１８
）からＡ”＝（ｘＮ（ｘＮ−１−ｘＮ−２）　−ｘＮ−１（ｘ
Ｎ−ｘＮ−１））上式から３つのサンプリングデータｘ
Ｎ−２゜ｘＮ−１，ｘＮにより、任意の周波数ｆに対し
て、交流波形の大きさＡが求められる。（１２）式およ
び（１９）式から大きさＡと角速度ωが算出されたので
、この算出値を基に、各種演算の補正を行なう具体例を
以下に示す。

まず、距離測定装置の例として。

Ｙｆｇ（Ｔ）＝ＡｓｉｎωＮＴ　Ｘ　Ｂｓ１ｎ（ω（Ｎ
−１）Ｔ十〇）−Ａｓｉｎ（ω（Ｎ−１）Ｔ）ＸＢｓｉ
ｎ（ｃ、＋ＮＴ十〇）＝ＡＢｓｉｎωＴｓｉｎθ 式（９）を代入してＹｆｇ（Ｔ）　＝　Ａ　Ｂ　（、Ｉ　Ｔｓｉｎθ　　　
　　・（２０）となる。

からのリアクタンスＬである。

をかけると、インダクタンスを求めることができる。

したがって、サンプリングデータｉ　Ｎ−２，ｉ　Ｎ−
１。

ｉ　Ｎ、　ｖＮ−２，ｖＮ−１，ｖＮと既知のサンプリ
ング間、（１８｝、（２０）からとなる、ｘ（ｔ）を電流ｘ（ｔ｝、ｙ（ｔ）を電圧ｖ（
ｔ）とすると、抵抗弁Ｒである。

の抵抗弁とインダクタンス分が求められる。よって、電
力系統の保護装置のうち、測定点からのインピーダンス
により故障判定する距離継電器では、上記手法で計算し
た抵抗弁とインダクタンス分から、任意の周波数に対し
て、定められた範囲内にあるか否かを判断できる。

次に、任意の位相特性をもつ各種保護継電器について、
大きさＡと周波数ωで補正する例を求める。

まず１式（１２）から、ω２Ｔ２とωＴを算出で線はｙ
＝−ヱＤ　　（ｘ−ｘ。）である。

Ｏとなる。この２つの計算値から、■と工で表現された任
意の位相特性に対してどの位置にあるが判断することで
、１！力系統の保護・制御が可能となる。

例えば、電力潮流の大きさと方向を検出する電力継！器
や抵抗接地系統の地絡保護に使用される地絡方向継電器
の位相特性は、一般的に第５図のように表わされること
が多い。すなわち、電圧基準として、電流の最大感度位
相角Ｏ８と動作値Ｉｓが整定される。この場合、基準電
圧値をＶｓとすると、の大小比較が可能となる。この結果、領域Ｉと■のどち
らに位置しているかを判断できる。

しかも１式（１９）からにより、■が求め゛られ、ることにより、で与えられるから、領域Ｉと領域■を区別する直となっ
て、電圧の大きさＶに影響されない位相特性の判断もで
きる。

当然ながら、第６図のような、整定値ＩｓスとＩｓｙで
与えられた位相特性の場合は、を行なうことで、領域Ｉ
と■を区別できる。

上記の例は、２つの交流波形ｘ　（ｔ）とｙ　（ｔ）の
うち、ｘ　（ｔ）を電流１　（ｔ）　＊　ｙ　（ｔ）を
電圧ｖ　（ｔ）とした場合の例であるが、ｘ（ｔ）ｐｙ
　（ｔ）とも電圧ｖｔ　（ｔ）とＶ２（ｔ）とする例と
して、２つの電圧間の位相差を判定する同期継電器があ
る。この位相特性例として、第７図に示すように、差電
圧整定ΔＶｓと位相差整定ΔθＳが与えられた場合は、 ω”Ｔ”　　　　　ＶｚＶｚ小比較およびｌｖｔ　　ｖｚｌとΔＶｓとの大小比較を
行なうと、位相特性のどの位置にあるかを判断できる。

更に、ｘ　（ｔ）　、　ｙ　（ｔ）とも電流ｉ１　（ｔ
）とＬ（ｔ）とする例として、直接接地系統の中性点電
流１Ｎ（ｔ）と零相電流ｉａ　（ｔ）の方向判定を行な
う電流方向継電器などがある。この場合も、ｘ　（ｔ）
をｉＮ　（ｔ）とし、　ｙ　（ｔ）を１ｏ（ｔ）とする
ことで、第５図と同様に位相特性を判定できる。

このほか、ｘ　（ｔ）　＝Ａｓｉｎωｔに対して任意の
位相ψだけ位相させた交流波形ｘ’ｌ’　（ｔ）　＝Ａｓｉｎ　（ωを十？）も。

ｘＹ’　（ＮＴ）＝Ａｓｉｎ　（ωＮＴ＋ｔＰ）＝Ａｓ
ｉｎωＮＴｃｏｓψ＋ＡｃｏｓωＮ　Ｔ　φｓｉｎ’／
’として表わされるから、ωＴで補正することにより１
位相させたい角度ψと３つのサンプリングデータｆＮ−
２，ｆＮ−１，ｆＮ、及びサンプリング間隔Ｔにより１
位相特性を判定できる。

したがって、例えばｉａ　（ｔ｝、ｉｂ　（ｔ）。

１ｃ（ｔ）ｅの３相電流から、逆相電流分ｉｓ　（ｔ）
は１次のようにして得られる。

ｉ、（ＮＴ）＝　１ａ（ＮＴ）＋　１ｂ（ＮＴ）１６０
°＋　１ｃ（ＮＴ）ｆ６０’更に、電力系統の周波数変
化をΔｆ／ΔＴも、式（１２）で求めたω＝２πｆから
。

ただし、ωＮ：サンプリングＮＴ時点での角速度ωに：
サンプリングデータ点での角速度として求めることがで
きる。

発電機の過励磁保護を目的とする継電器には、大きさＶ
と周波数ｆとの比Ｖ／ｆが整定値に達したとき動作させ
るものがある。これも、式（１２）と（１８）から、ω
で補正することにより。

′として求められるので、整定値と大小比較し、達した
か否かを判定できる。

次にデジタル形比率差動継電装置の例について述べる。

一般に比率差動継電装置は、いくつかの交流入力に対し
て、これらのベクトル和を動作量とし。

各交流入力それぞれの大きさを加算したものを抑制量と
して、動作量対制御量の比がある一定以上のとき動作出
力するものである。

いま、簡単化のために、２つの交流入力ｘ　（ｔ　）　
＝Ａｇｉｎωｔとｙ　（ｔ）　＝Ｂｓｉｎ　（ωを十〇
）を対象とした比率差動継電装置を考えた場合、保護方
向を正方向とするため、動作量のベクトル和ｚ　（ｔ）
はｚ　（ｔ）　＝ｘ　（ｔ）　　ｙ　（ｔ）＝Ａｓｉｎω
ｔ−Ｂｓ１ｎ　（（１１を十〇）　＝Ｃ５ｉｎ　（（１
１ｔ　＋’ｌ’）となる、すなわち、ｚＮ−２＝ｚ　（（Ｎ−２）Ｔ）＝ｘ（（Ｎ−２）Ｔ）
−ｙ（（Ｎ−２）Ｔ）ｚＮ−１＝　ｚ　（（Ｎ　−１）
Ｔ）＝　ｘ（（Ｎ　−１）Ｔ）　−ｙ　（（Ｎ　−１）
Ｔ）ｚＮ＝ｚ　（ＮＴ）　＝ｘ　（ＮＴ）　−ｙ　（Ｎ
Ｔ）から、３つのサンプリングデータＺＮ−２，ＺＮ−
１゜ＺＮが得られるので、任意の周波数ｆに対して、式
（１９）から動作量の大きさＣが得られる。

一方、ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）のそれぞれの大きさＡ−
Ｂも１式（１９）から得られるので、任意の周波数ｆに
対して、動作量対抑制量の比が求められる。

以上、いくつかの例について記載したが、いずれも、各
交流波形に対して、ごく短い既知の時間間隔Ｔでサンプ
リングした３つの連続データから。

大きさおよび周波数を算出し、この算出値にもとづき各
種演算の補正を行なって、種々の判断を実行している。

したがって、被測定交流波形の周波数による制約がない
。

また、デジタル演算処理部は一定時間でサンプリングさ
れたデータを常に取り込む必要がなく、上記諸演算を終
了した時点で１次の３つのサンプリングデータを取り込
めば良い、すなわち、第１図の装置構成において、デジ
タル演算処理器９は。

必要なときに、アナログ・デジタル変換器８から、連続
した３つのサンプリングデータを得れば良く。

次の３つのサンプリングデータの取り込みは、任意の時
間後で良い。

このことは、従来のデジタル形保護リレーが一般的に３
０”ピッチサンプリング毎のデータを常に必要とし、デ
ジタル演算処理部が、このサンプリング周期と同期して
処理する必要があったことと比較すると、デジタル演算
処理部の処理時間を任意にできる利点がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば１周波数に依存しない演算アルゴリズム
であるため、広範囲な任意の周波数に対して、系統の保
護と制御が可能となる。

また、ごく短い時間間隔の３つの連続データのみから、
判断できるので、次の３つの連続データとの間隔は任意
で良く、従来型のように、常にある一定周期（３σ０ピ
ツチのサンプリング）でサンプリングする必要がないか
ら、演算処理器の能力に応じて、サンプリング間隔を任
意に決定できる。

さらに、３つの連続データは、ごく短い時間間隔のデー
タであり、これを１つのまとまりと考えると、１つのま
とまり毎に系統の状況を判断でき、前後のまとまりとは
無関係なので、系統故障時の故障検出時間すなわち保護
継電器の動作時間が短くなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるデジタル形保護制御装置の一実施
例の系統構成を示すブロック図、第２図は第１図装置の
交流入力波形とサンプルデータと。の関係を示す図、第３図は第１図実施例における演算処
理手順を示す図、第４図は交流波形ｘ（ｔ）の大きさＡ
および角速度ωにより接線が異なる様子を示す図、第５
図〜第７図は判断対象となる位相特性の例を示す図であ
る。１・・・電力系統、２・・・電流変成器ＣＴ、３・・・
電圧変成器ＰＴ、４・・・デジタル形保護制御装置、５・・・フィルタ、
６・・・サンプルデータダ、７・・・マルチプレクサ。８・・・アナログ−デジタル変換器、９・・・デジタル演算処理器。ｂ−−−−−クルｙ第図

Claims

【特許請求の範囲】１、電力系統の交流入力波形をサンプリングし、アナロ
グ−デジタル変換し、このデジタル値を予め定められた
式に入れて演算し、その結果により前記電力系統の状態
を判断し、必要な保護制御信号を出力するデジタル形保
護制御装置において、前記交流入力波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）について、ご
く短い時間間隔Ｔでサンプリングした連続データｘ｛（
Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝、ｘ（ＮＴ）および
ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝、ｘ（ＮＴ）
からｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）の大きさＡおよび周波数ｆ
を算出し、この算出値をもとに前記演算結果を補正する
デジタル演算処理器を備えたことを特徴とするデジタル
形保護制御装置。２、請求項１に記載のデジタル形保護制御装置において
、ｘ（ｔ）が角速度ω（＝２πｆ）の周期波形のとき、
３つのサンプリングデータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝、ｘ（ＮＴ）
と既知のサンプリング間隔Ｔとにより、 ω＾２＝（２πｆ）＾２＝（１／Ｔ＾２）・〔２ｘ｛（
Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ（ＮＴ）−ｘ｛（Ｎ−２）｝〕／〔ｘ
（ＮＴ）〕から、角速度ω又は周波数ｆを求めることを
特徴とするデジタル形保護制御装置。３、請求項１または２に記載のデジタル形保護制御装置
において、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔのとき、３つのサンプリングデ
ータｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝、ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝、ｘ（Ｎ
Ｔ）から、Ａ＾２＝〈ｘ（ＮＴ）×ｘ（ＮＴ）×［ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ）］−ｘ（ＮＴ）×ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝
×［ｘ（ＮＴ）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝］〉／〈２ｘ｛（
Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ（ＮＴ）−ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝〉によ
り、大きさＡを求めることを特徴とするデジタル形保護
制御装置。４、請求項２または３に記載のデジタル形保護制御装置
において、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔを電流とし、ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉ
ｎ（ωｔ＋θ）を電圧としたとき、Ｘｆｇ（Ｔ）≡ｘ（ＮＴ）×［ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝］−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝×［ｙ（ＮＴ
）−ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝］とＸｆｆ（Ｔ）≡ｘ（ＮＴ）×［ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝］−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝×［ｘ（ＮＴ
）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝］およびＹｆｇ（Ｔ）≡ｘ（ＮＴ）×ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ｛
（Ｎ−１）Ｔ｝×ｙ（ＮＴ）を算出し、これらと請求項２において求めた角速度ωか
ら、抵抗分として〔Ｘｆｇ（Ｔ）〕／〔Ｘｆｆ（Ｔ）〕
を、また、インダクタンス分として［〔Ｘｆｇ（Ｔ）〕
／〔Ｘｆｆ（Ｔ）〕］×ωＴを算出し、インピーダンス
を判定することを特徴とするデジタル形距離測定装置。５、請求項２または３に記載のデジタル形保護制御装置
において、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔ、ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ（ωｔ＋
θ）としたとき、Ｘｆｇ（Ｔ）≡ｘ（ＮＴ）×［ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｙ
｛（Ｎ−２）Ｔ｝］−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝×［ｙ（ＮＴ
）−ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝］およびＹｆｇ（Ｔ）≡ｘ（ＮＴ）×ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｘ｛
（Ｎ−１）Ｔ｝×ｙ（ＮＴ）を算出し、基準軸と交差する点をｘ＿■、直交軸と交差
する点をｙ＿■とした直線のとき、上記Ｘｆｇ（Ｔ）と
Ｙｆｇ（Ｔ）および請求項２において求めた角速度ωか
ら〔Ｙｆｇ（Ｔ）〕／〔ωＴ〕と−（ｙ＿■／Ｘ＿■）
×（［〔Ｘｆｇ（Ｔ）〕／〔ω＾２Ｔ＾２〕］−ｘ＿■
）の大小を比較し、位相特性上のどの位置にあるか判定
することを特徴とするデジタル形保護制御装置。６、請求項２または３に記載にデジタル形保護制御装置
において、ｘ（ｔ）が角速度ωの周期波形のとき、請求項２におい
て求めたωにより、ｘ（ｔ）を任意の位相ψだけ移相さ
せた波形として、ｘ＿ψ（ＮＴ）≡ｘ（ＮＴ）×ｃｏｓψ＋［〔ｘ（ＮＴ
）−ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝〕／ωＴ］×ｓｉｎψ を算出し、上記ｘ＿ψ（ＮＴ）を用いて位相特性を判定
することを特徴とするデジタル形保護制御装置。７、請求項３に記載のデジタル形保護制御装置において
、ｘ（ｔ）＝Ａｓｉｎωｔ、ｙ（ｔ）＝Ｂｓｉｎ（ωｔ＋
θ）とし、かつ、この差ｘ（ｔ）−ｙ（ｔ）をＺ（ｔ）
＝Ｃｓｉｎ（ωｔ＋α）としたとき、Ｚ｛（Ｎ−２）Ｔ
｝＝ｘ｛（Ｎ−２）Ｔ｝−ｙ｛（Ｎ−２）Ｔ｝、Ｚ｛（
Ｎ−１）Ｔ｝＝ｘ｛（Ｎ−１）Ｔ｝−ｙ｛（Ｎ−１）Ｔ
｝Ｚ（ＮＴ）＝ｘ（ＮＴ）−ｙ（ＮＴ）から、それぞれ
の大きさＡ、Ｂ、Ｃを算出し、動作量をＣ、抑制量を（
Ａ＋Ｂ）とすることを特徴とするデジタル形比率差動継
電装置。８、請求項１〜７のいずれか一項に記載のデジタル形保
護制御装置に用いるアナログ−デジタル変換器において
、演算の実施に必要な３つの連続サンプリングデータを１
グループとしてごく短時間に取り込み、各グループ間の
時間間隔を任意の長さとしたことを特徴とするアナログ
−デジタル変換器。